一種新穎的電流驅(qū)動同步整流變換器的分析

1、一種新穎的電流驅(qū)動同步整流變換器的分析          摘  要：本文分析了一種新穎的電流驅(qū)動同步整流方法。它在輸入和負(fù)載的波動的情況下，仍可以獲得固定的驅(qū)動電壓；該電流驅(qū)動模塊直接可以應(yīng)用于大多數(shù)的開關(guān)拓?fù)潆娐?其功能和理想二極管相同；該電流驅(qū)動的同步整流變換器能夠并聯(lián)使用，而無需考慮反向功率消耗。 關(guān)鍵詞：同步整流  電壓驅(qū)動  電流驅(qū)動 Analysis of a Novel Current Driven Synchronous Rectifier Chen Jiny

2、un, Guo tangshi, Yin Huajie (South China University of Technology, GuangZhou 510640 China) Abstract: This paper analysis a novel synchronous rectifier. Constant gate drive voltage can be obtained regardless of line and load fluctuation. It can be easily applied to most switching topologies like an i

3、deal diode. It can be connected in parallel without take the risk of reverse power sinking. Key word：synchronous rectification, current driven, voltage driven 1  引  言 隨著計算機(jī)微處理器技術(shù)以及高速數(shù)字邏輯電路技術(shù)的發(fā)展，對低電壓大電流電源的需求也增多。隨著變換器輸出電壓的降低以及輸出電流地增大，整流損耗成為變換器的主要損耗。采用低導(dǎo)通阻抗的MOSFET進(jìn)行整流，可以大大降低這一損耗，是提高變換器效率的有效途徑

4、。這種應(yīng)用MOSFET進(jìn)行整流的技術(shù)，稱為同步整流(SR)。通常，同步整流驅(qū)動信號可以通過自驅(qū)動和它驅(qū)動（也稱控制驅(qū)動）兩種方法獲得?？刂乞?qū)動通常結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本高，效率低，因此使用較少。自驅(qū)動又可以進(jìn)一步分為電壓驅(qū)動和電流驅(qū)動。許多的研究者在電壓驅(qū)動同步整流變換器方面做了許多的工作【1】【6】。電路的實現(xiàn)和工作原理已經(jīng)被大家熟知。電壓驅(qū)動SR的顯著的優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單。然而，它的不足之處如下：（1）              不同的開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要不同的電壓驅(qū)動方案【1

5、】【3】。（2）              電壓驅(qū)動SR的柵極驅(qū)動電壓與輸入電壓成比例。在低輸入電壓和高輸入電壓下，都能安全有效地驅(qū)動SR是個難題。（3）              由于SR是一個雙向?qū)ǖ拈_關(guān)，電壓驅(qū)動的SR變換器不適合直接并聯(lián)運(yùn)行【4】【6】。電流驅(qū)動是利用電流變壓器來檢測SR電流的大小，根據(jù)電流方向產(chǎn)生驅(qū)動信號。當(dāng)正

6、向電流從SR的源極流向漏極時，SR柵極驅(qū)動信號開通。當(dāng)反向電流試圖從SR的漏極流向源極時，SR柵極驅(qū)動信號光閉。雖然，電流驅(qū)動的提出已經(jīng)有十多年，但是其可行的工作頻率很低，MOSFET的SR其工作頻率低于25KHz【7】。顯然，這樣的頻率范圍不能滿足以當(dāng)代功率變換器高效率和高功率密度要求的需要。圖1給出了傳統(tǒng)電流驅(qū)動SR的功能模塊原理圖。其電流感應(yīng)電路消耗功率，為了減小這一損耗，繞組N1的壓降（電流檢測部分的壓降）必須盡可能小。這使得電流變壓器需要很高的變比（大約為500:1）【8】。這樣的電流變壓器的實現(xiàn)比較困難。此外，高變比和低的電流增益帶來的大的漏感效應(yīng)將使在開關(guān)瞬態(tài)時產(chǎn)生嚴(yán)重的延遲，

