運算放大器電路的誤差分析匯總

1、1. 共模抑制比 KCMR 為有限值的情況集成運放的共模抑制比為有限值時，以下圖為例討論。VP=ViVN=Vo共模輸入電壓為：差摸輸入電壓為：運算放大器的總輸出電壓為：vo=A VD vID+A VC vIC閉環(huán)電壓增益為：可以看出， AVD 和 KCMR 越大， AVF 越接近理想情況下的值，誤差越小。2.輸入失調(diào)電壓V IO一個理想的運放，當輸入電壓為0 時，輸出電壓也應(yīng)為0。但實際上它的差分輸入級很難做到完全對稱。通常在輸入電壓為0 時，存在一定的輸出電壓。解釋一：在室溫25 及標準電源電壓下，輸入電壓為0 時，為使輸出電壓為0 ，在輸入端加的補償電壓叫做失調(diào)電壓。解釋二：輸入電壓為0

2、時，輸出電壓Vo 折合到輸入端的電壓的負值，即VIO =- V O| VI=0/A VO輸入失調(diào)電壓反映了電路的對稱程度，其值一般為±110mV3.輸入偏置電流IIBBJT 集成運放的兩個輸入端是差分對管的基極，因此兩個輸入端總需要一定的輸入電流輸入偏置電流是指集成運放輸出電壓為0 時，兩個輸入端靜態(tài)電流的平均值。IBN 和 IBP。輸入偏置電流的大小，在電路外接電阻確定之后，主要取決于運放差分輸入級BJT的性能，當它的 值太小時，將引起偏置電流增加。偏置電流越小，由于信號源內(nèi)阻變化引起的輸出電壓變化也越小。其值一般為 10nA1uA 。4.輸入失調(diào)電流IIO在 BJT 集成電路運放

3、中， 當輸出電壓為0 時，流入放大器兩輸入端的靜態(tài)基極電流之差，即 IIO=|I BP -IBN|由于信號源內(nèi)阻的存在，IIO 會引起一個輸入電壓，破壞放大器的平衡，使放大器輸出電壓不為0 。它反映了輸入級差分對管的不對稱度，一般約為1nA0.1uA 。5. 輸入失調(diào)電壓 VIO 、輸入失調(diào)電流 IIO 不為 0 時，運算電路的輸出端將產(chǎn)生誤差電壓。設(shè)實際的等效電路如下圖大三角符號，小三角符號內(nèi)為理想運放，根據(jù)VIO 和 IIO 的定義畫出。為了分析方便，假設(shè)運放的開環(huán)增益AVO 和輸入電阻Ri 均為無限大，外電路電阻R2=R1|Rf，利用戴維南定理和諾頓定理可得兩輸入端的等效電壓和等效電阻，

4、如下圖所示則可得同相輸入端電壓反向輸入端電壓因 AVO ，有 V PVN，代入得Vo=(1+Rf/R1)VIO+IIB(R1|Rf-R2)+ IIO(R1|Rf+R2)當取 R2=R1|Rf時，由輸入偏置電流IIB 引起的輸入誤差電壓可以消除，上式可簡化為V o=(1+R f/R1 )(V IO +IIO R 2)可見， 1+Rf/R1和 R2 越大， V IO 和 IIO 引起的輸出誤差電壓越大。當用作積分運算時，用1/（ sC）代替 Rf ，輸出誤差電壓為vo(s)=1+1/( sC R1)VIO(s)+I IO(s)R2當 VIO 和 IIO 隨時間變化時，即有由此式可以看出，積分時間常

5、數(shù)=R1C越小或積分時間越長，V IO 和 IIO 引起的輸出誤差電壓越大。在理想情況下， V IO 和 IIO 都為 0 時，輸出誤差電壓也為0 ?？梢栽谳斎爰壖右徽{(diào)零電位器，或在輸入端加一補償電壓或補償電流，以抵消VIO 和 IIO 的影響。問題分析：實施電壓測量時，一般要求測量儀器（電壓表）的內(nèi)阻要遠高于被測電路檢測點的阻抗，這樣才能得到比較準確的測量結(jié)果。運算放大器具有極高的輸入阻抗和電壓增益，其輸入端信號極其微弱。通常與輸入端相連接的電阻阻值都很大（10 2 10 3 K），這個阻值已經(jīng)和模擬式電壓表的內(nèi)阻在同一個數(shù)量級，電壓表的接入顯然會改變電路的工作狀態(tài)，即使是數(shù)字式電壓表（內(nèi)阻

