維納插值濾波報(bào)告

1、電子與信息工程學(xué)院現(xiàn)代數(shù)字信號處理課程設(shè)計(jì)報(bào)告課題名稱基于LTE下行系統(tǒng)的維納插值信道估計(jì)算法指導(dǎo)教師胡海峰老師學(xué) 院電子與信息工程學(xué)院專業(yè)班級16級電子與通信工程姓 名林靖靖學(xué) 號16212971目錄1. 報(bào)告簡介32. 研究背景42.1 信道估計(jì)算法的研究意義42.2 LTE下行信道系統(tǒng)模型63. 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法73.1 LTE下行系統(tǒng)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)83.2 導(dǎo)頻處信道估計(jì)算法93.3維納插值算法104. 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法仿真分析114.1仿真場景及參數(shù)114.2 維納插值性能分析124.2.1 CRS頻域范圍對性能的影響124.2.2 CRS時(shí)域范圍對性能的影響174.2.3對比

2、分析線性插值和維納插值195. 實(shí)驗(yàn)中出現(xiàn)的問題216. 總結(jié)21參考文獻(xiàn)2231. 報(bào)告簡介近幾十年內(nèi)，移動用戶數(shù)量飛速增長，大量手機(jī)應(yīng)用的興起使得移動數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)成為移動通信的重要領(lǐng)域。從3G向4G平滑演進(jìn)的過程中，LTE應(yīng)運(yùn)而生。多載波調(diào)制正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)把高速的數(shù)據(jù)流通過串并變換,分配到傳輸速率相對較低的若干子信道中進(jìn)行傳輸,能夠有效地對抗頻率選擇性衰落,提高頻譜利用率,是LTE和4G移動通信的主要技術(shù)之一。由于接收端在進(jìn)行空時(shí)解碼、相干解調(diào)和均衡時(shí)必須已知信道的特性,信道狀態(tài)信息(CSI)估計(jì)的好壞直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的性能，因此對信道的估計(jì)是非常有必要的。報(bào)告采用基于導(dǎo)頻的半

3、盲信道估計(jì)算法，首先選擇合適導(dǎo)頻并獲取導(dǎo)頻子載波的信道信息，進(jìn)而通過插值算法得到其他載波處的信道信息。在導(dǎo)頻處，采用基于最小平方（LS）準(zhǔn)則的信道估計(jì)算法，在非導(dǎo)頻處利用維納插值濾波算法進(jìn)行信道估計(jì)。本文的仿真環(huán)境是，單小區(qū)的LTE下行系統(tǒng)，多徑瑞利衰落信道。信道模型采用ITU-R M.1225中提出的步行信道和車載信道，并設(shè)置了不同的終端移動速度。設(shè)置不同的導(dǎo)頻時(shí)域或頻域窗口，比較維納插值信道估計(jì)算法的性能差異，并與線性插值算法作比較，證明維納插值中選用導(dǎo)頻的時(shí)域窗口應(yīng)為1ms，頻域窗口應(yīng)為3BU或5BU，可以根據(jù)不同信道的特征使用最為合適的數(shù)目。相較于線性插值算法，維納插值在信道估計(jì)準(zhǔn)確性

4、等方面確實(shí)具有明顯優(yōu)勢，但是維納插值由于需要自相關(guān)矩陣的逆矩陣和互相關(guān)矩陣而使得復(fù)雜度很高，因此如何降低維納插值算法的復(fù)雜程度還是一個(gè)值得思考的問題。212. 研究背景 隨著無線通信技術(shù)的迅猛發(fā)展，無線終端數(shù)目正在以驚人的速度大幅度地提升。伴隨著移動通信、無線通信、互聯(lián)網(wǎng)技術(shù)的進(jìn)一步成熟和發(fā)展，人們對于數(shù)據(jù)傳輸業(yè)務(wù)的需求也將越來越多樣化，例如更高的傳輸速率，更廣的覆蓋，更少的時(shí)延，更低的能耗等。在3G向4G的平滑演進(jìn)過程中，LTE應(yīng)運(yùn)而生，成為通信主流標(biāo)準(zhǔn)。無論是在LTE還是4G甚至5G移動通信中，多載波調(diào)制正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)均由于其能夠有效地對抗頻率選擇性衰落、提高頻譜利用率等優(yōu)勢

