二極管包絡(luò)檢波

1、會計學(xué)1二極管包絡(luò)檢波二極管包絡(luò)檢波UAMCUCU下邊頻上邊頻C- C C+tuAMtuAM1.普通調(diào)幅AM幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展Ma1第1頁/共86頁幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展2. 抑制載波的雙邊帶調(diào)幅（DSB調(diào)幅） DSB調(diào)幅是在調(diào)幅電路中抑制掉載頻只輸出上下邊頻 （邊帶）。其數(shù)學(xué)表達式為tUkUtukutucMcmctDSB)cos(21)()()( 與普通調(diào)幅相比，其帶寬也為2 。由于DSB調(diào)幅不含載頻，將有效的功率全部用到邊頻（邊帶）功率的傳輸上，因而大大減小功率浪費。 在調(diào)制信號的負半周，已調(diào)波高頻與載波反相。在調(diào)制信號的正半周，已調(diào)波高頻與

2、載波同相。即已調(diào)波在調(diào)制信號過零處有180。突變。其波形如下頁圖。第2頁/共86頁幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展)(tuDSB2. 抑制載波的雙邊帶調(diào)幅（DSB調(diào)幅）第3頁/共86頁幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展3.抑制載波的單邊帶調(diào)幅（SSB調(diào)幅） 單邊帶調(diào)幅的特點是已調(diào)波中只含一個邊頻（邊帶）不含載頻及另一個邊頻（邊帶）。其數(shù)學(xué)表達式只要將DSB調(diào)幅表達式中的一個邊頻去掉即可。為tUkUtucCmmSSB)cos(21)( 其特點是與前兩種調(diào)幅波相比，帶寬減半提高了信道利用率。同時由于不發(fā)送載波僅發(fā)送一個邊帶，因而更節(jié)省功率。此外，其波形也大不同于前兩種調(diào)幅。由

3、數(shù)學(xué)模型可見，SSB調(diào)幅波的波形為等幅波，信息包含在相位中。第4頁/共86頁1、濾波法缺點：需要高矩形系數(shù)濾波器，有時用晶體濾波器。幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展一般需采用逐級濾波法！第5頁/共86頁上、下邊帶之間的頻率間距等于調(diào)制信號最低頻率Fmin的2倍，故濾波時相對帶寬2 Fmin / fc要很小，這樣的濾波器制作很困難。幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第6頁/共86頁 在實際應(yīng)用中是適當(dāng)降低第一次調(diào)制的載波頻率，這就增大了邊帶濾波器的相對帶寬使濾波器便于制作。然后再經(jīng)過多次平衡調(diào)幅（DSB）和濾波逐步把載頻提高到要求的數(shù)值如下圖所示。幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法

4、上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展1、逐級濾波法產(chǎn)生SSB信號第7頁/共86頁2、移相法缺點：Fmax/Fmin很大，則在很寬的頻率范圍內(nèi)移相90也極困難。 幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展用模擬乘法器實現(xiàn)調(diào)幅。SSB?第8頁/共86頁3、修正移相法f(t)V1COSw1tCOS(w1- )tSin(w1- )t優(yōu)點：避免了對f(t)的90移相，僅對單頻率1，2移相(1，2是固定頻點)。 幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第9頁/共86頁電壓表達式普通調(diào)幅波ttmV0a0cos)cos1 (載波被抑制雙邊帶調(diào)幅波ttVm00acoscos單邊帶信號tVm)cos(200a)cos(2(0

5、0tVma或波形圖頻譜圖 0- 0+ 0a21Vm 0- 0+ 0a21Vm 信號帶寬)2( 2)2( 22 0- 0+ 三種振幅調(diào)制信號幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第10頁/共86頁4.殘留邊帶調(diào)幅（VSB調(diào)幅） Vestigial Sideband VSB調(diào)幅的特點是調(diào)幅波中包含一個完整的邊帶、載波及另一個邊帶的一部分。 該調(diào)幅不是對一個邊帶完全抑制，而是使它逐漸截止，截止特性使傳輸邊帶在載頻附近被抑制的部分被不需要邊帶的殘留部分精確地補償。 VSB調(diào)幅可以用普通調(diào)幅的解調(diào)電路進行解調(diào)。這樣，即節(jié)省了頻帶又降低了接收機的成本，為數(shù)眾多的接收機持有者提供了便利。殘留邊帶的獲得