6、M 級），也無法在如此高的阻抗下準確測量。測量方法：測量運算放大器電路的靜態(tài)工作點，一般都避免直接測輸入端，只測量輸出端直流電壓，由輸出端電壓可推算出輸入端電壓，推算方法如下：工作于線性模式（有反饋電阻Rf ）時，輸出端靜態(tài)電位與兩個輸入端靜態(tài)電位相等，即：Vo=V+=V- ；工作于非線性模式（無反饋電阻Rf ）時，輸出電壓只有兩個離散值（高電位Vh 和地電位Vl ）：當V+ V-時， Vo=Vh ；當 V+ V-時，Vo=Vl ，其中 Vh 的數(shù)值接近正電源供電電壓Vcc ，Vl 接近負電源供電電壓Vdd （單電源供電時為零電位），具體數(shù)值因運算放大器型號不同略有區(qū)別。單電源運算放大器的偏置

7、與去耦電路設(shè)計目前在許多手持設(shè)備、汽車以及計算機等設(shè)備只用單電源供電，但是單電源容易出現(xiàn)不穩(wěn)定問題，因此需要在電路外圍增加輔助器件以提高穩(wěn)定性。在電路圖1 中展示了單電源供電運算放大器的偏置方法，用電阻 RA與電阻RB構(gòu)成分壓電路，并把正輸入端的電壓設(shè)置為Vs/2 。輸入信號VIN是通過電容耦合到正輸入端。在該電路中有一些嚴重的局限性。首先，電路的電源抑制幾乎沒有，電源電壓的任何變化都將直接通過兩個分壓電阻改變偏置電壓Vs/2 ，但電源抑制的能力是電路非常重要的特性。例如此電路的電源電壓1 伏的變化，能引起偏置電路電壓的輸出 Vs/2 變化 0.5 伏。該電路的電源抑制僅僅只有 6dB ，通過

8、選用 SGM8541 運算放大器可以增強電源抑制能力。圖 1 ：單電源供電運算放大器的偏置方法。其次，運算放大器驅(qū)動大電流負載時電源經(jīng)常不穩(wěn)定，除非電源有很好的調(diào)節(jié)能力，或有很好的旁路，否則大的電壓波動將回饋到電源線路上。運算放大器的正輸入端的參考點將直接偏離 Vs/2 ，這些信號將直接流入放大器的正輸入端。表 1 ：適用于圖 2 的典型器件值。在應(yīng)用中要特別注意布局，多個電源旁路電容、星形接地、單獨的印制電源層可以提供比較穩(wěn)定的電路。偏置電路的去耦問題解答這個問題需要改變一下電路。圖2 從偏置電路的中間節(jié)點接電容C2 ，用來旁路 AC 信號，這樣可以提高 AC 的電源抑制， 電阻 RIN 為

9、 Vs/2 的基準電壓提供DC 的返回通路， 并且為 AC 輸入提供了交流輸入阻抗。圖 2 ：接電容 C2 來旁路 AC 信號，提高 AC 的電源抑制。這個偏置電路的 -3dB 帶寬是通過電阻 RA 、RB 與電容 C2 構(gòu)成的并且等于此偏置電路當頻率在 30Hz 以內(nèi)時，沒有電源抑制的能力，因此任何在電源線上低于 30Hz 的信號，能夠輕易地加到放大器的輸入端。 一個通常解決這個問題的方法是增加電容值 C2 ，它的值需要足夠的大， 以便能有效地旁路掉偏置電路通頻帶以內(nèi)的全部噪聲。然而在這里比較合理的方法是，設(shè)置 C2 與偏置電路連接點的帶寬是十分之一的信號輸入帶寬，參見圖 2 。表 2 ：電

