LTE 中的OFDMA技術(shù)

1、LTE 中的OFDMA技術(shù)摘 要：LTE多址技術(shù)與WCDMA中的多址技術(shù)不同。在LTE系統(tǒng)中，下行鏈路多址技術(shù)建立在正交頻分復(fù)用多址（OFDMA）的基礎(chǔ)上，而上行鏈路多址技術(shù)則是基于單載波頻分多址（SC- FDMA）技術(shù)的。文章分析了OFDMA實現(xiàn)過程，描述了OFDMA發(fā)射機和接收機結(jié)與原理，討論了OFDMA的優(yōu)勢與挑戰(zhàn)。關(guān)鍵詞：長期演進(jìn)（LTE ）；正交頻分復(fù)用多址（OFDMA ）；快速傅立葉變換（FFT）； WCDMA為了解決可能由保護(hù)頻段需求帶來的效率低下問題，我們在選擇系統(tǒng)參數(shù)時，通常使得不同傳輸之間是正交的，且在生成子載波時，確保子載波之間不會相互干擾，但在頻域內(nèi)子載波的頻譜之間又是

2、重疊的。這就是采用正交頻分復(fù)用多址（OFDMA）技術(shù)達(dá)到的效果。采用這種技術(shù)時，子載波的每個中心頻率是從頻域中的不同集合中選取的，且鄰近子載波在理想子載波采樣點處的值為0，如圖1所示 對于LTE來說， Release 8標(biāo)準(zhǔn)將子載波的固定頻差規(guī)定為15 kHz（在后續(xù)標(biāo)準(zhǔn)版本中，當(dāng)LTE與諸如移動電視等廣播應(yīng)用進(jìn)行互聯(lián)時，也可支持7.5 kHz的固定頻差）。圖1 保持子載波之間的正交性1 OFDMA實現(xiàn)過程OFDMA系統(tǒng)的實際實現(xiàn)建立在數(shù)字技術(shù)的基礎(chǔ)上，更確切地說，是通過采用離散傅立葉變換（DFT ）和反向傅立葉變換（IDFT），來實現(xiàn)時域和頻域表達(dá)式之間的轉(zhuǎn)換。輸入正弦波通過快速傅立葉變換（

3、FFT ）模塊處理后的信號結(jié)果如圖2所示。圖2 針對不同輸入的FFT運算結(jié)果在實際實現(xiàn)過程中，通常采用快速傅立葉變換（FFT）。FFT運算將信號表達(dá)式從時域變換到頻域。反向快速傅立葉變換（IFFT）則將信號表達(dá)式從頻域變換到時域。對于正弦波來說， FFT運算的輸出結(jié)果是在相應(yīng)的頻率點處出現(xiàn)峰值，而在其他頻率點處為零值。如果輸入為方波，則頻域輸出將在多個頻率點處出現(xiàn)峰值，這樣在進(jìn)行FFT運算時，方波中就包含了多個頻率。若將脈沖作為FFT的輸入，則運算輸出結(jié)果將在所有頻率點處出現(xiàn)峰值。由于方波具有規(guī)則間隔T，因而在代表波形基頻的頻率點1/T處，出現(xiàn)較大的峰值；在基頻的奇次諧波處，將出現(xiàn)較小的峰值。

4、假定數(shù)字信號處理方面的典型要求，如最小采樣率和字長（數(shù)值）都能得到滿足的話，則FTT運算可以反復(fù)進(jìn)行，且不會丟失任何原始信息。隨著長度的不斷增加， FFT實現(xiàn)問題已經(jīng)研究得比較深入，提出了多種優(yōu)化算法 因此，對于LTE來說， FFT的長度將是2的整次冪，如512 1024等。從實現(xiàn)的角度來看， FFT的長度最好是1024，即使輸出只使用600，然后盡量將另一個FFT長度在600 1024之間選擇。2 OFDMA發(fā)射機和接收機在任意OFDMA系統(tǒng)中，發(fā)射機采用的都是窄帶互相正交的子載波。在LTE中，無論傳輸總帶寬是多少，典型的子載波間隔均為15kHz。不同的子載波保持正交，因為在一個子載波的采樣

