電子鎮(zhèn)流器常見拓撲結構及工作原理

1、電子鎮(zhèn)流器常見拓撲結構及工作原理復旦大學 王凱版權保護 抄襲必糾摘 要金屬鹵化物燈（簡稱金鹵燈）作為高強度氣體放電燈的重要燈種，由于擁有諸多優(yōu)點而在綠色照明領域得到廣泛應用，特別是在城市道路、商業(yè)廣場、超市、攝影和工礦照明中大量使用，有著非常大的市場發(fā)展空間，隨著金鹵燈的廣泛應用，與之相配套的金鹵燈電子鎮(zhèn)流器的開發(fā)也成為了研究熱點。金鹵燈作為高強度氣體放電燈的一種，其物理和電特性與大多數(shù)高強度氣體放電燈類似，論文第一章首先對高強度氣體放電燈的發(fā)光原理和電子鎮(zhèn)流器工作原理作了簡單介紹。論文第二章對常見類型的電子鎮(zhèn)流器的結構及工作原理作了介紹。論文第三章針對150W金鹵燈的物理特性和電特性設計了一

2、款低頻方波式電子鎮(zhèn)流器，并對鎮(zhèn)流器各部分電路參數(shù)作了理論計算。論文第四章通過MATLAB/simulink仿真了功率因數(shù)校正電路和低頻方波逆變電路，仿真結果驗證了電路的設計合理性，其中功率因數(shù)校正電路設計合理，校正后輸入側功率因數(shù)為0.97，滿足設計要求；低頻方波電路能實現(xiàn)燈的低頻方波驅動和燈電流恒流控制。論文同時對逆變電路在電流換向時所存在的電流過沖問題提出了一種解決方案，仿真結果顯示，該方案能有效解決電流過沖問題。論文第五章根據(jù)電子鎮(zhèn)流器設計方案搭建了實際電路，實驗結果驗證了設計方案的有效性。其中功率因數(shù)校正電路在不同輸入電壓下均能實現(xiàn)功率因數(shù)校正，校正后輸入側功率因數(shù)在 左右。低頻方波逆

3、變電路在開環(huán)狀態(tài)下能實現(xiàn)燈電壓的低頻方波逆變，輸出燈電壓與理論設計吻合。由于時間限制，對燈電流的恒流閉環(huán)控制功能并沒有實現(xiàn)。關鍵詞：金鹵燈，電子鎮(zhèn)流器，功率因數(shù)校正，低頻方波逆變 1 緒論金鹵燈是高強度氣體放電燈的一種，本章首先介紹了氣體放電燈的發(fā)光原理，然后對電子鎮(zhèn)流器的鎮(zhèn)流原理作了分析。最后對氣體放電燈所存在的聲諧振現(xiàn)象作了介紹。1.1 氣體放電燈的基本特性在通常情況下，氣體是良好的絕緣介質，其電路阻抗可視為無窮大。但是在光輻射、強電場、離子轟擊和高溫加熱等條件下，氣體可能會被擊穿，發(fā)生電離并產(chǎn)生可自由移動的帶電粒子，此時氣體由絕緣體轉變?yōu)閷w，這種現(xiàn)象稱為氣體放電。氣體被擊穿后，帶電粒子

4、不斷地從電場中獲得能量，并通過與其他粒子相互碰撞的形式將能量傳遞給其它粒子。這些得到能量的粒子可能會被激發(fā)，發(fā)生能級躍遷，但躍遷后的激發(fā)態(tài)粒子并不穩(wěn)定，會自發(fā)返回基態(tài)，躍遷回基態(tài)的粒子會產(chǎn)生電磁輻射、釋放光子，這即是氣體放電燈的發(fā)光原理。圖1.1為氣體在一定條件下放電的伏安特性曲線，各段的物理特性如下所示：圖1.1 氣體放電的伏安特性OA段：由場致電離所產(chǎn)生的少量的帶電粒子在電場作用下向陽極運動，從而產(chǎn)生電流，隨著電場強度逐漸增加，單位時間內(nèi)到達陽極的帶電粒子數(shù)增多，電流增大。AB段：隨著電場強度進一步增強，由場致電離產(chǎn)生的帶電粒子在電場加速下能全部到達陽極，單位時間內(nèi)到達陽極的帶電粒子不在增

5、加，電流飽和。BD段：當電極間電壓繼續(xù)增大，通過電場加速后的帶電粒子速度達到很大，它們與氣體中的原子發(fā)生碰撞并使之電離，原子電離后所產(chǎn)生的電子又被電場加速，并再與其他原子碰撞，如此循環(huán)，導致電離產(chǎn)生的電子數(shù)目呈雪崩式增加，對應燈電流快速上升，這個放電過程也稱為雪崩放電。DE段：經(jīng)過雪崩放電后，氣體放電燈管內(nèi)氣體阻抗迅速降低，管壓降隨即迅速下降，同時燈管中會產(chǎn)生可見的輝光。D點一般稱為氣體放電著火點，D點電壓也稱為著火電壓。EF段：由圖可知，在這一段內(nèi)燈電流增加，但管壓降基本保持不變，這段稱為正常輝光放電階段。燈電流增加而管壓降保持不變是因為陰極只有部分面積用于發(fā)射電子，其發(fā)射面積正比于燈電流，

