幾個(gè)簡(jiǎn)單的simulink仿真模型

1、頻分復(fù)用和超外差接收機(jī)仿真目的1 熟悉Simulink模型仿真設(shè)計(jì)方法2 掌握頻分復(fù)用技術(shù)在實(shí)際通信系統(tǒng)中的應(yīng)用3 理解超外差收音機(jī)的接收原理內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)超外差收接收機(jī)系統(tǒng)，其中發(fā)送方的基帶信號(hào)分別為1000Hz的正弦波和500Hz的方波，兩路信號(hào)分別采用1000kHz和1200kHz的載波進(jìn)行幅度調(diào)制，并在同一信道中進(jìn)行傳 輸。要求采用超外差方式對(duì)這兩路信號(hào)進(jìn)行接收，并能夠通過調(diào)整接收方的本振頻率對(duì)解調(diào)信號(hào)進(jìn)行選擇。原理超外差接收技術(shù)廣泛用于無線通信系統(tǒng)中，基本的超外差收音機(jī)的原理框圖如圖所示圖1-1超外差收音機(jī)基本原理框圖從圖中可以看出，超外差接收機(jī)的工作過程一共分為混頻 分別敘述如下：混

2、頻：由天線接收到的射頻信號(hào)直接送入混頻器進(jìn)行混頻 由壓控振蕩器產(chǎn)生，并可根據(jù)調(diào)整控制電壓隨時(shí)調(diào)整振蕩頻率、中頻放大和解調(diào)三個(gè)步驟，現(xiàn)，混頻所使用的本機(jī)振蕩信號(hào)，使得器振蕩頻率始終比接收信R輸入<僅鏗整號(hào)頻率高一個(gè)中頻頻率，這樣，接受信號(hào)與本機(jī)振蕩在混頻器中進(jìn)行相乘運(yùn)算后，其差頻信號(hào) 的頻率成分就是中頻頻率。其頻譜搬移過程如下圖所示gl4.ll超外差收音機(jī)的混頻器輸入輻出頻譜示意開圖1-2超外差接收機(jī)混頻器輸入輸岀頻譜中頻放大：從混頻模塊輸出的信號(hào)中包含了高頻和中頻兩個(gè)頻率成分，這樣一來只要采用中頻帶通濾波器選出進(jìn)行中頻信號(hào)進(jìn)行放大，得到中頻放大信號(hào)。解軍調(diào)：將中頻放大后的信號(hào)送入包絡(luò)檢波

3、器，進(jìn)行包絡(luò)檢波，并解調(diào)出原始信號(hào)。步驟1、設(shè)計(jì)兩個(gè)信號(hào)源模塊，其模塊圖如下所示，兩個(gè)信號(hào)源模塊的載波分別為1000kHz ,和1200kHz ,被調(diào)基帶信號(hào)分別為1000Hz的正弦波和500Hz的三角波，并將其封裝成兩個(gè)子系統(tǒng) 如下圖所示：Oenetatori圖1-2信源子系統(tǒng)模型圖2、 為了模擬接收機(jī)距離兩發(fā)射機(jī)距離不同引起的傳輸衰減，分別以Gain1和Gain2模塊分別對(duì) 傳輸信號(hào)進(jìn)行衰減，衰減參數(shù)分別為0.1和0.2。最后在信道中加入均值為 0,方差為0.01的隨機(jī) 白噪聲，送入接收機(jī)。3、 接收機(jī)將收到的信號(hào)直接送入混頻器進(jìn)行混頻，混頻所使用的本機(jī)振蕩信號(hào)由壓控振蕩器產(chǎn)生，其中壓控振