7、SR的性能惡化。所以傳統(tǒng)的同步整流電流驅(qū)動不適合工作在高頻狀態(tài)。為了提高傳統(tǒng)電流驅(qū)動變換器的工作頻率，提出了如圖2所示的能量復(fù)位型電流驅(qū)動SR，繞組N1的感應(yīng)能量和勵磁電流能量通過繞組N3和N4傳輸?shù)紻C電壓源。通過能量復(fù)位，繞組N1上的電壓可以比SR的壓降更大，而不會帶來太多的附加損耗。這使得電流變壓器不再需要很高的變比（變比大約為10:1）【8】。這大大簡化了電流變壓器的設(shè)計和制造。更小的變比會獲得更高的電流和更小的漏感效應(yīng)。以下部分對能量復(fù)位型電流驅(qū)動進(jìn)行詳細(xì)分析。          &#

8、160;  圖1  傳統(tǒng)電流驅(qū)動SR的原理圖 圖2  能量復(fù)位型SR的原理圖 2  能量復(fù)位型電流驅(qū)動SR的工作模態(tài)及分析 2.1  穩(wěn)態(tài)分析 穩(wěn)態(tài)期間是SR驅(qū)動電壓被鉗位后的完全開通或完全關(guān)斷的工作期間。如圖3所示，穩(wěn)態(tài)期間有3種工作模態(tài)。分別如下：（a）開通模態(tài)          （b）關(guān)斷模態(tài)1         （c）關(guān)斷模態(tài)2圖3  穩(wěn)態(tài)期間的電路圖 (1)

9、開通模態(tài)：該模態(tài)如圖3（a）所示。SR電流流過電流變壓器的繞組N1，感應(yīng)電流有兩個回路。其一是由繞組N3、二極管D1、直流電壓Vo構(gòu)成。繞組N1上的能量通過該回路返回到Vo。另一回路是由繞組N2和勵磁電感構(gòu)成。該期間可得到如下公式：                               （1）

10、                           （2）         （3）              

11、0;      （4）                 （5）實際電路中ILmmax遠(yuǎn)小于ISRP*N1/N3，所以，公式（5）可以簡化為：                     

12、0;         （6）式中：ISRP： SR正向電流峰值D：SR的占空比T：開關(guān)周期N1N4：各繞組的線圈匝數(shù)Vg（on）：柵極驅(qū)動電壓ILmmax：最大勵磁電流(2) 關(guān)斷模態(tài)1：該模態(tài)如圖3（b）所示。當(dāng)SR電流減小到不能維持勵磁電流時，二極管D1截止，復(fù)位繞組N4和二極管D2導(dǎo)通，這時，勵磁能量由N4返回到輸出電壓Vo。繞組N2的驅(qū)動電壓變?yōu)樨?fù)值。該期間的公式如下：           

13、;                （7）             （8）(3) 關(guān)斷模態(tài)2：該模態(tài)如圖3（c）所示。當(dāng)勵磁電流復(fù)位到0時，二極管D2關(guān)斷。在繞組N2，SR的柵極電容與勵磁電感諧振。2.2  瞬態(tài)分析 瞬態(tài)期間是SR開通和關(guān)斷瞬態(tài)的工作期間。雖然與開關(guān)周期相比該期間很短，但它決定了SR的整體性能。開通瞬態(tài)

14、和關(guān)斷瞬態(tài)的分析如下：(1) 開通瞬態(tài)： （a）電路模型和波形圖 （b）開通模態(tài)                 （c）開通等效電路  （d）簡化的開通等效電路 圖4  開通瞬態(tài)期間的電路圖 其等效電路如圖4（b）和圖4（c）所示。該期間，SR的電流以m1的斜率上升。開始時，繞組N3和N4不導(dǎo)通，電流流過繞組N2，同時對SR的柵極充電。考慮到勵磁電流不能在開通瞬態(tài)瞬間建立起來。所以，認(rèn)為零初始值勵磁電感開路。等效電路