5、,成為通信的主要技術(shù)之一。由于接收端在進(jìn)行空時(shí)解碼、相干解調(diào)和均衡時(shí)必須已知信道的特性,信道狀態(tài)信息(CSI)估計(jì)的好壞直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的性能，對信道特性做出較為準(zhǔn)確的估計(jì)，可以極大提高系統(tǒng)性能。2.1 信道估計(jì)算法的研究意義信道估計(jì)作為接收機(jī)的重要模塊，可以有效提高解調(diào)等模塊的性能。無線信道是一種時(shí)變信道，通常由于地面建筑物、地貌、氣候等因素的影響，接收端收到的是經(jīng)過反射、折射、繞射等不同路徑到達(dá)的信號的疊加。由于不同路徑間存在著相對時(shí)延，不同路徑的幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)均不相同，所以接收端不同路徑信號疊加會產(chǎn)生衰落現(xiàn)象，即頻率選擇性衰落1。圖2.1給出了發(fā)端信號和接收端信號的頻域波形，其中，

6、信道是包含六條徑的多徑信道，最大多徑時(shí)延為2.51s。收發(fā)端信號進(jìn)行對比，可以清晰地看到多徑信道引起的頻率選擇性衰落。圖2.1 多徑信道引起的頻率選擇性衰落 另外，移動通信系統(tǒng)中，終端和移動臺之間存在相對移動時(shí)，可能會產(chǎn)生多普勒頻移，在接收端接收到的信號表現(xiàn)為時(shí)間上的選擇性衰落1。圖2.2給出了發(fā)端信號和接收端信號的時(shí)域波形，其中，終端移動速度為120km/h，最大多普勒頻移約為233Hz。圖2.2多普勒頻移引起的時(shí)間選擇性衰落 移動通信中的信道通常是多徑色散信道，即同時(shí)包含上述兩種影響，如圖2.3和圖2.4所示的頻域波形和時(shí)域波形。信道估計(jì)也是基于這樣的信道模型設(shè)計(jì)的，主要用于對抗無線信道的

7、不利因素，如時(shí)間選擇性衰落和頻率選擇性衰落等。圖2.3終端移動速度為120km/h的多徑信道收發(fā)端信號頻域波形圖2.4終端移動速度為120km/h的多徑信道收發(fā)端信號時(shí)域波形2.2 LTE下行信道系統(tǒng)模型圖2.5所示為一個(gè)典型OFDM信道的框圖。OFDM技術(shù)的主要思想是將信道分成許多正交的子信道，在每個(gè)子信道上進(jìn)行調(diào)制和傳輸。用戶信息經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換為多個(gè)低速率碼流，每個(gè)碼流通過一條子載波進(jìn)行發(fā)送。從框圖中可以看出，OFDM的子載波調(diào)制和解調(diào)可以分別通過FFT和IFFT實(shí)現(xiàn)。注意到框圖中所示的導(dǎo)頻插入和導(dǎo)頻提取過程，就是為了信道估計(jì)服務(wù)的。信道估計(jì)需要考慮三個(gè)主要問題：導(dǎo)頻符號的設(shè)計(jì)，要兼顧信號

8、的冗余度和估計(jì)的性能；信道模型的選取，一般考慮信道同時(shí)存在多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)；選用的估計(jì)算法復(fù)雜度要盡量低。LTE支持FDD和TDD兩種無線幀結(jié)構(gòu)，具有時(shí)頻和頻域的資源，如下圖2.6所示。資源塊（RB）是最小的資源分配單位，由一個(gè)時(shí)隙和連續(xù)的12個(gè)子載波組成；一個(gè)資源粒子（RE）由一個(gè)時(shí)域符號和一個(gè)頻域子載波組成。LTE采用OFDM技術(shù)，子載波間隔為15kHZ，F(xiàn)FT為2048階。1個(gè)無線幀包含10個(gè)子幀、20個(gè)時(shí)隙，每個(gè)下行時(shí)隙又分為若干個(gè)OFDM符號，當(dāng)使用常規(guī)CP時(shí)，一個(gè)下行時(shí)隙包含7個(gè)OFDM符號。圖2.5 OFDM信道框圖圖2.6 LTE下行幀結(jié)構(gòu)3. 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法信道估