4、蕩器由輸入電壓進(jìn)行控制，設(shè)置Slider Gain模塊，使輸入?yún)?shù)在500至1605可調(diào)，從而實(shí)現(xiàn)本振的頻率可控。壓控振蕩器的本振頻率設(shè)為465kHz ,靈敏度設(shè)為 1000HZ/V。4、 混頻后得到的信號(hào)送入中頻濾波器Analog Filter Design1進(jìn)行帶通濾波，濾波器階數(shù)設(shè)置為1，帶寬為12kHz，中心頻率為465kHz，從而濾出中頻信號(hào)。5、 對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行20倍的增益后，再次經(jīng)過Analog Filter Design2進(jìn)行中頻濾波，進(jìn)一步消 除帶外噪聲。濾波器設(shè)置與前面相同6、 經(jīng)過中頻濾波后，利用包絡(luò)檢波器進(jìn)行檢波（檢波器的上限和下限值分別設(shè)置為inf和0）,檢波輸出信號(hào)

5、再通過帶寬為6kHz的低通濾波器輸出。7、 設(shè)置系統(tǒng)仿真時(shí)間為0.01s，仿真步進(jìn)為6.23e-8，具體參數(shù)設(shè)置如下圖所示：圖1-3模型仿真參數(shù)設(shè)置&調(diào)整壓控振蕩器的控制電壓信號(hào),觀察接收波形的變化。并分別記錄當(dāng)輸出波形為正弦波結(jié)果1 畫出接收機(jī)正確解調(diào)時(shí)的接收波形2 記錄當(dāng)分別解調(diào)出兩路信號(hào)時(shí)，本振頻率分別為多少3 給出接收信號(hào)頻率與本振頻率的關(guān)系式PSK數(shù)字傳輸系統(tǒng)仿真目的1 進(jìn)一步掌握Simulink模型仿真設(shè)計(jì)方法2 深入理解PSK技術(shù)的工作原理3 了解在PSK下采用格雷碼映射技術(shù)的優(yōu)越性內(nèi)容試建立一個(gè)n/8相位偏移的8PSK傳輸系統(tǒng)，觀察調(diào)制輸出信號(hào)通過加性高斯信道前后的星

6、座圖，并比較輸入數(shù)據(jù)以普通二進(jìn)制映射和格雷碼映射兩種情況下的誤比特率。原理多進(jìn)制相移鍵控的特點(diǎn)：多進(jìn)制相移鍵控是利用載波的多個(gè)相位來代表多進(jìn)制符號(hào)或 二進(jìn)制碼組，即一個(gè)相位對(duì)應(yīng)一個(gè)多進(jìn)制符號(hào)或者是一組二進(jìn)制碼組。在相同碼元寬度的情況下，M進(jìn)制的碼元速率要高，如在8PSK中，其碼元速率為Iog2 8=3 ,為2PSK的3倍，因此，多進(jìn)制相移鍵控具有更高的碼速率。采用不同的相位來代表多進(jìn)制符號(hào)一共有兩種不同的方案，分別是A方式相移系統(tǒng)和B方式相移系統(tǒng)，其相位矢量圖圖表示如下 ：7T“心式礎(chǔ)斑方式相莓系統(tǒng)圖2-1兩種方式下的相移系統(tǒng)多進(jìn)制相移鍵控的抗噪聲性能：對(duì)于多進(jìn)制絕對(duì)移相對(duì)于多進(jìn)制相對(duì)移相(M

7、PSK)，當(dāng)信噪比r足夠大時(shí)，誤碼率可近似為Pe = e2-r sin （二/ M ）(MDPSK),當(dāng)信噪比r足夠大時(shí)，誤碼率可近似為Pe= e-2rsin2（二/2M ）圖2-2不同M下的誤碼率曲線圖格雷碼映射：格雷碼是一種數(shù)字排序系統(tǒng)，其中的所有相鄰整數(shù)在它們的數(shù)字表示中只有一個(gè)數(shù)字不同 它在任意兩個(gè)相鄰的數(shù)之間轉(zhuǎn)換時(shí)，只有一個(gè)數(shù)位發(fā)生變化。它大大地減少了由一個(gè)狀態(tài)到下一個(gè)狀態(tài)時(shí)邏輯的混淆。另外由于最大數(shù)與最小數(shù)之間也僅一個(gè)數(shù)不同，故通常又叫格雷反射碼或循環(huán)碼。二進(jìn)制碼與格雷碼的對(duì)照表如下所示：表2-1格雷碼與自然二進(jìn)制數(shù)比較十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼十進(jìn)制數(shù)自然二進(jìn)制數(shù)格雷碼00000

