不對稱半橋反激變換器的設(shè)計方案

1、不對稱半橋反激變換器的設(shè)計- 電氣論文不對稱半橋反激變換器的設(shè)計廖鴻飛，梁奇峰，熊宇（中山火炬職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子工程系，廣東中山5208436 ）摘要：為了提高充電器效率和簡化電路結(jié)構(gòu)，采用不對稱半橋反激式變換器作為鋰電池充電器的主電路， 詳細分析不對稱半橋反激變換器的工作原理和軟開關(guān)條件，給出主電路參數(shù)之間的關(guān)系式，并利用關(guān)系式設(shè)計150 W樣機進行實驗驗證； 實驗結(jié)果表明， 所有功率器件均實現(xiàn)了軟開關(guān)。采用不對稱半橋反激變換器設(shè)計的鋰電池充電器具有結(jié)構(gòu)簡單，效率高，電磁干擾小的優(yōu)點。關(guān)鍵詞：不對稱半橋；反激變換器；ZVS；軟開關(guān)條件中圖分類號：TN720?34文獻標識碼：A 文章編號：100

2、4?373X （2015 ）14?0149?03收稿日期： 2015?01?25基金項目：中山市工業(yè)攻關(guān)項目：微型光伏并網(wǎng)逆變器的應(yīng)用研究（ 20123A368 ）0 引言傳統(tǒng)的反激變換器由于結(jié)構(gòu)簡單，成本低等特點在充電器設(shè)計中得到了廣泛應(yīng)用，然而由于反激變換器的開關(guān)元件工作在硬開關(guān)狀態(tài)，效率低，EMI干擾大 1 ，因此不適合于大功率場合的應(yīng)用。不對稱半橋變換器是一種新型的軟開關(guān)變換器， 效率高， EMI 干擾小，但是結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，并且變壓器容易出現(xiàn)偏磁而導(dǎo)致?lián)p壞。不對稱半橋反激變換器結(jié)合了反激變換器及不對稱半橋的優(yōu)點，利用變壓器的漏感與隔值電容的諧振，使得原邊開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS，副邊二極管工

3、作于 ZCS 狀態(tài)，因此開關(guān)損耗和 EMI 干擾得到了大幅度的減小，并且由于變壓器工作于反激狀態(tài)， 克服了不對稱半橋變換器偏磁的缺點， 使得不對稱半橋反激變換器受到了學(xué)者的關(guān)注。本文對不對稱半橋反激的工作原理及參數(shù)設(shè)計進行了詳細分析，并設(shè)計了 150 W 的實驗樣機，對不對稱半橋反激變換器的參數(shù)設(shè)計及性能進行了驗證。1 不對稱反激半橋變換器的工作原理分析1.1 變換器工作模態(tài)分析不對稱半橋反激變換器的結(jié)構(gòu)圖 2 如圖 1 所示，該圖中 Vin 為直流輸入電壓；開關(guān)管 Q1 和 Q2 為變換器中半橋結(jié)構(gòu)的 2 個開關(guān)管， Q1 ，Q2 為互補驅(qū)動，DS1 和 DS2 分別為開關(guān)管 Q1 和 Q2

4、 的體二極管； CS1 和 CS2 為開關(guān)管Q1 和 Q2 的寄生電容； Cr 為隔直電容； Lm 為勵磁電感， Lr 為變壓器漏感，變壓器的變比為 n ；輸出端 D 為副邊整流二極管， C 為輸出濾波電容， R 為負載。不對稱半橋反激變換器的工作波形如圖2 所示，在一個開關(guān)周期中，不對稱半橋反激變換器有6 種狀態(tài) 3 。狀態(tài) 1（t0t1 ）：當 t=t0時，變換器上管Q1 導(dǎo)通， Q2 斷開， Q2的 D?S 間電壓為 Vin ，變壓器原邊電壓為正，副邊二極管反偏截止；此時Lr 和Lm 串聯(lián)，在輸入電壓作用下，電流線性上升，變壓器存儲磁場能量。輸出濾波電容向負載提供能量。狀態(tài) 2（t1t2

5、 ）：當 t=t1時， Q1 關(guān)斷，由于ir 為正，此時， ir 將給Q1 的寄生電容 Cs1 充電，給 Q2 的寄生電容 Cs2 放電，使得 Q1 的 D?S 間電壓 Vds1 線性上升， Q2 的 D?S 間電壓 Vds2 線性下降。當 t=t2時， Vds2 下降到零。狀態(tài) 3（t2t3 ）：當 t=t2時， Vds2 下降到零，而 ir 為正，因此， Q2的寄生二極管Ds2 導(dǎo)通，此時若施加驅(qū)動信號于Q2 的柵極， Q2 將實現(xiàn)零電壓開通，即ZVS 。當 Vds2下降到零，變壓器激磁電感兩端電壓將反向，副邊二極管 D 將正偏導(dǎo)通， Lm 兩端的電壓將箝位在nVo 。變壓器的漏感 Lr