6、原理如下頁圖所示。幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第11頁/共86頁幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展4.殘留邊帶調(diào)幅（VSB調(diào)幅）Vestigial Sideband 普通調(diào)幅帶通濾波器)(tuVSB為減少帶寬又使解調(diào)方式簡單，電視圖像信號采用殘留邊帶調(diào)幅方式，我國采用的殘留邊帶調(diào)幅的幅頻特性如圖1所示。即00.75MHz的圖像信號采用雙邊帶傳送，（0.756）MHz的圖像信號采用單邊帶傳送。接收機中頻特性采用了具有圖2所示的幅頻特性曲線。 第12頁/共86頁幾種調(diào)幅波的特點與實現(xiàn)方法上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展4.殘留邊帶調(diào)幅的頻譜第13頁/共86頁實現(xiàn)調(diào)幅波的電路上節(jié)內(nèi)容回顧

7、與擴展調(diào)幅電路的種類很多，有分立、集成調(diào)幅電路；有低電平、高電平調(diào)幅電路；有普通調(diào)幅、有其它調(diào)幅電路；雖然電路形式各異，但原理是相同的，都是采用非線性器件產(chǎn)生新的頻率成分，再加相應(yīng)的濾波器得到相應(yīng)的頻率成分。另外，高電平調(diào)幅電路在調(diào)幅的同時具有功率增益。具體調(diào)幅電路（二）、高電平調(diào)幅電路基極調(diào)幅電路集電極調(diào)幅電路（一）、低電平調(diào)幅電路模擬乘法器調(diào)幅電路平方律調(diào)幅斬波調(diào)幅第14頁/共86頁 這里將調(diào)制信號v與載波信號v0相加后，同時加入非線性器件，然后通過中心頻率為0的帶通濾波器取出輸出電壓vo中的調(diào)幅波成分。平方律調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第15頁/共86頁020020010)coscos()

8、coscos(tVtVtVtVaaai)(222020VVaa022022Va02VVa2034302VVa20343033034Va0203303012343VVaVaVa00VVa02VVa022020343VVa2020343VVa2222Va33341VaVVaVaVa2033312343平方律調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展可實現(xiàn)AM波！場效應(yīng)管具有典型的平方律特性，可用平方律一般特性描述。第16頁/共86頁如果要獲得抑制載波的雙邊帶信號，觀察輸出電流表示式20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai120020010)coscos()coscos(tVtVtV

9、tVaaai2總的輸出電流總的輸出電壓21iiiRo21iiv平方律平衡調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第17頁/共86頁0)(222020VVaa022022Va02VVa2034302VVa20343033034Va0203303012343VVaVaVa00VVa02VVa022020343VVa2020343VVa2222Va33341VaVVaVaVa2033312343平衡調(diào)幅電路如果要獲得抑制載波的雙邊帶信號，觀察輸出電流表示式20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai120020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai2總的輸出電流

10、總的輸出電壓21iiiRo21iiv平方律平衡調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展可實現(xiàn)DSB波！cddvvavaii212142第18頁/共86頁場效應(yīng)管具有典型的平方律特性，可用平方律一般特性描述。平衡調(diào)幅電路平方律平衡調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第19頁/共86頁二極管平方律調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展 如果靜態(tài)工作點和輸入信號變換范圍選擇合適，非線性器件工作在滿足平方律的區(qū)段。20020010)coscos()coscos(tVtVtVtVaaai1,2Ro21iiv第20頁/共86頁斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展大載波，小調(diào)制！第21頁/共86頁0100)(1tttS00cos cos 斬波調(diào)幅電