15、可以進(jìn)一步簡化為如圖4（d）所示。開通延遲Tond（從SR電流開始上升到柵極電壓到達(dá)門檻電壓Vth所需時間）和開通時間Ton（從SR電流開始上升到柵極電壓達(dá)到鉗位電壓Vo*N2/N3所需時間）可由以下公式得到：  （9）                   （10）            

16、         （11）式中：m1：電流的上升斜率，它由外加電壓和寄生電感決定。Vth是SR的Mosfet的門檻電壓。 (2) 關(guān)斷瞬態(tài)：關(guān)斷瞬態(tài)的分析開始于流過SR的電流開始以m2的斜率下降，結(jié)束于到柵極電壓被N4和Vo鉗位到一個負(fù)的電壓值。如圖5所示，該瞬態(tài)期間有兩個工作模態(tài)：(a) 關(guān)斷模態(tài)1                （b）關(guān)斷模態(tài)2  

17、60;          （c）主要波形圖 圖5  關(guān)斷瞬態(tài)期間的電路圖 （a）關(guān)斷模態(tài)電路                   （b）等效電路            （c）簡化的等效電路 圖6

18、60; 關(guān)斷瞬態(tài)期間的等效電路圖 關(guān)斷模態(tài)1：該模態(tài)如圖5（a）所示。二極管D1仍然導(dǎo)通，把能量返回到輸出Vo。柵極電壓由繞組N3和輸出電壓Vo鉗位。二極管D1電流隨著SR電流的下降而相應(yīng)減小。關(guān)斷模態(tài)2：當(dāng)二極管D1的電流下降到0，D1截止，電路模型變?yōu)閳D5（b）所示。繞組N1的感應(yīng)電流小于勵磁電流。勵磁電感和柵極電容之間產(chǎn)生諧振。關(guān)斷瞬態(tài)的主要波形如圖5（c）所示。關(guān)斷延遲時間Toffd，即從SR電流開始減小開始，到0到SR柵極電壓低于門檻電壓同時關(guān)斷SR所需時間可以由如下公式得到：         

19、      （12）                           （13）              （14）Toffd1：從SR電流開始減小到等于勵磁

20、電流，二極管D1截止。Toffd2：從二極管D1截止后，到SR柵極電壓低于門檻電壓。Tfall：SR電流從穩(wěn)態(tài)值開始，減小到0這一期間。為了計算Toffd2，我們考慮如圖6（a）所示的等效電路。該電路和圖6（b）等效。當(dāng)考慮到勵磁電感很大，瞬態(tài)期間勵磁電流保持恒定。電感可以等效成一個電流源，如圖6(c)所示?？傻茫?#160;                   （15）    

21、;               （16）  （17）應(yīng)該指出的是公式（17）表示的關(guān)斷時間并不總是為大于0。如果Toffd比0更小，這表示同步整流管在它電流降落到0之前已經(jīng)被關(guān)斷，繼續(xù)存在的電感電流通過同步整流管的體二極管流通。由于這種繼續(xù)存在的電感電流通常遠(yuǎn)小于正常的負(fù)載電流，所以，由此引起的體二極管反向恢復(fù)問題通常不是一個嚴(yán)重的問題。事實上，電壓驅(qū)動SR也面臨這樣的問題，精確的驅(qū)動同步幾乎是不可能的。實際設(shè)計中，可以加上一個簡單的延遲電路來使

22、工作電路效率達(dá)到最高。如果Toffd大于0，會存在反向的電流流過同步整流管。反向電流的幅值Ishutdown由電流下降率m2和Toffd共同決定，如公式（18）所示。  （18）對于一個工作在CCM模式的變換器，這反向電流Ishutdown通常是很高的，它將降低同步整流變換器的性能。所以必須盡可能減小Toffd。3  損耗分析 由于能量復(fù)位，電流變壓器本身的工作效率可以很高。同時，勵磁能量通常比電流感應(yīng)能量要小的多，D2導(dǎo)通損耗可以忽略。所以該電流驅(qū)動同步整流與精確同步驅(qū)動的同步整流相比所帶來的附加損耗，主要是由于D1引起的導(dǎo)通損耗。在穩(wěn)態(tài)期間，附加損耗Pextraloss