5、時刻，其他子載波為零值 OFDMA系統(tǒng)的發(fā)射機使用IFFT塊來生成信號 數(shù)據(jù)源通過串/并轉(zhuǎn)換到達(dá)IFFT模塊。IFFT模塊的輸入與代表特定子載波（或時域信號的特定頻率分量）的輸入相對應(yīng)，且該輸入的調(diào)制與其他子載波相互獨立。IFFT模塊后是循環(huán)擴展（循環(huán)前綴）模塊，如圖3所示。圖3 OFDMA發(fā)射機和接收機添加循環(huán)擴展的動機是避免符號間干擾。當(dāng)發(fā)射機添加的一個循環(huán)擴展要長于信道沖激響應(yīng)時，接收機就會忽略（移除）這個循環(huán)擴展，因而可以消除前一個符號的影響。循環(huán)前綴的添加可以通過拷貝符號末端部分內(nèi)容，并將其添加到符號的起始部分來完成，如圖4所示。循環(huán)擴展在使用時，最好是僅作為傳輸過程（保護(hù)間隔）中的

6、一次暫停，使得OFDM符號看起來像是周期性進(jìn)行傳輸?shù)?假定循環(huán)擴展足夠長，當(dāng)OFDMA符號由循環(huán)擴展的存在而顯現(xiàn)出周期性傳輸特征時，信道的影響就等于乘以一個標(biāo)量。信號的周期性特征也考慮到離散傅立葉頻譜需要支持在接收端和發(fā)送端分別支持離散傅立葉變換（DFT ）和反向離散傅立葉變換（IDFT ）。圖4 OFDMA符號保護(hù)間隔的生成保護(hù)間隔通常設(shè)置為長于系統(tǒng)運行環(huán)境的時延擴展。除了信道時延擴展之外，在設(shè)計保護(hù)間隔時，還需要考慮發(fā)射機和接收機過濾的影響。OFDMA接收機將OFDMA信號經(jīng)過看作是通過一個FIR（有限沖激響應(yīng)）濾波器，不需要將每個頻率分量單獨分開。因此，與信道時延擴展類似，應(yīng)用于發(fā)送端和

7、接收端信號的濾波器長度也使得整體濾波影響要長于時延擴展的影響。由于接收機對符號間干擾不做任何處理，因而它仍然需要處理每個子載波造成的信道影響，這些子載波經(jīng)歷了與頻率相關(guān)的相位和幅度變化。通過將部分符號作為已知參考或?qū)ьl符號，使得信道估計變得簡單易行。將這些符號放置在時域和頻域中的適當(dāng)位置，接收機能夠根據(jù)時域和頻域參考符號網(wǎng)格 ，將信道的影響添加到不同子載波上 圖5給出了一個實例。圖5 OFDMA子載波和符號上的參考符號擴展接收機解決方案的一種代表類型是頻域均衡器，它基本上能夠抵消每個子載波所帶來的信道影響。在OFDMA中，頻域均衡器只是根據(jù)信道的頻率響應(yīng)的估計值（每個子載波經(jīng)歷的相位和幅度調(diào)整

8、），簡單地將每個子載波（具有復(fù)值倍數(shù)）進(jìn)行相乘。與WCDMA相比，這是一種更為簡單的運算方法，它與信道長度（多徑長度單位為碼片）無關(guān)，而WCDMA均衡器與信道長度有關(guān)。對于WCDMA來說，挑戰(zhàn)信息也會增加碼片率（當(dāng)前的碼片率為3.84Mcps），分離出來的多徑分量數(shù)目將會增加（取決于環(huán)境），導(dǎo)致所需的RAKE耙指增多，均衡器的復(fù)雜性大大提高。在WCDMA中，下行鏈路的信道估計通?；谕ㄓ脤?dǎo)頻信道（CPICH）和專用信道（DCH）上的導(dǎo)頻符號，導(dǎo)頻符號傳輸時一般在整個傳輸帶寬上進(jìn)行擴展，不同蜂窩由不同的擴展碼分隔開來。與OFDMA系統(tǒng)一樣， WCDMA系統(tǒng)中的擴展功能是不可用的，必須采用其他方法