10、路圖 3 和 4 的一些齊納二極管與Rz 電阻值的關(guān)系在有些運算放大器中輸入偏置電流比較大是需要考慮的，由于放大器偏置電流的影響，偏置分壓電路的分壓點將偏離Vs/2 ，影響了放大器的靜態(tài)工作點。為了使放大器的靜態(tài)工作點盡量靠近Vs/2 ，需要增加平衡電阻，見電路圖2。在這個電路中運算放大器選用的是SGM8541 ，該放大器的輸入偏置電流在常溫下只有1-2 個皮安，幾乎為零，因此可以不考慮輸入偏置電流帶來的誤差。但如果工作在非常寬的溫度范圍(-20 -80 )，在放大器的正負輸入端加平衡電阻能很好地阻止輸入帶來的誤差。圖 3 ：齊納二級管偏置電路。設(shè)計單電源運算放大器電路，需要考慮輸入偏置電流誤

11、差、電源抑制、增益、以及輸入與輸出線路帶寬等等。然而普通的應(yīng)用設(shè)計是可以通過查表來獲得，見表1 。在單電源電壓為15V 或 12V 時偏置分壓的兩個電阻通常選用100k ，這樣可以在電源消耗與輸入偏置電流誤差之間合理的折中。5V 單電源偏置分壓電阻減小到一個比較低的值，例如42k 。還有些在3.3V 應(yīng)用中偏置分壓電阻選在27k 左右。齊納二級管偏置電路表 3 ：電路參數(shù)及期間參數(shù)選擇。雖然電阻偏置電路技術(shù)成本很低，并且始終能保持運放輸出控制在Vs/2 ，但運放的共模抑制能力完全依靠RA/RB 與 C2 構(gòu)成的 RC 時間常數(shù)。通過使用C2 可以提高至少10 倍的 RC(RC 通過 R1/C1

12、 與 RIN/CIN的網(wǎng)路構(gòu)成 ) 時間常數(shù)，這將有助于提高共模抑制比。 RA 與 RB 在使用 100k ，并且電路帶寬沒有降低的時候， C2 可以保持相當小的容量。 也可以采用其它的方法在單電源中提供偏置電壓， 并且有很好的電源抑制與共模抑制。比如在偏置電路中可以使用一個齊納二極管調(diào)整偏置電壓，提供靜態(tài)工作點。圖 4 ：利用相同的齊納二極管的反相放大器電路的偏置方法。在圖 3 中，電流通過電阻RZ 流到齊納二極管，形成偏置工作點。電容CN 可以阻止齊納二極管產(chǎn)生的噪聲通過反饋進入運放。要想實現(xiàn)低噪聲電路需要使用一個比10uF 還大的 CN，并且齊納二極管應(yīng)該選擇一個工作電壓在Vs/2 。電

13、阻 RZ 必須選擇能夠提供齊納二極管工作在穩(wěn)定的額定電壓上和保持輸出噪聲電流比較低的水平上。因為運放的輸入電流只有1pA 左右，幾乎接近零，所以為了減小輸出噪聲電流，低功耗的齊納二極管是非常理想的選擇。可以選擇250mW的齊納二極管，但為了考慮成本，選擇500mW 的齊納二極管也是可以接受。齊納二極管的工作電流會因制造商的不同有些差別，在應(yīng)用中一般IZ 在5mA(250mW) 與 5uA(500mW) 之間比較好。表 4 ：電路參數(shù)及期間參數(shù)選擇在齊納二極管的工作極限范圍之內(nèi)，采用下面電路(圖 3 、圖 4) 將有比較好的電源抑制能力。但這個電路有一些缺陷，因為運放輸出的靜態(tài)工作點是齊納二極管

14、的電壓而不是Vs/2 。如果電源電壓下降，大信號輸出的波形將會失真( 出現(xiàn)不對稱的削頂波形)，此時電路還要消耗更多的電能。電阻RIN 與 R2 應(yīng)該選擇相同的電阻值，防止偏置電流引起更大的失調(diào)電壓誤差。運算放大器容性負載驅(qū)動問題問：為什么我要考慮驅(qū)動容性負載問題?答：通常這是無法選擇的。在大多數(shù)情況下，負載電容并非人為地所加電容。它常常是人們不希望的一種客觀存在，例如一段同軸電纜所表現(xiàn)出的電容效應(yīng)。但是在有些情況下，要求對運算放大器的輸出端的直流電壓進行去耦。例如，當運放被用作基準電壓的倒相或驅(qū)動一個動態(tài)負載時。在這種情況下，你也許在運放的輸出端直接連接旁路電容。不論哪種情況，容性負載都要對運