11、路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展大載波，小調(diào)制！第22頁/共86頁斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展大載波，小調(diào)制！第23頁/共86頁0cos 10cos 1200)(tttS斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展第24頁/共86頁斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展大載波，小調(diào)制！第25頁/共86頁c1 cos0()0 cos0cctS tt斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展 tttt ftSt fvaccc5cos523cos32cos221可實現(xiàn)DSB波！大載波，小調(diào)制！比二極管平方律調(diào)幅的輸出減少許多組合頻率分量！第26頁/共86頁平衡斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展可實現(xiàn)DSB波！大載波，小調(diào)制！當(dāng)載波電壓uc足夠大時

12、，即UcmUm，這時可以認為二極管工作在受uc控制的開關(guān)狀態(tài)。 在uc0時導(dǎo)通、在uc0時截止 圖中rd為二極管導(dǎo)通時的電阻，而開關(guān)S的作用可用單向開關(guān)函數(shù)S(t)來表示 輸出電壓uo (t)也可以寫成，uo (t) 2 S1(t) 第27頁/共86頁平衡斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展0 , 01vv vvv , 01單向開關(guān)！大載波，小調(diào)制！第28頁/共86頁雙向斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展可實現(xiàn)DSB波！第29頁/共86頁為提高調(diào)幅信號的幅度，還可采用雙向斬波 。雙向開關(guān)函數(shù) 雙向斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展ttttSccc5cos543cos34cos4*ttttftvccca5co

13、s543cos34cos4第30頁/共86頁雙向開關(guān)函數(shù) 雙向斬波調(diào)幅電路上節(jié)內(nèi)容回顧與擴展ttttSccc5cos543cos34cos4*ttttftvccca5cos543cos34cos42+- +-大載波，小調(diào)制?。?）uc(t)正半周時，V1和V2導(dǎo)通，V3和V4截止，V（t)=2f(t) ； uc(t)負半周時，V1和V2截止，V3和V4導(dǎo)通， V0（t)=-2f(t) 。即輸出電壓為 2 f(t） uc(t) 0 uo (t) -2 f(t） uc(t) 0uo (t)2 S*(t) 二極管環(huán)形斬波調(diào)幅電路 第31頁/共86頁第32頁/共86頁非線性 電路低通濾 波器從已調(diào)波中

14、檢出包絡(luò)信息，只適用于AM信號，何種電路同時也可以解調(diào)DSB信號？ 輸入 AM信號檢出包絡(luò)信息4.3.4 振幅調(diào)制波的解調(diào)模型及電路第33頁/共86頁普通振幅波中包含載波分量，可以直接利用非線性器件的作用進行解調(diào)，不需額外加入提供載波的電路。 第34頁/共86頁 同步檢波器用于對載波被抑制的雙邊帶或單邊帶信號進行解調(diào)。它的特點是必須外加一個頻率和相位都與被抑制的載波相同的信號。同步檢波的名稱即由此而來。 同步檢波電路第35頁/共86頁 載波信號相位對檢波結(jié)果的影響ttVt11m1coscos)(v)cos()(10mtVt0v)cos()coscos()()(10m11m1tVttVtt0vv

15、)cos(coscos110m1mtttVVcos)2cos(21cos10m1ttVVmtVVtcoscos21)(0m1mv1. 乘積檢波器乘積檢波電路低通濾波器 v1Viv0乘積檢波器 同步檢波電路第36頁/共86頁 同步檢波電路第37頁/共86頁 本地載波與輸入信號載波相位相同而頻率不同對檢波結(jié)果的影響ttVt11m1coscos)(v)cos()(10mtVt0v)cos()(00mtVt0v10p 本地載波與輸入信號載波頻率相同而相位不同對檢波結(jié)果的影響tVVtcoscos21)(0m1mvttVVtcoscos21)(0m1mv 同步檢波電路第38頁/共86頁它由二極管與RLC并

