移動通信原理重點(diǎn)

1、 例 某一移動信道，工作頻段為450MHz，基站天線高度為200m，天線增益為6dB，移動臺天線高度為3m，天線增益為 0dB；在市區(qū)工作，傳播路徑為中等起伏地，通信距離為 10km。試求： (1) 傳播路徑損耗中值； (2) 若基站發(fā)射機(jī)送至天線的信號功率為 10W， 求移動臺天線得到的信號功率中值。解 (1) 根據(jù)已知條件， KT=0, LA=LT， · 首先計(jì)算自由空間傳播損耗 Lfs = 32.44+20lgf+20lgd = 32.44+20lg450+20lg10 = 105.5dB· 由圖 2 15 (P42) 查得市區(qū)基本損耗中值  Am(f,d)

2、 = 25dB· 由圖 2 - 16可得基站天線高度增益因子  Hb ( hb, d ) = -0dB· 移動臺天線高度增益因子  Hm ( hm, f ) = 0dB· 把上述各項(xiàng)代入式(3 - 68)， 可得傳播路徑損耗中值為 LA = LT = 105.5+25= 130.5dB 頻率復(fù)用因子（frequency reuse factor）：N每小區(qū)只分配給可用信道的1/N,若N大，則分配給每小區(qū)的信道數(shù)就少。每簇小區(qū)數(shù)N滿足：，此處，i,j為非負(fù)整數(shù)。 N=9+6+4=19 N=4+2+1=7尋找最近的同信道鄰近小區(qū)：（1） 

3、沿六角形的中心連線移i個(gè)小區(qū)（2）逆時(shí)針轉(zhuǎn)60，再移j個(gè)小區(qū) 每簇小區(qū)數(shù)(N)計(jì)算所以對于7/21復(fù)用方式（即7個(gè)基站，21個(gè)小區(qū)使用21組頻率），則復(fù)用保護(hù)距離D為同理，對4/12復(fù)用方式，D=6R；對3/9復(fù)用方式，D5.2R?？梢?，區(qū)群內(nèi)小區(qū)數(shù)k越大，同信道小區(qū)的距離就越遠(yuǎn)，抗同頻干擾的性能也就越好。但區(qū)群內(nèi)小區(qū)數(shù)k也不是越大越好，k大了以后，反而每個(gè)小區(qū)內(nèi)分得的頻點(diǎn)數(shù)少了，結(jié)果致使小區(qū)的容量下降。所以，k到底取多少，還是要綜合考慮各方面的因素。信道復(fù)用與多址通信的異同點(diǎn)： 1、目的相同：充分利用信道資源，提高傳輸?shù)挠行浴?、數(shù)學(xué)基礎(chǔ)相同：信號正交分割原理，即信道分割理論先賦予各個(gè)信號

4、不同的特征，然后根據(jù)每個(gè)信號特征之間的差別來區(qū)分信號，從而實(shí)現(xiàn)互不干擾的通信。不同點(diǎn)：1、信道復(fù)用是在兩點(diǎn)之間的信道中同時(shí)傳送互不干擾的多個(gè)相互獨(dú)立的用戶信號，而多址通信則是在多點(diǎn)之間實(shí)現(xiàn)互不干擾的多方通信。 2、信號復(fù)用的目的在于區(qū)分多路， 而多址通信的目的在于區(qū)分多個(gè)動態(tài)地址(例如用戶號碼等)；3、復(fù)用技術(shù)通常在中頻或基帶上實(shí)現(xiàn)，而多址技術(shù)通常在射頻上實(shí)現(xiàn)，它利用射頻輻射的電磁波來尋找識別動態(tài)地址；4、復(fù)用技術(shù)是一個(gè)點(diǎn)對點(diǎn)傳輸問題，而多址技術(shù)則是一個(gè)點(diǎn)對多點(diǎn)的通信問題。 OFDM調(diào)制原理：設(shè)OFDM系統(tǒng)中有N個(gè)子信道，第K個(gè)子信道采用的子載波為：OFDM信號 N路子信號之和一個(gè)碼元時(shí)間 內(nèi)