9、來將蜂窩之間或不同天線之間的參考符號分離開來。在多天線傳輸中，導(dǎo)頻信號具有不同的位置。一條天線的導(dǎo)頻符號所使用的特殊位置對于同一蜂窩中的其他天線來說是不可用的。在不同蜂窩之間，這種空閑位置不可用，但可以使用不同的導(dǎo)頻符號模式和符號位置。OFDMA接收機還應(yīng)具有時域和頻域同步功能同步支持正確幀和OFDMA符號定時信息的獲取，這樣接收信號的正確部分被丟棄（循環(huán)前綴去除）。通常，可以通過將已知數(shù)據(jù)采樣（如可以基于參考符號）與實際接收數(shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)運算，來實現(xiàn)時間同步。在進(jìn)行頻率同步時，需要對發(fā)射機和接收機之間的頻移進(jìn)行估計，對設(shè)備和基站之間的頻移進(jìn)行精確估計，這樣可以對發(fā)射機和接收機端的影響進(jìn)行補償。

10、由于設(shè)備振蕩器的精度不如基站振蕩器精確（價格昂貴），因而設(shè)備鎖定在從基站獲取的頻率上。即使理論上OFDMA傳輸具有良好的頻譜特性，但由于實際發(fā)射機的非理想化（如發(fā)射機中的邊帶削波），將導(dǎo)致頻譜產(chǎn)生部分?jǐn)U展。因此，實際的OFDMA發(fā)射機需要具有與WCDMA脈沖整形濾波類似的濾波功能。在許多文獻(xiàn)中，這種濾波功能通常指的是加窗 發(fā)射機的實例如圖6所示。圖6 OFDMA發(fā)射機通過加窗形成頻譜模板的過程基站發(fā)射機采用OFDMA技術(shù)的一個重要原因是在頻域內(nèi)可以將用戶分配給任意子載波。對于HSDPA調(diào)度器操作來說，這是一個附加元素，此時分配僅在時域和碼域中進(jìn)行，但經(jīng)常會占用全部帶寬。將不同子載波分配給用戶的

11、概率，使得調(diào)度器能夠從頻域分集中受益，這種分集主要是由于系統(tǒng)帶寬的不同部分存在著瞬時干擾和衰落差而導(dǎo)致的 實際的局限性表現(xiàn)在因開銷增大導(dǎo)致信令解析存在問題。開銷增大的原因在于分配是基于資源塊完成的，而不是基于每個子載波，每個資源塊包含12個子載波，這樣導(dǎo)致最低帶寬分配應(yīng)當(dāng)是180 kHz。當(dāng)時域每次分配的周期為1ms時，下行鏈路傳輸資源分配就意味著在1ms分配周期內(nèi)，在資源池中填充了180kHz碼塊，如圖7所示。圖7 LTE中的OFDMA資源分配需要注意的是，規(guī)范中的資源塊指的是0.5ms時隙，而資源分配則是在時域1ms分配周期內(nèi)完成的。頻域內(nèi)動態(tài)分配資源的元素通常是頻域調(diào)度或頻域分集。理想情

12、況下，如果子載波能夠無條件地適應(yīng)信道，則不同子載波具有不同的調(diào)制方法。由于實際原因，無論是獲取間隔為15kHz的子載波反饋，還是發(fā)送在單個子載波上應(yīng)用的調(diào)制信息，效率都非常低 因此，對于資源塊來說，諸如調(diào)制等參數(shù)都是固定的。頻域內(nèi)的OFDMA傳輸是由若干個并行子載波構(gòu)成的，它們在時域內(nèi)對應(yīng)于多個具有不同頻率的正弦波，這些頻率以每次15kHz的速率來填充系統(tǒng)帶寬。與一次（在時域內(nèi)）僅發(fā)送一個符號的標(biāo)準(zhǔn)QAM調(diào)制器相比， OFDMA的信號包絡(luò)非常健壯，如圖8所示。正弦波的瞬間和服從不同振幅峰值的高斯分布。圖8 OFDMA信號包絡(luò)特性這對功率放大器設(shè)計提出了挑戰(zhàn)，因為在蜂窩系統(tǒng)中，人們應(yīng)當(dāng)最大限度地