16、聯(lián)構(gòu)成的低通濾波器構(gòu)成。 D:檢波二極管，結(jié)電容小，反向電流小?？蛇x擇點接觸二極管，肖特基二極管。RL:負載電阻，數(shù)值較大，低頻電流流過時產(chǎn)生低頻電壓。C:負載電容，高頻短路和 濾波。LdRR10cC條件：第39頁/共86頁VDCC+vRL+充電放電iDvi串聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波器二極管包絡(luò)檢波器的工作原理 ViVcV 第40頁/共86頁 電壓傳輸系數(shù)（檢波效率）、輸入電阻和失真。1) 電壓傳輸系數(shù)(檢波效率)cmd VmVKam輸輸入入已已調(diào)調(diào)波波包包絡(luò)絡(luò)振振幅幅輸輸出出低低頻頻交交流流電電壓壓振振幅幅定義：cmVcmaVmmV二極管包絡(luò)檢波器的指標第41頁/共86頁0,00,d ddddgv

17、 viv二極管包絡(luò)檢波器的近似分析第42頁/共86頁c0dtv時，二極管包絡(luò)檢波器的近似分析LdRR10cC條件：000d ddddg vvivcosiicv Vtcosdcivv Vt cosccivVmax(cos )(1 cos )ddiicd icig V VgV折線近似分析法 折線的斜率為 1/ddgR值很??！第43頁/共86頁m ax(cos)(coscos )1 coscddd icccicviigVttV0m ax0( )ddcIi 1m ax1( )ddcIi m ax( )dndncIi 波形分解系數(shù)0( )c 1( )c ( )nc 級數(shù)分解m ax(cos )(1 co

18、s )ddiicd icig V VgV二極管包絡(luò)檢波器的近似分析第44頁/共86頁?c133()dcLRR二極管包絡(luò)檢波器的近似分析0m ax0( )sincos(1 cos )(1 cos )(sincos )ddcccd iccd icccIigVgV 1(sin cos )d idcccgVI0(sincos )cdLL d icccvIRRgVcos(sincos )cL dccccivRgV 第45頁/共86頁二極管包絡(luò)檢波器的近似分析等幅波輸入時大信號包絡(luò)檢波器的效率 cosccdivKVcd ivKV輸 入 為 等 幅波時：cviV133coscos()cddciLvRKVR定

19、值與 成線性關(guān)系稱為線性檢波第46頁/共86頁1) 電壓傳輸系數(shù)(檢波效率)vDi D-vCVim 用分析高頻功放的折線近似分析法可以證明cosdK其中，是二極管電流通角，為檢波器負載電阻，d為檢波器內(nèi)阻。 d33RR二極管包絡(luò)檢波器的指標第47頁/共86頁2) 等效輸入電阻 考慮到包絡(luò)檢波電路一般作為諧振回路的負載，它將影響回路選頻特性（Q），下面分析其等效輸入電阻imimidIVR 其中，Vim是輸入高頻電壓振幅， Iim是輸入高頻電流振幅。二極管包絡(luò)檢波器的指標流過二極管的電流是窄脈沖序列，它的級數(shù)展開式近似表示為： (1 2cos4cos2)davcciItt檢波器的輸入電阻 1/id

20、idRV I12avIIicV v1122idcidLavVvRRIIcLavvRI利用功率等效可證明！第48頁/共86頁2) 等效輸入電阻二極管包絡(luò)檢波器的指標認為在幾個高頻周期內(nèi)為恒定值(1cos)iaVmt(1cos)coscoscoscosciacica icvVmtVmVt直流分量cosicVcoscoscosa icvmVtVt(1cos)cosiiacv Vmtt解出來的是調(diào)制信號分量振幅值 cosa icVmV如果輸入是調(diào)幅波，coscosa icdca ia iVmVKmVmV12idLRR第49頁/共86頁3) 失真 產(chǎn)生的失真主要有：惰性失真；負峰切割失真；非線性失真；頻

21、率失真。 如果檢波電路的時間常數(shù)RC太大，當(dāng)調(diào)幅波包絡(luò)朝較低值變化時，電容上的電荷來不及釋放以跟蹤其變化，所造成的失真稱作惰性失真。 惰性失真(對角線切割失真)二極管包絡(luò)檢波器的指標第50頁/共86頁 惰性失真(對角線切割失真)ttmVt0aomocoscos1)(vtmVtVcos1)(aom調(diào) 幅 波包絡(luò) 如圖所示，在某一點，如果電容兩端電壓的放電速度小于包絡(luò)的下降速度，就可能發(fā)生惰性失真。tmVttVsin)(aomdd包 絡(luò) 變化率ttCiddCC)(v電 容 放電RitCC)(v二極管包絡(luò)檢波器的指標第51頁/共86頁 惰性失真(對角線切割失真)放電速率RCtCitt)()(CCCd