8、00007011101001000100018100011002001000119100111013001100101010101111401000110111011111050101011112110010106011001011311011011步驟1 設(shè)置信號(hào)源為隨機(jī)整數(shù)發(fā)生器，將M-ary number設(shè)置為8，采樣時(shí)間為1e-3，信源輸出的隨機(jī)整數(shù)07通過二進(jìn)制轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為3比特二進(jìn)制組后送入PSK基帶調(diào)制器。2 在PSK基帶調(diào)制器中，設(shè)置8PSK調(diào)制方式（M-ary number設(shè)置為8）， in put type設(shè)置為 Bit，星座映射設(shè)置為Bin ary或Gray，表示采用直接

9、映射或格雷碼映射 。相位偏移設(shè)置為pi/8， 即采用B方式的相移系統(tǒng)。3 將經(jīng)過8PSK調(diào)制好的輸出信號(hào)送入到AWGN信道，其中設(shè)置AWGN模塊的Mode為：Varianee from mask ， 方差為 0.02。4 經(jīng)過信道疊加了噪聲后，將信號(hào)送入到M-PSK基帶解調(diào)模塊，解調(diào)方式與調(diào)制方式對(duì)應(yīng) 。5 分別將原始信號(hào)和經(jīng)過 8PSK解調(diào)后的信號(hào)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換后在Error Rate Calculation中進(jìn)行比較，得到系統(tǒng)的誤碼率，其中Buffer模塊設(shè)置其輸出的緩沖大小為1， Error Rate Calculation的Output data設(shè)置為Port，其余按照默認(rèn)設(shè)置。6 分別

10、在8PSK經(jīng)過信道前和經(jīng)過信道后放置星座圖顯示模塊，查看加入噪聲后的信號(hào)星座圖變化情況。CorwirterLTltWAM PSKAJirOMwiTljMPSKFl JChid murid*o n足體onI£ 沁 gM FSkM AdU Littl IM.Mk：De >n diJl IMo iBaw!Bn4口|首滬何性"riA兮3t刖PI就Su. p aFiarrmEr« i FJ atc：JlUl JEI4BEnrr Rats圖2-3系統(tǒng)仿真模型圖結(jié)果1、分別觀察當(dāng)信道噪聲方差0.02和0.05時(shí)，系統(tǒng)采用普通二進(jìn)制方式和格雷碼方式時(shí)的信噪比，并說明其原因。

11、三 用于載波提取的鎖相環(huán)仿真目的1 掌握鎖相環(huán)的基本原理2 了解鎖相環(huán)在載波提取中的作用3 了解平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)的工作原理內(nèi)容設(shè)計(jì)兩個(gè)仿真模型，分別使用平方環(huán)和科斯塔斯環(huán)對(duì)抑制載波雙邊帶調(diào)制的模擬信號(hào)進(jìn)行 相干解調(diào)。原理1平方環(huán)設(shè)調(diào)制信號(hào)為m(t)中無直流分量，則DSB信號(hào)為s(t) =m(t)cosct( 3 _ 1)接收端將該信號(hào)經(jīng)過一個(gè)平方律部件后得到e(t)二 m2(t) cos2 ct 二 m (t) - m2 (t) cos2 ct22( 3 - 2)在上式中m (t)的均值是基帶信號(hào)的功率，是一個(gè)正的常數(shù)，因此上式中含有2 'c頻率分量的諧波，用中心頻率為2，c的帶通濾

