幾個常用經(jīng)典差動放大器應(yīng)用電路詳解.

1、幾個常用經(jīng)典差動放大器應(yīng)用電路詳解成德廣營瀏覽數(shù)： 1507發(fā)布日期： 2016-10-10 10:48經(jīng)典的四電阻差動放大器（ Differentialamplifier，差分放大器）似乎很簡單，但其在電路中的性能不佳。本文從實際生產(chǎn)設(shè)計出發(fā)，討論了分立式電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。關(guān)鍵詞： CMRR差動放大器差分放大器簡介經(jīng)典的四電阻差動放大器（ Differentialamplifier，差分放大器）似乎很簡單，但其在電路中的性能不佳。 本文從實際生產(chǎn)設(shè)計出發(fā)，討論了分立式電阻、濾波、 交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。大學(xué)里的電子學(xué)課程說明了理想運(yùn)算放大器的應(yīng)用，

2、 包括反相和同相放大器， 然后將它們進(jìn)行組合，構(gòu)建差動放大器。 圖 1 所示的 經(jīng)典四電阻差動放大器非常有用， 教科書和講座 40 多年來一直在介紹該器件。圖 1.經(jīng)典差動放大器該放大器的傳遞函數(shù)為：若 R1=R3且 R2=R4，則公式1簡化為：這種簡化可以在教科書中看到，但現(xiàn)實中無法這樣做，因為電阻永遠(yuǎn)不可能完全相等。此外，基本電路在其他方面的改變可 產(chǎn)生意想不到的行為。下列示例雖經(jīng)過簡化以顯示出問題的本質(zhì)，但來源于實際的應(yīng)用問題。CMRR差動放大器的一項重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如圖為 3 V ，則 4V 為共模輸入。 V2 比共模電壓高 1 V ，而V1低1 所示，假設(shè)V21 V

3、 。二者之差為為 5 V，V12V，因此R2/R1 的“理想”增益施加于2 V 。如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動放大器放大，并作為V1 和 V2 之間的有效電壓差出現(xiàn)在VOUT ，無法與真實信號相區(qū)別。差動放大器抑制這一部分電壓的能力稱為共模抑制（ CMR）。該參數(shù)可以表示為比率的形式（CMRR），也可以轉(zhuǎn)換為分貝（dB）。在 1991 年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster指出，假定運(yùn)算放大器為理想運(yùn)算放大器，則共模抑制可以表示為：其中， Ad 為差動放大器的增益， t 為電阻容差。 因此，在單位增益和 1%電阻情況下，

4、 CMRR 等于 50 V/V （或約為 34 dB ）；在 0.1% 電阻情況下， CMRR等于 500 V/V （或約為 54 dB ）- 甚至假定運(yùn)算放大器為理想器件，具有無限的共模抑制能力。若運(yùn)算放大器的共模抑制能力足夠高，則總 CMRR受限于電阻匹配。某些低成本運(yùn)算放大器具有60 dB 至 70dB 的最小 CMRR，使計算更為復(fù)雜。低容差電阻第一個次優(yōu)設(shè)計如圖2所示。該設(shè)計為采用OP291 的低端電流檢測應(yīng)用。R1 至 R4 為分立式 0.5% 電阻。由Pall ás-Areny 文章中的公式可知，最佳CMR為 64 dB.幸運(yùn)的是，共模電壓離接地很近， 因此 CMR并非

5、該應(yīng)用中主要誤差源。具有 1%容差的電流檢測電阻會產(chǎn)生1%誤差， 但該初始容差可以校準(zhǔn)或調(diào)整。然而，由于工作范圍超過80 ° C，因此必須考慮電阻的溫度系數(shù)。圖2.具有高噪聲增益的低端檢測針對極低的分流電阻值，應(yīng)使用 4引腳開爾文檢測電阻。采用高精度十分之一英寸的PCB走線直接連接該電阻很容易增加10 m ，導(dǎo)致差會更大，因為PCB上的銅走線溫度系數(shù)超過3000 ppm 。0.1電阻，并以幾10%以上的誤差。但誤分流電阻值必須仔細(xì)選擇。數(shù)值更高則產(chǎn)生更大的信號。這是 好事，但功耗（ I2R ） 也會隨之增加，可能高達(dá)數(shù)瓦。采用較小的 數(shù)值（ m 級別），則線路和 PCB走線的寄生電阻

6、可能會導(dǎo)致較 大的誤差。 通常使用開爾文檢測來降低這些誤差。 可以使用一 個特殊的四端電阻（比如 Ohmite LVK 系列），或者對 PCB布局進(jìn)行優(yōu)化以使用標(biāo)準(zhǔn)電阻。若數(shù)值極小，可以使用 PCB 走線，但這樣不會很精確。商用四端電阻（比如 Ohmite 或 Vishay的產(chǎn)品）可能需要數(shù)美元或更昂貴，才能提供0.1%容差和極低溫度系數(shù)。 進(jìn)行完整的誤差預(yù)算分析可以顯示如何在成本增加最少的情況下改善精度。有關(guān)無電流流過檢測電阻卻具有較大失調(diào)（31mV）的問題，是“軌到軌”運(yùn)算放大器無法一路擺動到負(fù)電源軌（接地）引起的。術(shù)語“軌到軌”具有誤導(dǎo)性：輸出將會靠近電源軌-比經(jīng)典發(fā)射極跟隨器的輸出級要