5、任意兩個(gè)子載波正交條件： 子載頻條件：子載頻最小間隔：頻率規(guī)劃的基本原則(1) 同基站內(nèi)不允許存在同頻、鄰頻頻點(diǎn);(2) 同一小區(qū)內(nèi)BCCH和TCH的頻率間隔最好在400K以上;(3) 沒有采用跳頻時(shí),同一小區(qū)的THC間的頻率間隔最好在400K以上;(4) 直接鄰近的基站應(yīng)避免同頻(即使其天線主瓣方向不同,旁瓣及 背瓣的影響也會帶來較大的干擾);(5) 考慮到天線掛高和傳播環(huán)境的復(fù)雜性,距離較近的基站應(yīng)盡量避免同頻、鄰頻相對(含斜對);(6) 通常情況下,1x3復(fù)用應(yīng)保證參與跳頻的頻點(diǎn)應(yīng)是參與跳頻載頻數(shù)的二倍以上;(7) 重點(diǎn)關(guān)注同頻復(fù)用,避免在鄰近區(qū)域存在同BCCH同BSIC的情況。頻率復(fù)用

6、分析例1,   整個(gè)33MHz分配給一個(gè)FDD蜂窩系統(tǒng)。使用2個(gè)25 KHz的上、下行信道構(gòu)成全雙工的話音或控制信道，計(jì)算每小區(qū)可用信道數(shù):（a）4-小區(qū)復(fù)用；（b）7-小區(qū)復(fù)用；（c）12-小區(qū)復(fù)用； (d)若1MHz的頻譜專用做控制信道，確定在以上三種系統(tǒng)中，每小區(qū)的控制與話音信道均勻分配的方案。解：總信道數(shù)： 660(a) N=4, 660/4=165 信道(b) N=7, 660/7=95 信道(c) N=12, 660/12=55 信道(d)可用控制信道數(shù)： 20將每個(gè)小區(qū)盡可能分配相同的信道數(shù),則總話音信道數(shù)為：32000/50640 i. 當(dāng)N=4時(shí)

7、 ：控制： 20/45，（實(shí)際上，每小區(qū)只需分配一個(gè)信令信道）話音： 640/4160ii. 當(dāng)N=7時(shí) ：控制：20/7=3 （ 20=6×3+2×1）話音：640/791 （640=4×91+3×92 或=92×5+90×2） 即：控制：6個(gè)小區(qū)，每個(gè)為3；1個(gè)小區(qū)，每個(gè)為2；話音：4個(gè)小區(qū)，每個(gè)為91；3個(gè)小區(qū)每個(gè)為92； （或5個(gè)小區(qū)，每個(gè)92；2個(gè)小區(qū)，每個(gè)90）；實(shí)際上，每小區(qū)只分配一個(gè)控制信道。 iii. 當(dāng)N=12時(shí)： 控制 20/12=1，（ 20=8×24×1），話音640/14=53，（640

8、=53×854×4） 即控制：8小區(qū)，每個(gè) 2；4小區(qū)，每個(gè) 1； 話音：8小區(qū)，每個(gè)53；4小區(qū) 每個(gè) 54；實(shí)際上，每小區(qū)只分配一個(gè)控制信道。 MRP頻載分組CDMA碼CDMA碼序列 地址碼：目前用的是Walsh碼，該碼是正交碼，具有良好的自相關(guān)特性和處處為零的互相關(guān)特性；但該碼組內(nèi)的各碼由于所占頻譜帶寬不同等原因，又不能用作擴(kuò)頻碼。擴(kuò)頻碼：偽隨機(jī)碼（或同時(shí)用作地址碼）具有類似白噪聲的特性。此類碼具有良好的相關(guān)特性：自相關(guān)值與互相關(guān)值比較有較大的隔離度；同一碼組內(nèi)的各碼占據(jù)的頻帶可以做到很寬且相等。但其互相關(guān)值不是處處為零。偽隨機(jī)碼（PN）的概念在通信理論中，白噪聲是一

9、種隨機(jī)過程，它的瞬時(shí)值是服從正態(tài)分布的，其功率譜在極寬范圍內(nèi)是均勻的。若擴(kuò)頻后的信號具有白噪聲性能是最理想的，但產(chǎn)生和復(fù)制白噪聲是不現(xiàn)實(shí)的，實(shí)際工程中，采用逼近白噪聲的偽隨機(jī)序列作為擴(kuò)頻碼序列。定義：偽隨機(jī)碼又稱偽隨機(jī)序列，它是具有類似隨機(jī)序列基本特性的確定序列。通常采用二進(jìn)制序列，它由兩個(gè)元素0，1或1，-1組成，序列中不同位置的元素取值相互獨(dú)立，概率相等均為1/2。線性反饋移位寄存器由于帶有反饋，因此在移位脈沖作用下，移位寄存器各級的狀態(tài)將不斷變化，通常移位寄存器的最后一級做輸出，輸出序列為輸出序列是一個(gè)周期序列。其特性由移位寄存器的級數(shù)、初始狀態(tài)、反饋邏輯以及時(shí)鐘速率(決定著輸出碼元的寬