22、dvv假定此時tmVtcos1)(aomCv調(diào)幅波包絡(luò)tmVtVcos1)(aomtmVttVsin)(aomdd包絡(luò)變化率ttCiddCC)(v電容放電RitCC)(v為避免失真1)()(dttdvdttdVAC二極管包絡(luò)檢波器的指標第52頁/共86頁 惰性失真(對角線切割失真) 實際上，調(diào)幅波往往是由多個頻率成分組成，即=minmax。為了保證不產(chǎn)生失真，必須滿足5 . 1max RC8 . 0am二極管包絡(luò)檢波器的指標如2max1aLamRCm則不產(chǎn)生隋性失真的條件為：第53頁/共86頁 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢

23、波電路負峰切割失真(底邊切割失真) 隔直電容Cc數(shù)值很大，可認為它對調(diào)制頻率交流短路，電路達到穩(wěn)態(tài)時，其兩端電壓VCVim。imimimimLRVrRrVVrRrrRVRrRVieLieieLieieLieL 失真最可能在包絡(luò)的負半周發(fā)生。假定二極管截止，Cc將通過R和RL緩慢放電，相對于高頻載波一個周期內(nèi)，其電壓VCVim將在R和RL上分壓。直流負載電阻R上的電壓為二極管包絡(luò)檢波器的指標調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m)，要避免底部切削失真，應(yīng)滿足carU(1-m)rieieLU cRarmrieieLR直流電阻交流電阻第54頁/共86頁負峰切割失真(底邊切割失真)V i m（1-m）V i

24、mttmVoimicos)cos1 (vV R)cos1 (tmVimttmVoimicos)cos1 (vttmVoimicos)cos1 ( v)cos1 (tmVim)cos1 (tmVimV RV RV RV RV R二極管包絡(luò)檢波器的指標 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路imimimimLRVrRrVVrRrrRVRrRVieLieieLieieLieL第55頁/共86頁負峰切割失真(底邊切割失真)要避免二極管截止發(fā)生，包絡(luò)幅度瞬時值必須滿足RimVtmVacos1RaimVmV1) 0 ()(/LaLLLie

25、ieLieZjZRRrrRrm交、直流負載電阻越懸殊，ma越大，越容易發(fā)生該失真。二極管包絡(luò)檢波器的指標 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路第56頁/共86頁減小底部切削失真的電路減小底部切削失真的電路第57頁/共86頁二極管包絡(luò)檢波器的指標 和C的選擇原則 LR考慮到電壓傳輸系數(shù) 和高頻濾波能力， 應(yīng)盡可能大，工程上要求其最小值滿足下列條件： dK510LcRC為避免惰性失真， 的最大值應(yīng)滿足下列條件： CLRCLR2m ax1aLamRCm2max1510aLcamRCm第58頁/共86頁 非線性失真這種失真是由檢波二

26、極管伏安特性曲線的非線性所引起的。 如果負載電阻R選得足夠大，則檢波管非線性特性影響越小，它所引起的非線性失真即可以忽略。二極管包絡(luò)檢波器的指標 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路二極管的伏安特性是彎曲的，就伏安特性來說，在電壓較小時，電流變化較慢；在電壓較大時，電流增加得快。這樣，當(dāng)檢波器輸入為調(diào)幅波時，在調(diào)幅波包絡(luò)的正半周，單位輸入電壓引起的電流變化大，檢波輸出電壓大，而在調(diào)幅包絡(luò)的負半周，二極管電流變化的速度慢，單位輸入電壓引起的電流變化小，檢波輸出電壓小，這樣就造成了檢波器輸出電壓正、負半周不對稱。這種波形的不對稱