9、計(jì)是OFDM幾大關(guān)鍵技術(shù)之一（其他技術(shù)還有諸如系統(tǒng)同步技術(shù)、信道編碼技術(shù)、降低峰值平均功率比技術(shù)等）。準(zhǔn)確的信道估計(jì)是保證信號正確解調(diào)的關(guān)鍵。常用的信道估計(jì)方法可分為兩類:基于導(dǎo)頻的估計(jì)（半盲估計(jì)）和盲估計(jì)。基于導(dǎo)頻的估計(jì)，首先利用導(dǎo)頻來獲得導(dǎo)頻子載波的信道信息，然后通過插值算法得到其他載波處的信道信息，此類估計(jì)占用了系統(tǒng)帶寬，信道跟蹤速度快，容易實(shí)現(xiàn)；而盲估計(jì)雖不占用帶寬，但計(jì)算復(fù)雜，收斂速度慢，實(shí)時(shí)性差。本文討論的是基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法。算法流程如下圖3.1所示。圖3.1 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法流程 基于導(dǎo)頻的 OFDM 道估計(jì)是在數(shù)據(jù)流中插入一定數(shù)量的時(shí)域或頻域已知數(shù)據(jù)（導(dǎo)頻）來進(jìn)行信

10、道估計(jì)，這樣就可以基于已知點(diǎn)上信道響應(yīng)的采樣值來估計(jì)出整個(gè)信道的完整響應(yīng)。該模塊實(shí)現(xiàn)的基本過程是：在發(fā)送端適當(dāng)位置插入已知導(dǎo)頻，接收端利用導(dǎo)頻位置處接收到的信號值和已知的導(dǎo)頻序列恢復(fù)出導(dǎo)頻位置的信道信息 ，然后利用某種處理手段（如內(nèi)插，濾波，變換等）獲得所有子載波的信道響應(yīng)信息。這里涉及三個(gè)主要問題： （1）發(fā)送端導(dǎo)頻圖案的設(shè)計(jì)。包括導(dǎo)頻圖案的選擇，時(shí)域和頻域?qū)ьl間隔的確定。 （2）導(dǎo)頻位置處的信道響應(yīng)的估計(jì)。 （3）通過導(dǎo)頻位置估計(jì)的信道響應(yīng)信息恢復(fù)出所有子載波的信道響應(yīng)信息。3.1 LTE下行系統(tǒng)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu) LTE下行系統(tǒng)中共有三種類型的參考信號，分別為小區(qū)專用參考信號（Cell-speci

11、fic reference signals,CRS）、多播廣播單頻網(wǎng)絡(luò)參考信號（MBSFN reference signals）、用戶專用參考信號（UE-specific reference signals）。其中LTE下行系統(tǒng)中用于信道估計(jì)的導(dǎo)頻信號即為小區(qū)專用參考信號。根據(jù)3GPP標(biāo)準(zhǔn)2，LTE系統(tǒng)導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)具有時(shí)域和頻域二維自由度，所以在發(fā)送端，按一定周期分別在時(shí)間和頻率方向上將導(dǎo)頻符號插入到資源網(wǎng)格中。由2知，參考信號的時(shí)域位置與天線端口及循環(huán)前綴（cyclic prefix, CP）類型有關(guān)，而參考信號的頻域位置則與小區(qū)號、天線端口及OFDM符號序號有關(guān)。下圖3.2所示為4天線端口的情

12、況下，天線端口0和天線端口2上兩個(gè)RB內(nèi)的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)圖。圖中彩色的RE表示導(dǎo)頻，白色的RE表示數(shù)據(jù)，陰影的RE表示不可使用資源。因?yàn)闉榱吮ＷC導(dǎo)頻信號的傳輸質(zhì)量，LTE規(guī)定任何一個(gè)天線上用于傳送導(dǎo)頻的RE，其它天線上對應(yīng)的RE都不可以使用。圖3.2 (正常CP)LTE下行導(dǎo)頻信號結(jié)構(gòu)23.2 導(dǎo)頻處信道估計(jì)算法 LS（least square, 最小平方）算法3是基于最小平方準(zhǔn)則的信道估計(jì)算法。信道估計(jì)響應(yīng)為 ，不考慮信道噪聲下，系統(tǒng)接收端信號與發(fā)送端信號的誤差平方函數(shù)表示為： （3.1）對上式求導(dǎo)，并令其為零得到： （3.2）因此，可得： （3.3）（3.4） LS算法的均方誤差（mean sq