10、度)所決定。當(dāng)移位寄存器的級數(shù)及時(shí)鐘一定時(shí)，輸出序列就由移位寄存器的初始狀態(tài)及反饋邏輯完全確定。當(dāng)初始狀態(tài)為全零狀態(tài)時(shí)，移位寄存器輸出全 0 序列。為了避免這種情況，需設(shè)置全 0 排除電路。線性反饋移位寄存器的遞推關(guān)系式遞推關(guān)系式又稱為反饋邏輯函數(shù)或遞推方程。設(shè)圖1 所示的線性反饋移位寄存器的初始狀態(tài)為(a0 a1 an-2 an-1)， 經(jīng)一次移位線性反饋，移位寄存器左端第一級的輸入為若經(jīng)k次移位，則第一級的輸入為 其中，l=n+k-1n, k=1,2,3, 線性反饋移位寄存器的特征多項(xiàng)式用多項(xiàng)式f(x)來描述線性反饋移位寄存器的反饋連接狀態(tài)：若一個(gè)n次多項(xiàng)式f(x)滿足下列條件：(1) f

11、(x)為既約多項(xiàng)式(即不能分解因式的多項(xiàng)式)；(2) f(x)可整除(xp+1), p=2n-1;(3) f(x)除不盡(xq+1), q<p。則稱f(x)為本原多項(xiàng)式。 m序列產(chǎn)生器 現(xiàn)以n=4為例來說明m序列產(chǎn)生器的構(gòu)成。用 4 級線性反饋移位寄存器產(chǎn)生的m序列，其周期為p=24-1=15，其特征多項(xiàng)式f(x)是 4 次本原多項(xiàng)式，能整除(x15+1)。先將(x15+1)分解因式，使各因式為既約多項(xiàng)式，再尋找f(x)。 1000011000111001111101111101110101m 序列的性質(zhì)1 、均衡特性(平衡性)m序列每一周期中 1 的個(gè)數(shù)比 0 的個(gè)數(shù)多 1 個(gè)。 由于

12、p=2n-1 為奇數(shù)，因而在每一周期中 1 的個(gè)數(shù)為(p+1)/2=2n-1為偶數(shù)，而0 的個(gè)數(shù)為(p-1)/2=2n-1-1 為奇數(shù)。上例中p=15, 1 的個(gè)數(shù)為 8，0 的個(gè)數(shù)為 7。當(dāng)p足夠大時(shí)，在一個(gè)周期中 1 與 0 出現(xiàn)的次數(shù)基本相等。 2、游程特性(游程分布的隨機(jī)性)我們把一個(gè)序列中取值(1 或 0)相同連在一起的元素合稱為一個(gè)游程。在一個(gè)游程中元素的個(gè)數(shù)稱為游程長度。例如圖 2 中給出的m序列 ak= 0 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1 在其一個(gè)周期的 15 個(gè)元素中，共有 8 個(gè)游程， 其中長度為 4 的游程一個(gè)， 即 1 1 1 1; 長度為 3

13、的游程 1 個(gè)， 即 0 0 0； 長度為 2 的游程2個(gè)， 即1 1 與 0 0； 長度為 1 的游程 4 個(gè)， 即 2 個(gè) 1 與 2 個(gè) 0。 m序列的一個(gè)周期(p=2n-1)中，游程總數(shù)為2n-1。其中長度為 1 的游程個(gè)數(shù)占游程總數(shù)的 1/2；長度為 2 的游程個(gè)數(shù)占游程總數(shù)的1/22=1/4；長度為 3 的游程個(gè)數(shù)占游程總數(shù)的 1/23=1/8； 一般地，長度為k的游程個(gè)數(shù)占游程總數(shù)的 1/2k=2-k，其中 1k(n-2)。而且，在長度為k 游程中，連 1游程與連 0 游程各占一半，長為(n-1)的游程是連 0 游程， 長為 n 的游程是連 1 游程。 3 、移位相加特性(線性疊

14、加性)m序列和它的位移序列模二相加后所得序列仍是該m序列的某個(gè)位移序列。 設(shè)mr是周期為p的m序列mp r次延遲移位后的序列， 那么 其中ms為mp某次延遲移位后的序列。 例如，mp=0 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 1, mp延遲兩位后得mr, 再模二相加 mr=0 1 0 0 0 1 1 1 1 0 1 0 1 1 0, ms=mp +mr=0 1 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1 1 1 1 , 可見，ms=mp+mr為mp延遲 8 位后的序列。 4 、自相關(guān)特性m序列具有非常重要的自相關(guān)特性。在m序列中，常常用+1代表 0，用-1代表 1。 此時(shí)定義：設(shè)長為