27、是二極管伏安特性非線性引起。第59頁/共86頁 頻率失真 如左圖所示，檢波器中存在檢波電容C和隔直電容Cc兩個電容。檢波電容C用于跟蹤調(diào)幅波包絡(luò)變化，隔直電容Cc用于去除載波分量對應(yīng)的直流輸出。對調(diào)制頻率=minmax，要求檢波電容C對高頻載波短路但不能對低頻調(diào)制波旁路，隔直電容Cc對低頻調(diào)制波短路。R Cmax1LCminR1 C二極管包絡(luò)檢波器的指標 + + v C + rieR RL VC Cc vi D 考慮了耦合電容Cc和低放輸入電阻RL后的檢波電路由容抗對不同頻率的信號的傳輸不同而引起的失真。第60頁/共86頁第61頁/共86頁第五章 混頻器混頻電路是超外差接收機、發(fā)射機及頻率合成

28、技術(shù)中重要的組成部分，在收發(fā)信道中它扮演了重要的角色，其作用是將載頻為 的已調(diào)信號(或單頻載波)不失真地變頻為 的信號。sfIfIf稱為中間頻率或中頻。超外差式接收機方框圖第62頁/共86頁 變頻或混頻就是把兩個不同的信號加到非線性器件上進行頻率組合后取出和頻或差頻 的過程。 它的的基本功能均是將輸入頻帶信號的頻譜位移到新的頻率范圍內(nèi)，即頻譜的線性般移，這類似于調(diào)制信號經(jīng)調(diào)幅變換前后的頻譜變換關(guān)系。如果所用本振信號是變頻電路自身產(chǎn)生，則稱為自激式混頻器，或簡稱為變頻器。 v如果本振信號由外部其它電路提供，則稱變頻電路為它激式混頻器，或簡稱為混頻器；cLIfff第五章 混頻器第63頁/共86頁v

29、一是頻率合成系統(tǒng)中實現(xiàn)升降頻。v二是通信系統(tǒng)中降低對濾波器的要求。v三是衛(wèi)星信號傳送中的二次變頻 應(yīng)用。v鑒相、相位調(diào)制器 等v主要例子有：v利用變頻器可以實現(xiàn)，將波段內(nèi)的已調(diào)信號變?yōu)榕c輸入載波無關(guān)的、并具有固定載頻的中頻信號，并在此基礎(chǔ)上進行高性能的選頻放大，最后再檢波的超外差式接收解調(diào)方案v在發(fā)射設(shè)備中經(jīng)常利用變頻器來改變載頻頻率的大小v在頻率合成器中，也常用變頻器來完成頻率加減運算，從而由基本頻率信號得到各種不同于原頻率的新信號第五章 混頻器第64頁/共86頁第五章 混頻器混頻模型及頻譜第65頁/共86頁調(diào)幅是把基帶頻譜搬移到載頻兩邊，混頻則是信號頻譜搬移到中頻，但本質(zhì)上它們都是頻譜的搬

30、移，因而實現(xiàn)的模型是相同的，可用模擬乘法器實現(xiàn)，也可用平方律器件、指數(shù)特性器件、折線型器件等實現(xiàn)。 變換關(guān)系是：IsLfffIsLfff()sLffILsfff()Lsff上混頻 高本振下混頻 低本振下混頻 下混頻第五章 混頻器第66頁/共86頁混頻器有兩個輸入口與一個輸出口，其中一個輸人口為RF端另一個輸入口為LO端，輸出口為IF端(RF為射頻，LO為本振，IF為中頻)。它與只有輸入、輸出口的放大器是不一樣的。但是放大器有直流電源輸入，只要把混頻器的本振輸入看成是“泵”或“源”混頻器與放大器就有類比性(三極管、場效應(yīng)管混頻還要加上直流偏置)，RF看成是輸入，IF看成是輸出，但輸入和輸出的頻率