23、stable可由以下公式得到：  （19）式中，：VF-D1是二極管D1的正向壓降。在開通瞬態(tài)期間，附加損耗Pextralosson，可由以下公式得到：                               （20）     

24、0; （21）                            （22）式中：PBDon：由于開通延遲產(chǎn)生的體二極管導(dǎo)通損耗PSRon：開關(guān)瞬態(tài)期間的SR電阻的導(dǎo)通損耗VFBD是SR的體二極管壓降，Rdson是SR的開通電阻。在關(guān)斷瞬態(tài)期間，附加損耗Pextralossoff，如下：    （

25、23）所以，總的附加損耗Pextra可以表示為：              （24）考慮到PextralossoffPSRon遠(yuǎn)小于 ，所以總附加損耗可以簡化為SR體二極管的導(dǎo)通損耗和開通期間二極管D1導(dǎo)通損耗之和。由公式（2）、（10）、（19）、（20）知，該總附加損耗可以表示為：    （25）通常，該電流驅(qū)動SR比理想的SR的附加損耗要大，但是，當(dāng)電流變壓器和驅(qū)動信號正確設(shè)計時，附加損耗并不大。應(yīng)該指出的是，實際上理想的SR并不

26、存在。電壓驅(qū)動的SR也很難根據(jù)電流精確地開通和關(guān)斷SR。它也仍然存在開通和關(guān)斷地延遲問題和附加損耗問題。 5  性能的提高 5.1  減少附加損耗 由公式（25）知，存在一個優(yōu)化的變比N3/N1，使得附加損耗最小。通過差分求得，該優(yōu)化變比為：                       （26）      （

27、27）所以該電流變壓器的優(yōu)化變比為：N3可以由公式（26）確定；N2可以由公式（2）確定；N4可以由公式（7）確定。N4和D2流過的僅僅是勵磁能量。所以可以選擇低功率的元件。5.2  關(guān)斷期間誤導(dǎo)通問題的解決 在關(guān)斷期間，勵磁電感和柵極電容之間產(chǎn)生的諧振可能使驅(qū)動線圈上產(chǎn)生正向的柵極驅(qū)動電壓，從而導(dǎo)致SR的誤觸發(fā)。實際設(shè)計中可以在繞組N2并聯(lián)阻尼電阻Rd來吸收額外的諧振能量以防關(guān)斷期間驅(qū)動電壓超過SR的驅(qū)動電壓使SR誤導(dǎo)通。與阻尼電阻串聯(lián)的二極管保證了該電路在SR開通期間不消耗能量。該尼電路的電路原理圖如圖7所示。圖7  帶有阻尼電路的SR 要使二極管與阻尼電阻串聯(lián)的尼電路

28、能有效阻止柵極驅(qū)動電壓在關(guān)斷期間出現(xiàn)正電壓，需要該二階電路是臨界阻尼和過阻尼狀態(tài)。公式（28）給出了臨界阻尼響應(yīng)下阻尼電阻Rd的值。實際設(shè)計中選用阻值在100到5000之間的Rd就可滿足要求。                             （28）5.3  減小開通和關(guān)斷延遲時間 為了進(jìn)一步提高能量恢復(fù)型電流

29、驅(qū)動同步整流變換器的性能，應(yīng)該使得開通延遲和關(guān)斷延遲盡可能小。由公式（10）、（17）知，影響開通延遲和關(guān)斷延遲時間的主要參數(shù)是SR柵極電容Cg。顯然，柵極電容越小，延遲時間越小。在繞組N2和SR柵極電容間加上如圖8所示的圖騰柱（totempole）驅(qū)動器可以加快開關(guān)過程。如果驅(qū)動器的電流放大倍數(shù)為，柵極電容等效值下降為Cg/，因此開通延遲和關(guān)斷延遲可以大大地降低。圖8  圖騰柱驅(qū)動電路 實際的圖騰柱驅(qū)動器本身也存在著輸入和輸出信號之間的延遲。這個延遲時間一般在5ns到30ns之間。考慮到圖騰柱驅(qū)動器自身的延遲時間Ttotempoled，符合要求的圖騰柱驅(qū)動器的電流放大率可以根據(jù)公式