13、提高功率放大器效率，以實現(xiàn)最小功耗。與正常單載波信號相比，圖9給出了包絡(luò)變化范圍大的信號（如圖8時域中的OFDMA信號）要求放大器使用額外的回退功能。圖9 針對不同輸入的波形的功率放大器回退要求通過使用額外的功率回退功能，使放大器始終工作于線性區(qū)域，以防止輸出信號和頻譜屏蔽出現(xiàn)問題。但使用額外的功率回退功能會降低放大器功率效率或輸出功率。在固定應(yīng)用中后者問題不大，因為用戶設(shè)備具有較大容量，且可以與電源相連，但對于依靠自帶電池工作的小型移動設(shè)備則面臨著諸多挑戰(zhàn)。這就是3GPP決定在下行鏈路方向采用OFDMA技術(shù)，而在上行鏈路方向使用功率高效的SC- FDMA技術(shù)的主要原因 從研究成果來看，目前已

14、經(jīng)提出了多種方法來降低峰均比（PAR），但更有意義的（尤其是對于功率放大器來說）是立方量度（CM），在3GPP中引入立方量度主要是更好地描述放大器的影響。OFDMA系統(tǒng)對于頻率誤差比較敏感 在不顯著影響子載波正交性的前提下，15kHz的子載波間距有利于提高LTE系統(tǒng)對實現(xiàn)誤差效應(yīng)和多普勒效應(yīng)的容限。對于純廣播載波（專用載波）來說，3GPP規(guī)定也可以選擇使用7.5kHz子載波間距，但LTE Release 8并未對純廣播載波的完全支持做出規(guī)定。Release 8中36.2系列規(guī)范對7.5kHz子載波間距情況下物理層的工作原理進(jìn)行了規(guī)定，詳細(xì)信息（尤其是對于高層操作）在Release 8后發(fā)布的規(guī)

15、范中進(jìn)行規(guī)定。3 結(jié)論正如SC- FDMA在上行鏈路方向部分使用了OFDMA原理，以實現(xiàn)高頻譜效率一樣， LTE多址技術(shù)的上行鏈路部分采用了OFDMA原理。在LTE和其他系統(tǒng)中引入OFDMA技術(shù)的全部動機是因為該技術(shù)具有如下特性：在頻率選擇性衰落信道中具有良好的性能；基帶接收機復(fù)雜性低；較好的頻譜特性和較強的多帶寬處理能力；鏈路自適應(yīng)和頻域調(diào)度能力；能夠與其他接收機和天線技術(shù)兼容。這些優(yōu)點只能隨著無線接入網(wǎng)架構(gòu)不斷發(fā)展而逐漸實現(xiàn)，在基站（對于WCDMA來說， 3GPP術(shù)語中稱為NodeB ）中進(jìn)行無線相關(guān)控制設(shè)置 隨著系統(tǒng)帶寬越來越大（超過5MHz ），接收機復(fù)雜性成為一個急需解決的問題。OFDMA技術(shù)也面臨著一些挑戰(zhàn)，包括：（1）對頻移的容限問題 在進(jìn)行LTE設(shè)計時，這個問題可以通過選擇間距為15kHz的子載波來解決，由于速率和實現(xiàn)方面存在著缺陷，該子載波對于多普勒頻移具有較大的容限。（2）傳輸信號的峰均比（PAR）較高，它要求發(fā)射機具有較好的線性 線性放大器的功率轉(zhuǎn)換效率較低，因而對于移動上行