15、放的性能有影響。問：容性負載如何影響運放的性能?答：為簡單起見，可將放大器看成一個振蕩器。每個運放都有一個內(nèi)部輸出電阻RO ，當它與容性負載相接時，在運放傳遞函數(shù)上產(chǎn)生一個附加的極點。正如圖1(b) 波特圖幅頻特性曲線表示，附加極點的幅頻特性斜率比主極點20dB/ 十倍頻程更徒。從相頻特性曲線圖 1(c) 中可以看出，每個附加極點的相移都增加-90°。我們可用圖 1(b)或圖 1(c) 來判斷電路的穩(wěn)定性。從圖1(b) 中可以看出，當開環(huán)增益和反饋衰減之和大于1時，電路會不穩(wěn)定。 同樣，在圖 1(c) 中，如果某一工作頻率低于閉環(huán)帶寬， 在這個頻率下環(huán)路相移超過-180°時

16、，運放會出現(xiàn)振蕩。 電壓反饋型運算放大器 (VFA) 的閉環(huán)帶寬等于運放增益帶寬積(GBP ，或單位增益頻率) 除以電路閉環(huán)增益 (A CL ) 。運算放大器電路的相位裕度定義為使電路不穩(wěn)定所要求的閉環(huán)帶寬處對應(yīng)的附加相移 (即環(huán)路相移十相位裕度=-180°)。當相位裕度為 0 時，環(huán)路相移為 -180°，此運放電路不穩(wěn)定。 通常，當相位裕度小于 45°時，會出現(xiàn)問題，例如頻響“尖峰 ”，階躍響應(yīng)中的過沖或“振鈴 ”。為了使相位裕度留有余地，容性負載產(chǎn)生的附加極點至少應(yīng)比電路的閉環(huán)帶寬高10 倍，如果不是這樣電路可能不穩(wěn)定。圖 1 容性負載電路及其波特圖問：那么我

17、應(yīng)該如何處理容性負載 ?答：首先我們應(yīng)該確定運放是否能穩(wěn)定地驅(qū)動自身負載。許多運放數(shù)據(jù)手冊都給出“容性負載驅(qū)動能力 ”這項指標。還有一些運放提供 “小信號過沖與容性負載關(guān)系曲線”，從中你可以看到過沖與附加負載電容呈指數(shù)關(guān)系增加，當達到100% 時，運放不穩(wěn)定。如果有可能，應(yīng)該使運放過沖遠離100% 。還應(yīng)注意這條曲線對應(yīng)指定增益。對于VFA ，容性負載驅(qū)動能力隨增益成比例增加。所以，如果在增益為1 時， VFA 可穩(wěn)定驅(qū)動 100pF 容性負載，那么在增益為 10 時，便能驅(qū)動 1000pF 容性負載。也有少數(shù)運放的產(chǎn)品說明中給出開環(huán)輸出電阻 RO ，從而可以計算出上述附加極點的頻率fP= 1

18、/2 ROCL 。如果附加極點 fP 大于上述電路帶寬 10 倍，則電路穩(wěn)定。 如果運放的產(chǎn)品說明沒有提供容性負載驅(qū)動能力或開環(huán)輸出電阻的指標，也沒有給出過沖與容性負載關(guān)系曲線，那么要保證電路穩(wěn)定，你必須對容性負載采取必要的補償措施。要使標準運放驅(qū)動容負載工作穩(wěn)定有許多處理方法，下面介紹幾種。(1)提高噪聲增益法使低頻電路穩(wěn)定的有效方法，也是設(shè)計者常常忽略的方法，就是增加電路的閉環(huán)增益(即噪聲增益而不改變信號增益，這樣可在開環(huán)增益與反饋衰減到0dB 帶寬之積恒定條件下降低噪聲帶寬。具體電路如) ，圖 2 所示。在圖 2(a) 中，在運放的兩個輸入端之間接電阻 RD 。此時電路的增益可由給定公式