15、 p的m序列， 記作經(jīng)過j次移位后，m序列為 其中ai+p=ai(以 p 為周期)，以上兩序列的對應(yīng)項(xiàng)相乘然后相加， 利用所得的總和 來衡量一個(gè)m序列與它的j次移位序列之間的相關(guān)程度，并把它叫做m序列(a1,a2,a3,ap)的自相關(guān)函數(shù)。記作 當(dāng)采用二進(jìn)制數(shù)字 0 和 1 代表碼元的可能取值時(shí) 由移位相加特性可知，仍是m序列中的元素， 所以式(10-7)分子就等于m序列中一個(gè)周期中 0 的數(shù)目與 1 的數(shù)目之差。 另外由m序列的均衡性可知， 在一個(gè)周期中 0 比 1 的個(gè)數(shù)少一個(gè)， 故得A-D=-1(j為非零整數(shù)時(shí))或p(j為零時(shí))。 因此得 m序列的自相關(guān)函數(shù)只有兩種取值(1和-1/p)。

16、R(j)是一個(gè)周期函數(shù)，式中，k=1,2, p=(2n-1)為周期。 而且R(j)是偶函數(shù)， 即 ，J=整數(shù)5 偽噪聲特性如果我們對一個(gè)正態(tài)分布白噪聲取樣， 若取樣值為正， 記為+1，取樣值為負(fù)，記為-1，將每次取樣所得極性排成序列， 可以寫成+1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,這是一個(gè)隨機(jī)序列，它具有如下基本性質(zhì)：(1) 序列中+1 和-1 出現(xiàn)的概率相等；(2) 序列中長度為 1 的游程約占 1/2， 長度為 2 的游程約占 1/4，長度為 3 的游程約占 1/8, 一般地， 長度為k的游程約占1/2k，而且+1, -1 游程的數(shù)目各占一半；(3) 由于白噪聲的功率譜為常

17、數(shù)，因此其自相關(guān)函數(shù)為一沖擊函數(shù)()。 小區(qū)制式、頻率復(fù)用、多信道都能提高頻譜利用率；最小區(qū)群的N值越大，頻率利用率越高； MS發(fā)，BTS收的傳輸鏈路稱為下行鏈路； GSM中，BCCH既是上行信道，又是下行信道； 模擬移動網(wǎng)采用的多址技術(shù)是TDMA；PCH為尋呼信道，移動臺申請入網(wǎng)時(shí)，利用它向基站發(fā)送入網(wǎng)請求信號強(qiáng)度排列如下：直射波；反射波、繞射波、散射波；MSC至BSC的接口稱為 A 接口，BSC至BTS的接口稱為 Abis；OFDM是一種載波調(diào)制技術(shù)； 我國第一個(gè)TACS通信系統(tǒng)于1987年建成并投入商用； 5W+4Z的通信，其中5W是指whoever whenever wherever

18、whatever whomever；移動通信終端設(shè)備正朝著智能化，寬帶化，標(biāo)準(zhǔn)化的方向發(fā)展；電波的傳播方式有直射波、反射波、地面波和電離層波；NSS包括、AUC、EIR以及SC等6個(gè)功能單元；CDMA有兩種主要形式： GSM系統(tǒng)中頻段寬度、載波間隔CCH可分為BCH、；擴(kuò)頻通信可行性的理論基礎(chǔ)(1)、信息論中關(guān)于信息容量的香農(nóng)(Shannon)公式為： 式中：C為信道容量(用傳輸速率度量)，W 為信號頻帶寬度， S為信號功率，N為白噪聲功率。 香農(nóng)公式表明，在給定信號功率和白噪聲功率的情況下，只要采用某種編碼系統(tǒng)，就能以任意小的差錯(cuò)概率，以接近于信道容量C的傳輸速率來傳送信息；在給定的傳輸速率C不變的條件下，頻帶寬度W和信噪比SN是可以互換的。即可通過增加頻帶寬度的方法，在較低的信噪比SN情況下，傳輸可靠的信息。 (2) 擴(kuò)頻通信可行性的另一理論基礎(chǔ)，是柯捷爾尼可夫關(guān)于信息傳輸差錯(cuò)概率的公式：式