13、uare error, MSE）為： （3.5）其中為噪聲功率，為信號功率。由此可知，LS算法的MSE與信噪比成反比。LS算法由于沒有考慮噪聲因素，因此易于受到噪聲的影響，在信噪比低時(shí)，精度較差。3.3維納插值算法 維納插值運(yùn)用了信道的相關(guān)統(tǒng)計(jì)信息，因此在一定情況下可以更好地利用導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，得到更加準(zhǔn)確的信道響應(yīng)。時(shí)變多徑信道的沖擊響應(yīng)可以表示為4： （3.6）其中，為多徑的最大數(shù)目， 為第徑的時(shí)延。那么，信道的頻域響應(yīng)為： （3.7） 如果將每一個(gè)路徑?jīng)_擊響應(yīng)的相關(guān)函數(shù)表示為： （3.8）其中，為路徑增益。 假設(shè)各條路徑相互獨(dú)立，那么信道響應(yīng)的相關(guān)函數(shù)則可以表示為 （3.8） 如果信道

14、經(jīng)過歸一化，那么 對于一個(gè)最大多普勒頻移為、Jakes頻譜的信道，它的時(shí)域相關(guān)性可由第一類零階貝塞爾函數(shù)求得。 （3.9） 假設(shè)在一個(gè)OFDM符號期間，信道是不變的。經(jīng)過采樣后，在數(shù)字域上，信道響應(yīng)的相關(guān)函數(shù)可以表示為： （3.10）其中，為采樣時(shí)間間隔，為一個(gè)OFDM符號的時(shí)間（包括循環(huán)前綴在內(nèi)）。、分別指兩個(gè)RE在時(shí)間和頻率上的間隔，即為兩個(gè)RE對應(yīng)的OFDM符號序號的間隔，為兩個(gè)RE對應(yīng)的子載波序號的間隔。其中，指循環(huán)前綴的長度，指FFT/IFFT的長度。 假設(shè)循環(huán)前綴的長度大于信道最大時(shí)延，因此無符號間干擾。通過LS算法得到的導(dǎo)頻處信道響應(yīng)可以表示為： （3.11）其中，、分別為RE的

15、時(shí)域和頻域坐標(biāo)，為加性高斯白噪聲，功率為。 基于時(shí)頻域二維維納插值所得的信道估計(jì)值可以表示為： （3.12）求解維納-霍夫方程得： （3.13）其中，相關(guān)函數(shù)的求解在前文公式（3.8）已給出。4. 基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法仿真分析4.1仿真場景及參數(shù) LTE下行系統(tǒng)的幾種帶寬配置，以及相應(yīng)的參數(shù)固定值如表4.1所示。在本文信道估計(jì)算法研究的過程中，僅給出20M帶寬下的仿真性能。表4.1 LTE下行固定參數(shù)配置表 仿真的場景為單小區(qū)的LTE下行系統(tǒng)，多徑瑞利衰落信道。信道模型采用ITU-R M.12255中提出的步行信道和車載信道，并設(shè)置了不同的終端移動速度。下文中將終端移動速度為3km/h的步行

16、信道記為PedA，終端移動速度為30km/h的車載信道記為VehA30，終端移動速度為120km/h的車載信道記為VehA120。根據(jù)各個(gè)信道的參數(shù)配置和如下公式，得到三種信道的兩個(gè)重要參數(shù)：相干時(shí)間和相干帶寬，如表4.2所示。相干時(shí)間也可以認(rèn)為是最大多普勒頻移的倒數(shù)，兩種方式主要取決于對相干時(shí)間門限的定義。 （4.1） （4.2）其中，為光速，為終端移動速度，為載波頻率，為最大時(shí)域時(shí)延。表4.2 信道統(tǒng)計(jì)特性4.2 維納插值性能分析4.2.1 CRS頻域范圍對性能的影響 如圖4.1所示，將時(shí)間上長為1個(gè)時(shí)隙（0.5ms），頻率上長為6個(gè)子載波的時(shí)頻域二維窗口稱為選取CRS的基本單元（base