12、波器將這一諧波分量選出后，再通過鎖相環(huán)選定，最后對(duì)鎖相環(huán)VCO輸出信號(hào)進(jìn)行2分頻即可恢復(fù)載波。平方環(huán)的原理框圖如下圖所示 ：圖3-1平方環(huán)載波提取原理框圖2科斯塔斯環(huán)利用平方環(huán)進(jìn)行解調(diào)時(shí)，需要三個(gè)乘法器，且鎖相環(huán)工作在載波的二倍頻上 。如果載 波頻率較高，鎖相環(huán)將需要工作在相當(dāng)高的頻率上 ，導(dǎo)致成本大大提高。因此，科斯塔斯 環(huán)針對(duì)這一缺點(diǎn)進(jìn)行了改進(jìn) 。本是采用科斯塔斯環(huán)法提取同步載波的?？扑顾弓h(huán)又稱同相正交環(huán)，其原理框圖如下：圖3-2科斯塔斯環(huán)原理框圖在科斯塔斯環(huán)環(huán)路中，誤差信號(hào)V7是由低通濾波器及兩路相乘提供的。壓控振蕩器輸出信 號(hào)直接供給一路相乘器，供給另一路的則是壓控振蕩器輸出經(jīng)90。

13、移相后的信號(hào)。兩路相乘器的輸出均包含有調(diào)制信號(hào)，兩者相乘以后可以消除調(diào)制信號(hào)的影響，經(jīng)環(huán)路濾波器得到僅與壓控振蕩器輸出和理想載波之間相位差有關(guān)的控制電壓，從而準(zhǔn)確地對(duì)壓控振蕩器進(jìn)行調(diào)整，恢 復(fù)出原始的載波信號(hào)現(xiàn)在從理論上對(duì)科斯塔斯環(huán)的工作過程加以說明。設(shè)輸入調(diào)制信號(hào)為 m（t）cosct，則1(3 3)(3 4)v3 二 m(t)cos ctcos( ct 二)m(t)cos： cos(2 ct ：)1V4 二 m(t) cos ct sin( ctT m(t)sinsin(2 ct )2經(jīng)低通濾波器后，倍頻項(xiàng)被濾除，輸出分別為m(t)cos-V6 = £ m(t)sin將V5和V6

14、在相乘器中相乘，得,1 2v7 =v5v6m (t)sin2v8(3 - 5)(3 5)中B是壓控振蕩器輸出信號(hào)與輸入信號(hào)載波之間的相位誤差，當(dāng)B較小時(shí)，1 2 v7m2(t)v4 ( 3 6)(3 6)中的V7大小與相位誤差B成正比，它就相當(dāng)于一個(gè)鑒相器的輸出。用V7去調(diào)整壓控振蕩器輸出信號(hào)的相位，最后使穩(wěn)定相位誤差減小到很小的數(shù)值。這樣壓控振蕩器的輸出就是所需提取的載波。步驟1、平方環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)1) 仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10 “S ,仿真計(jì)算采用ode5算法，仿真時(shí)間設(shè)置為8e-3。2) 采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號(hào) ,其中，基帶信號(hào)采用頻率為1KHz的正弦波信 號(hào)，載波采用

15、頻率為 10KHz的正弦波，通過相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號(hào)后送入噪聲方差為0.01的 AWGN信道進(jìn)行傳輸。3) 在接收方，采用乘法器Product1完成平方功能，并將輸出信號(hào)通過中心頻率為 20kHz的二階帶通濾波器選出載波的二次諧波，濾波器通帶可設(shè)置為1921kHz。4) 采用Product2作為鎖相環(huán)的鑒相器 ，為模擬真實(shí)情況，并不將VCO的中心頻率完 全設(shè)置為載波頻率的2倍，而是增加一個(gè)小的差值，如設(shè)置VCO的中心頻率為20.3kHz ,控 制靈敏度為4000HZ/V。則當(dāng)環(huán)路進(jìn)入鎖定時(shí)，VCO的輸出就是穩(wěn)定的載波二次諧波。5) 將得到的載波二次諧波通過計(jì)數(shù)器進(jìn)行二分頻后得到恢復(fù)載波，計(jì)數(shù)器設(shè)