7、近得多- 但永遠(yuǎn)不會真正到達(dá)電源軌。軌到軌運(yùn)算放大器具有最小輸出電壓VOL，數(shù)值等 于 VCE（ SAT） 或 RDS（ON） × ILOAD 。若失調(diào)電壓等于1.25mV，噪聲增益等于30 ，則輸出等于： 1.25 mV × 30 = ± 37.5 mV（由于存在 VOS，加上 VOL導(dǎo)致的 35 mV）。根據(jù) VOS極性不同，無負(fù)載電流的情況下輸出可能高達(dá)72.5 mV 。若 VOS最大值為 30 V，且 VOL 最大值為 8 mV ，則現(xiàn)代零漂移放大器（如AD8539）可將總誤差降低至主要由檢測電阻所導(dǎo)致的水平。另一個低端檢測應(yīng)用另一個示例如圖3所示。該示例

8、具有較低的噪聲增益，但它使用 3 mV失調(diào)、 10- V/ ° C失調(diào)漂移和79 dB CMR 的低精度四通道運(yùn)算放大器。在0 A 至 3.6 A范圍內(nèi)，要求達(dá)到±5 mA 精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無法實現(xiàn)。若使用100 m 電阻，則± 5 mA電流可產(chǎn)生±500 V 壓降。不幸的是，運(yùn)算放大器隨溫度變化的失調(diào)電壓要比測量值大十倍。 哪怕 VOS 調(diào)整為零， 50° C 的溫度變化就會耗盡全部誤差預(yù)算。 若噪聲增益為 13 ，則 VOS的任何變化都將擴(kuò)大 13 倍。為了改善性能， 應(yīng)使用零漂

9、移運(yùn)算放大器 （比如 AD8638、 ADA4051 或 ADA4528）、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。圖 3.低端檢測，示例2高噪聲增益圖 4中的設(shè)計用來測量高端電流，其噪聲增益為250 。 OP07C運(yùn)算放大器的VOS最大額定值為 150 V. 最大誤差為150 V × 250 = 37.5 mV。為了改善性能，采用ADA4638 零漂移運(yùn)算放大器。該器件在-40 ° C 至 +125° C 溫度范圍內(nèi)的額定失調(diào)電壓為12.5 V。然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍（IVR）為 2 V，這表示輸入電壓必

10、須至少比正電軌低2 V. 對于 ADA4638 而言， IVR = 3 V。圖 4. 高端電流檢測單電容滾降圖 5 中的示例稍為復(fù)雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言；但更準(zhǔn)確的做法是，它們應(yīng)當(dāng)將阻抗考慮在內(nèi)。 在加入電容的情況下 （無論是故意添加的電容或是寄生電容），交流 CMRR均取決于目標(biāo)頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應(yīng)，則可在反饋電阻兩端添加電容 C2，如通常會在反相運(yùn)算放大器配置中做的那樣。圖5.嘗試創(chuàng)建低通響應(yīng)如需匹配阻抗比Z1 = Z3和 Z2 = Z4 ，就必須添加電容C4. 市場上很容易就能買到0.1% 或更好的電阻， 但哪怕是0.5%的電容售價都要高于1 美元。

11、極低頻率下的阻抗可能無關(guān)緊要，但電容容差或PCB布局產(chǎn)生的兩個運(yùn)算放大器輸入端0.5pF 的差額可導(dǎo)致10 kHz 時交流CMR下降 6 dB 。這在使用開關(guān)穩(wěn)壓器時顯得尤為重要。單芯片差動放大器（如AD8271、 AD8274 或 AD8276）具有好得多的交流CMRR性能，因為運(yùn)算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環(huán)境下， 且價格通常較分立式運(yùn)算放大器和四個精密電阻更為便宜。運(yùn)算放大器輸入端之間的電容為了滾降差動放大器的響應(yīng)，某些設(shè)計人員會嘗試在兩個運(yùn)算放大器輸入端之間添加電容C1 以形成差分濾波器，如圖 6所示。這樣做對于儀表放大器而言是可行的，但對于運(yùn)算放大器卻不可行。 VOUT將會通過R2 而上下移動，形成閉合環(huán)路。在直流時，這不會產(chǎn)生任何問題，并且電路的表現(xiàn)與等式2所描述的相一致。隨著頻率的增加，C1 電抗下降。進(jìn)入運(yùn)算放大器輸入端的反饋降低，從而導(dǎo)致增益上升。最終，運(yùn)算放大器會在開環(huán)狀態(tài)下工作，因為電容使輸入短路。圖 6.輸入電容降低高頻反饋在波特圖上， 運(yùn)算放大器的開環(huán)增益在 -20dB/dec 處下