19、計算。因為是噪聲增益而不是信號增益支配穩(wěn)定性，所以電路穩(wěn)定性的提高不影響信號增益。為保證電路穩(wěn)定，最簡單的方法是使噪聲帶寬至少應(yīng)比容性負載極點頻率低 10 倍頻程。圖 2 提高效大器噪聲增益電路圖 3 環(huán)路增益波特圖這種方法的缺點是輸入端電壓噪聲和輸入失調(diào)電壓被放大產(chǎn)生附加的輸出電壓噪聲和輸出失調(diào)電壓增加。用一個電容CD 與電阻 RD 串聯(lián)可以消除附加的直流失調(diào)電壓，但增加的電壓噪聲是器件固有的，不能消除。當選用CD 時，其電容值應(yīng)盡可能大。為保證噪聲極點至少低于“噪聲帶寬 ”10倍， CD 最小應(yīng)取 10A NOISE /2 RDGBP 。(2)環(huán)路外補償法這種方法是在運放的輸出端和負載電容

20、之間串入一個電阻RX ，如圖 4 所示。雖然RX 加在反饋環(huán)路的外部， 但它可將負載電容產(chǎn)生的附加零點頻率fZ 作用到反饋網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)，從而可以減小高頻環(huán)路相移。為了保證電路穩(wěn)定，RX 的取值應(yīng)該使附加零點頻率至少比運放電路閉環(huán)帶寬低10 倍。電路加入RX使電路性能不會像方法1 那樣增加輸出噪聲，但是從負載端看進去的輸出阻抗要增加。由于RX 和 RL 構(gòu)成分壓器，從而會使信號增益降低。如果RL已知并且適當?shù)睾愣?，那么增益降低值可通提高運放電路的增益來補償。這種方法用于驅(qū)動傳輸線路非常有用。RL和RX 值必須等于電纜的特征阻抗(通常為50 和75)，以免產(chǎn)生駐波。因此，先確定RX值，其余其它電

21、阻值要使放大器的增益加倍，用來補償由電阻分壓作用降低的信號增益，從而解決問題。圖 4 環(huán)路外補償法(3)環(huán)路內(nèi)補償法如果 RL 值未知，或者是動態(tài)值，那么增益級的有效輸出電阻必須很低。在這種情況下，在整個反饋環(huán)路內(nèi)接一個電阻RX 是很有用的，如圖5 所示。在這個電路中，由于直流和低頻反饋都是來自負載電阻RL ，所以從輸入端到負載的信號增益不受分壓器RX 和 RL 的影響。RX=RORGRFCF=RO+RXRF·CL在這個電路中外接的電容CF是用來抵消CL 產(chǎn)生的附加極點和零點。為了簡便起見，CF產(chǎn)生的零點頻率應(yīng)該與CL產(chǎn)生的極點頻率相一致，CF 產(chǎn)生的極點頻率應(yīng)該與CL產(chǎn)生的零點頻率

22、相一致。因此整個傳遞函數(shù)和相頻響應(yīng)好像似沒有電容作用一樣。為了確保極點和零點作用相互抵消，圖5 中的方程必須求解準確。還應(yīng)注意方程成立的條件：RF? 鞷 O,RG? 鞷 O ，RL? 鞷 O 。如果負載電阻很大，這些條件容易滿足。當 RO 未知時，計算則很困難。在這種情況下，設(shè)計過程變成猜謎游戲。應(yīng)該注意“ SPICE”這個詞：運算放大器的 SPICE 模型是一種不能精確地表示運放開環(huán)輸出電阻RO 的模型，所以這種模型不能完全取代傳統(tǒng)的補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法。還應(yīng)當強調(diào)指出的是，為了采用這種方法，CL 必須已知 (且為常數(shù) ) 。在許多應(yīng)用中，放大器驅(qū)動一個電路外部的負載，當負載改換時，CL 也應(yīng)該適當變化。只有當CL 接入閉環(huán)系統(tǒng)時，使用上述電路才最適合。這種在基準電壓的緩沖器或倒相器中，驅(qū)動一個大的去耦電容。這里CL 是固定值，可以精確地抵消極點和零點的作用。與前兩種方法相比，這種方法非常適合用于低直流輸出電阻和低噪聲的情況。而且像對基準電壓源進行去耦的那么大的容性負載(一般幾微法 )，用其它方法補償都是不切實際的。上述三種補償方法都各有其優(yōu)點和缺點。 為了對你的應(yīng)用做出最好的選擇， 應(yīng)該對它們有足夠的認識。這三種方法都適合用于 “標準 ”用法，即單位增益穩(wěn)定， 電壓反饋運算放大器 (VFA) 。對于特殊應(yīng)用的放大器，讀者應(yīng)該采用其它方