6、與隔值電容 Cr 發(fā)生諧振，存儲在勵磁電感中的能量將向副邊傳遞，由于副邊電流的存在，原邊電流 ir 與勵磁電感電流 im 不相等。狀態(tài) 4（t3t4 ）：當 t=t3時，施加驅(qū)動信號于Q2 的柵極， Q2 零電壓開通，原邊漏感Lr 與 Cr 諧振，輸出電路維持導(dǎo)通，輸出電流iD 開始增加。狀態(tài) 5（t4t5 ）：當 t=t4時，Q2 關(guān)斷，為了防止 Q1 ，Q2 同時導(dǎo)通，Q1 ，Q2 同時保持關(guān)斷。初級電流ir 給開關(guān)管 Q1 的，初級電流ir 給開關(guān)管Q1 的反并聯(lián)電容CS1 放電，同時給開關(guān)管Q2的寄生電容 CS2 充電，變壓器初級電流 ir 開始正向增大，當t=t5時， Cs1 放電完

7、畢， Vds1 下降到零。狀態(tài) 6（t5t6 ）：當 t=t5時， Cs1 兩端電壓下降到零，原邊電流ir 開始流過 Q1 的寄生二極管 Ds1 。同時原邊電流 ir 近似線性增加，當t=t6 時，給Q1 柵極施加驅(qū)動信號， Q1 導(dǎo)通，此時 Q1 為零電壓導(dǎo)通。當t=t6時，勵磁電感電流 im 與漏感電流 ir 相等，副邊二極管D 內(nèi)電流為零時自然關(guān)斷，即實現(xiàn)了 ZCS。1.2 軟開關(guān)條件分析的 ZVS 條件由狀態(tài) 5 和狀態(tài) 6 的分析可知，要使得Q1 實現(xiàn) ZVS，Lr 必須有足夠的能量，使得Q1 寄生電容 Cs1 兩端的電壓從 Vin 被放電至零， Q2 的寄生電容 Cs2 兩端的電壓

8、 4 被充電至 Vin ，因此有：死區(qū)時間的選取為了防止 Q1 ，Q2 直通，在 Q1 與 Q2 驅(qū)動信號之間需要加入死區(qū)時間。在死區(qū)時間內(nèi)，原邊電流給Q1 ， Q2 的寄生電容進行充放電，以實現(xiàn)軟開關(guān)，因此死區(qū)時間必須大于Q1 ，Q2 寄生電容的充放電時間，以保證Q1 ，Q2 能實現(xiàn)軟開關(guān)，能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通的的最小死區(qū)時間為：當 Q1 ，Q2 的寄生電容充放電完畢，而 Q1 ， Q2 的柵極仍未施加驅(qū)動信號時，原邊電流將通過 Q1 ，Q2 的體二極管流動，即狀態(tài) 3 和狀態(tài) 6 ，由于Mosfet的體二極管的壓降通常比較大，將造成較大的損耗，因此需要合理選擇死區(qū)時間，盡量縮短狀態(tài)3 和狀態(tài)

9、 6 的時間。2 參數(shù)計算（1 ）在整個變換器中個，變壓器參數(shù)的設(shè)計是關(guān)鍵，對于磁性元件，應(yīng)滿足伏秒積分平衡法則，即勵磁電壓和時間的乘積等于去磁電壓和時間的乘積，即：由于電容電壓不能突變，因此在穩(wěn)態(tài)工作時，隔值電容上的電壓基本保持固定，即： Vcr = DVin，因此變壓器匝比為：3 實驗驗證根據(jù)上述的參數(shù)設(shè)計方法， 設(shè)計了150 W的充電器，輸入電壓為Vin =390 V，輸出電壓為Vo = 24 V，輸出電流為Io = 6 A，開關(guān)頻率為65 kHz，Lr = 32H， Lm = 750H，Cr = 3.3F，變壓器采用PQ32/30磁芯，采用 L6591 為控制芯片。圖 3 為 Q2 的

10、驅(qū)動波形及 DS 的波形， Q1 ，Q2 之間留有一定的死區(qū)時間。從波形中可見， Q2 導(dǎo)通前，其 DS 電壓已經(jīng)下降到零， Q1 ，Q2 均實現(xiàn)了ZVS。圖 4 為二極管電流與電壓波形，從圖中可見，二極管關(guān)斷前電流已經(jīng)下降到零，副邊二極管實現(xiàn)了ZCS。4 結(jié)語針對反激變換器開關(guān)損耗大，電磁干擾大的特點，將傳統(tǒng)反激變換器與不對稱半橋相結(jié)合， 研究設(shè)計了一種不對稱半橋反激變換器為主電路的鋰電池充電器；分析不對稱半橋反激變換器的工作原理和實現(xiàn)軟開關(guān)的條件，給出了參數(shù)設(shè)計方法。實驗結(jié)果表明， 上述設(shè)計方法是切實有效的，不對稱半橋反激變換器能很好地實現(xiàn)軟開關(guān)，提高效率，減小電磁干擾。參考文獻1 CHO

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