17、 unite，BU）。對于天線端口0而言，每個(gè)BU中包含了4個(gè)CRS。由于LTE下行的CRS結(jié)構(gòu)為時(shí)頻域二維結(jié)構(gòu)，因此在分析選擇不同CRS對維納插值性能影響時(shí)，首先分析頻域上選擇不同CRS時(shí)維納插值的性能。其中，選用CRS的時(shí)間窗口長度固定為1ms，頻域窗口以BU的頻域長度（6個(gè)子載波）為基本單位變化。圖4.1 選取CRS基本單元（BU）示意圖 如圖4.2所示，紅色的RE為當(dāng)前進(jìn)行信道估計(jì)的RE。圖中三種不同的CRS范圍時(shí)域?qū)挾染潭?ms，頻域?qū)挾染鶠?BU，但是BU相對于當(dāng)前所估計(jì)RE的位置不同。本章對維納插值算法性能和復(fù)雜度間的關(guān)系進(jìn)行了詳細(xì)分析，并與線性插值的性能進(jìn)行對比。通過分析，

18、提出在LTE下行系統(tǒng)中如果時(shí)延允許，應(yīng)該收到含有CRS的符號再做信道估計(jì)。算法則應(yīng)該使用維納插值算法，維納插值中選用的CRS時(shí)域窗口應(yīng)該為1ms，頻域窗口應(yīng)該為3BU或5BU，可以根據(jù)不同信道的特征使用最為合適的數(shù)目。圖4.2頻域長度為3BU時(shí)的三種CRS選取方式 圖4.3 PedA上三種CRS選取方式的性能（天線端口0）圖4.4 VehA30上三種CRS選取方式的性能（天線端口0）圖4.5 VehA120上三種CRS選取方式的性能（天線端口0） 如圖4.3-4.5所示為三種不同CRS選取方式對應(yīng)的維納插值性能，無論是哪一種信道類型，“3BU-對稱”的性能明顯好于另外兩種選取方式。實(shí)際上經(jīng)過分

19、析可知，在CRS數(shù)目和時(shí)域間隔相同的情況下，平均頻域間隔越小，維納插值的性能越好。維納插值是運(yùn)用時(shí)頻域相關(guān)性進(jìn)行信道估計(jì)的，時(shí)頻域的相關(guān)性由當(dāng)前所估計(jì)RE和選取的CRS之間的時(shí)域間隔和頻域間隔決定。因此為了獲得較好的信道估計(jì)性能，選取的CRS與當(dāng)前所估計(jì)RE的頻域間隔應(yīng)該盡量小。依據(jù)分析及仿真結(jié)果，維納插值在選用CRS時(shí)，在頻域上，應(yīng)使得它們盡量對稱地分布當(dāng)前所估計(jì)RE的周圍。 基于上述對稱原則，“3BU”、“5BU”、“9BU”、“13BU”均是以當(dāng)前估計(jì)RE所在的BU為中心，對稱選取。圖4.6-4.8給出了頻域取不同范圍內(nèi)CRS對維納插值性能的影響。圖4.6 PedA上選用不同頻域范圍內(nèi)C

20、RS的性能（天線端口0）圖4.7 VehA30上選用不同頻域范圍內(nèi)CRS的性能（天線端口0）圖4.8 VehA120上選用不同頻域范圍內(nèi)CRS的性能（天線端口0） 由圖4.6發(fā)現(xiàn)，隨著選用CRS的頻域范圍增大，維納插值的性能逐漸變好，當(dāng)選用CRS到達(dá)一定數(shù)量后，如果繼續(xù)增加使用的CRS數(shù)目，維納插值的復(fù)雜度大幅增加，而維納插值的性能并未得到顯著提高。圖4.7和圖4.8展示了相同的趨勢，根據(jù)上一節(jié)給出的三種信道統(tǒng)計(jì)特性，終端移動速度從PedA到VehA120遞增，VehA信道的最大多徑時(shí)延也較大。所以，三種信道中，PedA上信道估計(jì)的性能最好，VehA120上信道估計(jì)的性能最差。4.2.2 CR