16、置為上 升沿觸發(fā)，最大計(jì)數(shù)值為1 ,輸出端為計(jì)數(shù)輸出，輸出數(shù)據(jù)類型為雙精度。計(jì)數(shù)器的初始 狀態(tài)設(shè)置為0或1。6) 相干解調(diào)模塊可采用 Manual Switch來選擇理想載波或本地恢復(fù)載波來進(jìn)行，低通濾波器截止頻率根據(jù)基帶信號(hào)頻率進(jìn)行設(shè)計(jì)。in昨存h|3 ig-n a I4«Fierdt>irroouaC *n dr iielSl9«j|i«ni-utonhuilErFilter cesionCanteifetrfcr1/lAIUil SullenMoilrrjigpi-CcNicrovici SClIOfitDIFreeucfTlFivdL-cta怡平期逓

17、jAndlcgD畛訂補(bǔ)片迢驚 Sonr*3圖3-3抑制載波雙邊帶調(diào)制、平方環(huán)載波恢復(fù)及相干解調(diào)模型2、科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)仿真模型的設(shè)計(jì)1） 仿真步進(jìn)設(shè)計(jì)為固定的10 “S，仿真計(jì)算采用ode5算法，仿真時(shí)間設(shè)置為8e-3。2） 采用相乘法產(chǎn)生抑制載波調(diào)制信號(hào)，其中，基帶信號(hào)采用頻率為1KHz的正弦波信號(hào)，載波采用頻率為10KHz的正弦波，通過相乘器產(chǎn)生已調(diào)信號(hào)后送入噪聲方差為0.01的AWGN信道進(jìn)行傳輸。3） 在接收方，將接收信號(hào)分兩路與 VCO輸出的信號(hào)進(jìn)行鑒相，并通過低通濾波器（2 階的巴特沃斯濾波器，截止頻率為1KHz）4）VCO的中心頻率設(shè)置為10.15kHz，壓控靈敏度為8000H

18、z/V 。5）零階保持器的采樣頻率按照仿真模型采樣頻率設(shè)置6） 利用Analytic Signal模塊進(jìn)行希爾伯特變換，得到復(fù)數(shù)信號(hào)7）利用Complex to Real-Imag將復(fù)數(shù)信號(hào)的實(shí)部，虛部分離出來，得到一對(duì)相互正交的正弦輸出抑制載波雙邊帶調(diào)制的科斯塔斯環(huán)載波恢復(fù)和解調(diào)模型1、 分析平方環(huán)載波提取系統(tǒng)的頻率跟蹤范圍，并測(cè)試其頻率跟蹤特性。，觀察兩者之間2、 觀察科斯塔斯環(huán)載波提取電路的載波恢復(fù)結(jié)果，并與發(fā)送方載波進(jìn)行比較 的區(qū)別四擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的建模與仿真目的1、加深對(duì)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的理解2、了解直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的抗噪聲能力3、熟悉擴(kuò)頻碼在直序擴(kuò)頻中的作用內(nèi)容設(shè)計(jì)一個(gè)完整的擴(kuò)頻通信

19、系統(tǒng)模型，包含信號(hào)的產(chǎn)生，擴(kuò)頻，調(diào)制，解擴(kuò)，解調(diào)以及恢復(fù)的全過程，并通過信號(hào)的頻譜對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行分析。原理1、直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)擴(kuò)展頻譜調(diào)制是指已調(diào)信號(hào)帶寬遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)帶寬的任何調(diào)制體制；在這類體制中已調(diào)信號(hào)的帶寬基本上和調(diào)制信號(hào)帶寬無關(guān)。直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)框圖如圖4-1所示，二進(jìn)制數(shù)據(jù)源a(t)通過乘法器與PN序列c(t)相乘，由于PN序列的碼元持續(xù)時(shí)間遠(yuǎn)小于數(shù)據(jù)源的碼元持續(xù)時(shí)間，因此得到的信號(hào)頻譜將大大擴(kuò)展，接下來將擴(kuò)展了頻譜的數(shù)字信號(hào)通過數(shù)字調(diào)制進(jìn)行發(fā)送，得到發(fā)射的擴(kuò)頻信號(hào)。其中，發(fā)射信號(hào)s(t)的表達(dá)式為s(t)二 a(t)c(t)cos 2 - fct(/)PN I 沙;:圖4-1直