30、（29）來設(shè)計。           （29）經(jīng)過優(yōu)化變比設(shè)計以及加上放大倍數(shù)為的圖騰柱驅(qū)動器后，電流驅(qū)動的SR的最小附加損耗可表示為   （30）6  新穎的電流驅(qū)動同步整流變換器 根據(jù)以上分析，可以構(gòu)造如圖9所示的新穎的電流驅(qū)動模塊。該模塊有四個端口，其中兩個端口是SR的漏極和源極，相當(dāng)于二級管的陰極和陽極。另兩個端口是能量恢復(fù)端口，分別同直流輸出端的正極和負(fù)極連接。該模塊可以在各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器中代替整流二極管，具有通用性。圖9  新穎的電流驅(qū)動SR模塊 7

31、  結(jié)  論 本文提出了可以在高頻狀態(tài)工作的一種新穎的電流驅(qū)動同步整流電流變換器。與已經(jīng)存在的同步整流相比，該同步整流變換器有幾個非常突出的優(yōu)點(diǎn)。 首先，它為大多數(shù)拓?fù)涞耐秸麟娐诽峁┝艘环N通用的方法。它是一個四端口的模塊，其中兩個端口是陰極和陽極，另外兩個端口與直流輸出相連。它可以很方便地被用于各種拓?fù)潆娐分?，如正激、反激、中間抽頭的半橋、倍流的半橋以及諧振拓?fù)潆娐分小?第二，即使輸入電壓出現(xiàn)波動，該電流驅(qū)動SR的驅(qū)動電壓可以保持恒定。這使得它可以在寬電壓輸入范圍內(nèi)工作。通過調(diào)節(jié)繞組變比很容易進(jìn)行設(shè)計SR驅(qū)動電壓的大小。 第三，該電流驅(qū)動SR變換器可以并聯(lián)運(yùn)行而不產(chǎn)生反

32、向功率的消耗。 參考文獻(xiàn)： 1 Jitaru, I.D.; Cocina, G.“High efficiency DC-DC converter”  Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1994. APEC '94. Conference Proceedings 1994., Ninth Annual , 1994  Page(s): 638 -644 vol.2     2  Cobos, J.A.; Garcia, O.; Uceda

33、, J.; Sebastian, J.; de la Cruz, E. “Comparison of high efficiency low output voltage forward topologies” Power Electronics Specialists Conference, PESC '94 Record., 25th Annual IEEE , 1994 Page(s): 887 -894 vol.2   3 Cobos, J.A.; Uceda, J. “  Low output voltage DC/DC convers

34、ion”  Industrial Electronics, Control and Instrumentation, 1994. IECON '94., 20th International Conference on , Volume: 3 , 1994 Page(s): 1676 -1681 vol.3   4 Kohama, T.; Ninomiya, T.; Shoyama, M.; Tymerski, R. “Analysis of abnormal phenomena caused by synchronous rectifiers

35、in a paralleled converter system” Power Electronics, IEEE Transactions on , Volume: 15 Issue: 4 , July 2000  Page(s): 670 -680   5 Cheng, D.K.W.; Liu, X.C.; Lee, Y.S.  “ Parallel operation of DC-DC converters with synchronous rectifiers” Power Electronics Specialists Co

36、nference, 1998. PESC 98 Record. 29th Annual IEEE , Volume: 2 , 1998  Page(s): 1225 -1229 vol.2   6 Yee, H.P.; Sawahata, S.  “A balanced review of synchronous rectifiers in DC/DC converters”  Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1999. APEC '99. Fourteenth Annual , Volume: 1 , 1999  Page(s): 582 -588 vol.1 7Acker, B.; Sullivan, C.R.; Sanders, S.R. “Current-controlled synchronous rectification” Applie