21、S時(shí)域范圍對性能的影響 LTE下行CRS結(jié)構(gòu)為時(shí)頻域二維結(jié)構(gòu)，上一小節(jié)已經(jīng)分析了頻域上選擇不同CRS對維納插值性能的影響，下面將分析時(shí)域上選擇不同CRS對維納插值性能的影響。所以選用CRS的頻域窗口長度固定為3BU，對應(yīng)的時(shí)間窗口長度分別取0.5ms、1ms、2ms。圖4.9 3BU時(shí)不同的CRS時(shí)域選取方式圖4.10 PedA上選用不同時(shí)域范圍內(nèi)CRS的性能（天線端口0）圖4.11 VehA30上選用不同時(shí)域范圍內(nèi)CRS的性能（天線端口0）圖4.12 VehA120上選用不同時(shí)域范圍內(nèi)CRS的性能（天線端口0） 由圖4.10發(fā)現(xiàn)，隨著選用CRS的時(shí)域范圍增大，維納插值的性能逐漸變好。根據(jù)上一

22、節(jié)給出的三種信道統(tǒng)計(jì)特性，終端移動速度從PedA到VehA120遞增，最大多普勒頻移依次增大，信道的相干時(shí)間則依次減小。綜上分析及仿真，兼顧不同信道的普適性及性能復(fù)雜度比，提出選用CRS的時(shí)域范圍最好不要超過1ms。4.2.3對比分析線性插值和維納插值 上一節(jié)分析了選用不同時(shí)頻域范圍CRS進(jìn)行信道估計(jì)對維納插值性能的影響。這一節(jié)將比較線性插值和維納插值性能之間的關(guān)系。維納插值選擇3BU導(dǎo)頻圖案，另外，在插值的過程中需要利用導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，因此仿真分析時(shí)對內(nèi)外插值做了區(qū)分。圖4.13 PedA上線性插值和維納插值性能對比（天線端口0）圖4.14 VehA30上線性插值和維納插值性能對比（天線端

23、口0）圖4.15 VehA120上線性插值和維納插值性能對比（天線端口0） 圖4.13到圖4.15給出了時(shí)域窗口為1ms，頻域窗口為3BU時(shí)維納插值和線性插值性能的對比情況。我們發(fā)現(xiàn)，無論是哪一種信道，維納插值的性能都要優(yōu)于線性插值的性能，尤其是在低信噪比時(shí)。對于每收到一個(gè)OFDM符號就進(jìn)行信道估計(jì)的情況，在MSE為10-1時(shí)，線性外插值所需的SNR比維納外插值所需的SNR高了10-14dB。對于收到含有CRS的OFDM符號時(shí)再對前幾個(gè)符號一起進(jìn)行信道估計(jì)的情況，MSE為10-1時(shí)，維納內(nèi)插值和線性內(nèi)插值對應(yīng)的SNR仍舊相差約11-14dB。同時(shí)，結(jié)合表4.1、表4.2，對于線性插值而言，內(nèi)插

24、值的性能總是優(yōu)于外插值的性能，相同的MSE對應(yīng)的SNR相差約3dB；對于維納插值而言，在低信噪比的情況下，內(nèi)插值的性能和外插值的性能接近。維納內(nèi)插值對性能改善的作用在VehA120上最為顯著，在SNR較高的情況下更為明顯。因此對于支持高移動性的LTE下行鏈路，當(dāng)接收到含有CRS的OFDM符號時(shí)，再對當(dāng)前符號及前幾個(gè)不含有CRS的符號進(jìn)行信道估計(jì)更為合適。表4.1 MSE為10-1時(shí)不同方法對應(yīng)的SNR（dB）表4.2 MSE為10-2時(shí)不同方法對應(yīng)的SNR（dB）綜上分析及仿真，可以得到以下幾點(diǎn)結(jié)論：在LTE下行鏈路中，應(yīng)采用維納插值進(jìn)行信道估計(jì)，時(shí)域窗口大小為1ms，頻域窗口大小為3到5個(gè)B