20、接序列擴(kuò)頻的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的信道以及接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖所示圖4-2直接序列擴(kuò)頻的接收機(jī)系統(tǒng)框圖接收方接收到的信號(hào)由擴(kuò)頻信號(hào)s(t)，噪聲信號(hào)n(t)以及干擾信號(hào)J(t)組成，由此可以得到接收信號(hào)r(t)的表達(dá)式：r(t)=s(t) n(t) J(t)當(dāng)接收機(jī)達(dá)到同步要求時(shí)，其本地?cái)U(kuò)頻序列與發(fā)射機(jī)擴(kuò)頻序列相同 。解擴(kuò)也是以乘法器完 成的，因此解擴(kuò)輸出信號(hào) m(t)為：m(t)二r(t)* c(t)= (s(t) n(t) J(t)c(t)二 a(t)c2(t)cos2二 fct n(t)c(t) J(t)c(t)由于擴(kuò)頻序列c(tH: 1，故上式第一項(xiàng)為s(t)，后面兩項(xiàng)屬于寬頻分量

21、，可以通過濾波器濾除。步驟直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì) ：為保證頻譜的平滑，仿真參數(shù)如下圖所示：圖4-3系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置1、二進(jìn)制隨機(jī)數(shù)發(fā)生器模塊產(chǎn)生基帶二進(jìn)制信號(hào)，其采樣時(shí)間設(shè)置為 0.01 ,這樣就可以得到數(shù)據(jù)率為100bps的基帶信號(hào)，由于擴(kuò)頻時(shí)，需要與數(shù)據(jù)率高于自己的擴(kuò)頻碼相乘，因此通過Rate Transition 模塊進(jìn)行速率調(diào)整，并通過Unipolar to Bipolar Converter模塊進(jìn)行雙極性轉(zhuǎn)換，得到雙極性信號(hào)。2、 擴(kuò)頻碼由PN序列發(fā)生器產(chǎn)生，其中PN序列的生成多項(xiàng)式為1 0 0 0 0 1 1，初始狀態(tài)設(shè) 置為0 0 0 0 0 1。由于采樣時(shí)間設(shè)定為 1/200

22、0，這樣，就能夠產(chǎn)生數(shù)據(jù)率為 2Kbps的擴(kuò)頻碼3、 利用乘法器進(jìn)行擴(kuò)頻，然后將擴(kuò)頻信號(hào)送入到BPSK調(diào)制模塊進(jìn)行數(shù)字調(diào)制，并經(jīng)過速率轉(zhuǎn)換后按照1/8000的采樣時(shí)間進(jìn)行采樣保持（Unit Delay模塊），最后通過頻譜儀顯示頻譜4、為了觀察擴(kuò)頻前的信號(hào)頻譜，再將二進(jìn)制基帶信號(hào)通過采樣，然后觀察頻譜，其中UnitDelay模塊與第三步中的Un it Delay 模塊設(shè)置一致。PlMfStqiJwno-twpi rfiP訃Im二 2口rNpydTI沖SipalarUhlpc畑 g91 palerLC'nYCrtEtrSipCiBFfQ Un鉀 »r SfYdAflBT 3ipei nrta Urd CnrbrlurBPSKTUn止 X 旳BPSKRile十cKun &cpe 7圖4-4直接序列擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)仿真模型完整的直接序列擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與仿真1、將發(fā)射機(jī)模型封裝為一個(gè)子系統(tǒng)，如下圖所示Brn&ulliibinarySern>Lilli binary口弐芒Gener