31、是不同的，定義混頻器的一些指標與放大器相比有相同的也有不同的。 第五章 混頻器第67頁/共86頁混頻可用雙極晶體管、場效應(yīng)管、模擬乘法器、二極管等器件完成。在甚高頻及超高頻頻段，主要用二極管完成混頻。下述混頻器指標以二極管混頻為主。 1. 變頻增益(損耗)2. 噪聲系數(shù)3. 動態(tài)范圍4. 雙音三階交調(diào)與線性度5. 工作頻率 6. 隔離度7. 鏡像頻率抑制度8. 本振功率9. 端口性能 5.1 混頻器的性能指標第68頁/共86頁1. 變頻增益(損耗)（注：教材上公式有錯）變頻損耗指混頻器輸入端（RF）的信號功率與輸出端（IF）的信號功率之比?？梢杂?電壓增益也可用功率增益表示其放大能力。常用分貝

32、表示。5.1 混頻器的性能指標輸出功率）（功率）（中頻輸入IsVcPPAlg10主要由電路失配損耗，二極管的固有結(jié)損耗及非線性電導(dǎo)凈變頻損耗等引起。 第69頁/共86頁2. 噪聲系數(shù)5.1 混頻器的性能指標）輸出信噪比（中頻頻率）輸入信噪比（信號頻率NF NF=Pno/Pso Pno是當(dāng)輸入端口噪聲溫度在所有頻率上都是標準溫度即T0=290K時，傳輸?shù)捷敵龆丝诘目傇肼曎Y用功率。Pno主要包括信號源熱噪聲，內(nèi)部損耗電阻熱噪聲，混頻器件電流散彈噪聲及本振相位噪聲。Pso為僅有有用信號輸入在輸出端產(chǎn)生的噪聲資用功率。 第70頁/共86頁3. 動態(tài)范圍5.1 混頻器的性能指標動態(tài)范圍是指混頻器正常工作

33、時的微波輸入功率范圍。其下限因混頻器的應(yīng)用環(huán)境不同而異，其上限受射頻輸入功率飽和所限，通常對應(yīng)混頻器的1dB壓縮點。 1dB壓縮點：在正常工作情況下，射頻輸入電平遠低于本振電平，此時中頻輸出將隨射頻輸入線性變化，當(dāng)射頻電平增加到一定程度時，中頻輸出隨射頻輸入增加的速度減慢，混頻器出現(xiàn)飽和。當(dāng)中頻輸出偏離線性1dB時的射頻輸入功率為混頻器的1dB壓縮點。對于結(jié)構(gòu)相同的混頻器，1dB壓縮點取決于本振功率大小和二極管特性，一般比本振功率低6dB。 第71頁/共86頁4、混頻器的雙音三階交調(diào)與線性度. 5.1 混頻器的性能指標如果有兩個頻率相近的信號fs1和fs2和本振fLO一起輸入到混頻器，由于混頻

34、器的非線性作用，將產(chǎn)生交調(diào)，其中三階交調(diào)可能出現(xiàn)在輸出中頻附近的地方，落入中頻通帶以內(nèi)，造成干擾，通常用三階交調(diào)抑制比來描述，即有用信號功率與三階交調(diào)信號功率比值，常表示為dBc。三階互調(diào)產(chǎn)物是由放大器或混頻器的非線性特性造成的對兩個音頻輸入相互混頻(或調(diào)制)的結(jié)果。這兩個IM3產(chǎn)物是： fIM3_1 = 2 * f1 - f2, f IM3_2 = 2 * f2 - f1,i.e. 900 * 2 - 901 = 899MHz i.e. 901 * 2 - 900 = 902MHz 第72頁/共86頁5. 隔離度混頻器隔離度是指各頻率端口間的相互隔離，包括本振與射頻，本振與中頻，及射頻與中頻之間的隔離。隔離度定義為本振或射頻信號泄漏到其它端口的功率與輸入功率之比，單位dB。 6、本振功率混頻器的本振功率是指最佳工作狀態(tài)時所需的本振功率。原則上本振功率愈大，動態(tài)范圍增大，線性度改善（1dB壓縮點上升，三階交調(diào)系數(shù)改善）。 7、端口電壓駐波比 端口駐波直接影響混頻器在系統(tǒng)中的使用，它是一個隨功率、頻率變化的參