25、U，可以根據(jù)不同信道的特征使用最為合適的數(shù)目。在時(shí)延允許的情況下，如果當(dāng)前收到的OFDM符號不含有CRS就暫時(shí)不進(jìn)行信道估計(jì)，直到接收到含有CRS的OFDM符號，再對當(dāng)前含有CRS的符號和前幾個(gè)不含有CRS的符號進(jìn)行信道估計(jì)。這樣可以保證在低SNR和高速移動信道下，信道估計(jì)的準(zhǔn)確度，從而提高后續(xù)解調(diào)等的性能。5. 實(shí)驗(yàn)中出現(xiàn)的問題實(shí)驗(yàn)中主要遇到兩方面的問題，一方面是理論上的問題。為了選擇合適的導(dǎo)頻圖案，查閱了許多相關(guān)的文獻(xiàn)。關(guān)于梳狀、塊狀、離散導(dǎo)頻的文獻(xiàn)都比較多，但是將離散導(dǎo)頻劃分到不同矩形塊中，并按照BU方式加以闡述的文獻(xiàn)比較少。在導(dǎo)師的建議下，選擇了一篇2012年發(fā)表的論文作為參考，通過仿

26、真證明這樣的劃分方式確實(shí)是可行而且運(yùn)算相對簡單的；另外，前面對維納插值的性能進(jìn)行了詳細(xì)分析，并與線性插值的性能進(jìn)行了對比。雖然維納插值的性能較好，但是根據(jù)對維納插值算法的分析可知，維納插值由于需要自相關(guān)矩陣的逆矩陣和互相關(guān)矩陣而使得復(fù)雜度很高。因此能否從高復(fù)雜度的維納插值算法著手，從性能復(fù)雜度比的角度出發(fā)，提出一種信道估計(jì)優(yōu)化算法呢？文獻(xiàn)6提出了一種基于二維維納插值的塊狀覆蓋算法，該算法對進(jìn)行信道估計(jì)的區(qū)域進(jìn)行塊狀劃分，每個(gè)塊內(nèi)僅進(jìn)行一次二維維納插值，塊中其它RE均采用所估計(jì)RE的信道估計(jì)值。從而可以大幅降低信道估計(jì)的復(fù)雜度。對于這種塊狀覆蓋算法來說，不同的分塊方案會對算法性能產(chǎn)生明顯影響，另

27、外，邊緣處如何檢測和估計(jì)也是需要考慮的問題。囿于時(shí)間關(guān)系以及本人所掌握知識的局限性，暫時(shí)還沒能對這種覆蓋算法的性能進(jìn)行仿真分析另一方面則是仿真上的問題。本次仿真都是在MATLAB上進(jìn)行的。首先需要產(chǎn)生一個(gè)用于信道估計(jì)的模型，查閱相關(guān)文獻(xiàn)選擇了ITU-R M.1225建議中的測試模型，該模型包含多徑環(huán)境和多普勒頻移，在多徑數(shù)目、每徑時(shí)延、相干時(shí)間、相關(guān)帶寬上都有比較明確的界定。接著需要選擇合適的導(dǎo)頻圖案進(jìn)行導(dǎo)頻處的信道估計(jì)。雖然理論上已經(jīng)知曉應(yīng)該如何選擇，但是如何映射到程序的實(shí)現(xiàn)上，對我來說又是一大挑戰(zhàn)。為了解決這個(gè)問題，我在網(wǎng)上查閱了許多資料，查到了一份類似的關(guān)于如何選擇導(dǎo)頻的MATLAB代碼

28、，雖然跟文中以BU方式劃分塊并選擇的方式不同，但對我來說還是很有幫助。6. 總結(jié) 本文主要研究了維納插值在信道估計(jì)中的應(yīng)用。選擇LTE下行系統(tǒng)作為研究對象。首先介紹了信道估計(jì)算法的研究意義，由于現(xiàn)實(shí)信道大部分都是時(shí)變色散信道，同時(shí)受到多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)的影響，產(chǎn)生時(shí)間和頻域上的雙衰落，因此接收到的信號往往是隨機(jī)的、有衰落的，導(dǎo)致對我們對信道特性的了解非常困難，在OFDM技術(shù)中，由于接收端在進(jìn)行空時(shí)解碼、相干解調(diào)和均衡時(shí)必須已知信道的特性,信道狀態(tài)信息(CSI)估計(jì)的好壞直接影響著整個(gè)系統(tǒng)的性能，對信道特性做出較為準(zhǔn)確的估計(jì)，可以極大提高系統(tǒng)性能。本文主要討論了基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法，導(dǎo)頻處采用最小二乘法，非導(dǎo)頻處采用二維的維納