6、因此燈電流的增加只增加了陰極發(fā)射面積，但并不影響其管壓降。FG段：到達F點后，整個陰極面積都用于電子發(fā)射。此時如果繼續(xù)增大電流，同樣的管壓降所產(chǎn)生的陰極電子并不能滿足電流增加，因此管壓降必須上升，迸入異常輝光放電階段。GH段：繼續(xù)增大電流，陰極溫度逐漸上升，當陰極溫度上升到能產(chǎn)生顯著的熱電子發(fā)射時，此時不再需要陰極位降來提供電子發(fā)射，陰極位降開始減小，管壓降開始大幅下降，穩(wěn)定后，放電管內(nèi)產(chǎn)生強烈的弧光，這一階段稱為弧光放電階段。氣體放電燈穩(wěn)定工作時即工作在弧光放電區(qū)。1.2 氣體放電燈鎮(zhèn)流器的工作原理金鹵燈是高強度氣體放電燈中的一種，其負載特性和電特性與氣體放電燈基本無差別。當氣體放電燈正常工

7、作時，其燈管處于弧光放電段，即圖1.1中GH段，由圖可知，氣體放電燈負載特性為負的伏安特性。分析可知，將具有負伏安特性的負載單獨接到電網(wǎng)中去時，氣體放電燈是不能穩(wěn)定工作的。電網(wǎng)電壓的擾動將導致燈電流無限止增加或者燈電弧很快熄滅。如圖1.2所示，通過給燈串聯(lián)一個電阻或電感等阻抗性元件，就可以克服燈的負阻特性，從而改善弧光放電時電弧的不穩(wěn)定性。在交流情況下，能夠改善燈負載特性的器件有電感、電阻、電容等，這些通稱為限流器或鎮(zhèn)流器。圖1.2 利用電阻或電感元件改善后的氣體放電燈伏安特性曲線1.3 高強度氣體放電燈的聲諧振現(xiàn)象實驗發(fā)現(xiàn)，當高強度氣體放電燈工作在10kHz到幾百kHz頻率范圍內(nèi)時，燈電弧很

8、不穩(wěn)定，氣體燈光輸出不穩(wěn)定、滾動、閃爍，照明效果嚴重下降，究其原因，是氣體放電燈在高頻工作時，燈管內(nèi)氣體發(fā)生聲諧振，影響了電弧的穩(wěn)定性。聲諧振發(fā)生時通常伴隨著燈電壓電流的變化，甚至可能會熄滅電弧乃至于損壞電子鎮(zhèn)流器。除此之外，發(fā)生聲諧振時燈電弧會扭曲，在靠近燈管管壁的地方可能因為局部過熱而使燈管炸裂。聲諧振現(xiàn)象是高強度氣體放電燈在高頻工作時所固有的現(xiàn)象，因此對于電子鎮(zhèn)流器設計者而言，必須在設計時考慮如何有效防止聲諧振現(xiàn)象的發(fā)生。目前對于聲諧振現(xiàn)象的消除7主要有以下幾種方法：j選頻運行；k頻率調(diào)制；超高頻點燈；低頻方波點燈。大量的研究表明2、7，低頻方波點燈能有效消除氣體放電燈聲諧振現(xiàn)象。1.4

9、 本課題的研究意義及研究現(xiàn)狀1.4.1 本課題研究意義隨著各種節(jié)能燈在照明領域的廣泛應用，對鎮(zhèn)流器的需求量也不斷增大。目前市場上應用廣泛的老式工頻電感鎮(zhèn)流器，存在著效率低、耗能高、體積大等缺點。使用電子鎮(zhèn)流技術能有效減小鎮(zhèn)流器體積、提高輸入側功率因數(shù)和鎮(zhèn)流器效率，同時還能改善普通電感式鎮(zhèn)流器存在的發(fā)光頻閃問題，提高燈光效。目前，電子式鎮(zhèn)流器因其優(yōu)越的性能正不斷被市場接受，市場份額不斷擴大。金屬鹵化物燈（金鹵燈）作為節(jié)能燈的一種，由于擁有諸多優(yōu)點而在綠色照明領域得到廣泛應用，特別是在商業(yè)廣場、城市道路、攝影、超市和工礦照明中大量使用，同時,由于其顯色性能良好，目前金鹵燈在液晶背景光源和汽車頭燈等

10、領域的應用也越來越廣泛。隨著金鹵燈在照明市場應用逐漸增加，與之相配套的金鹵燈電子鎮(zhèn)流器的開發(fā)也成為了研究熱點。1.4.2 本課題研究現(xiàn)狀目前金鹵燈的研究方向主要集中在金鹵燈聲諧振現(xiàn)象的消除和金鹵燈調(diào)光這兩個方面：一、 金鹵燈由于其燈管結構的特殊性，其聲諧振現(xiàn)象非常嚴重，對于金鹵燈聲諧振現(xiàn)象的消除目前主要采用低頻方波點燈這種方式來避免聲諧振，如何簡化低頻方波電路的電路結構并提高其穩(wěn)定性是目前的研究熱點方向，目前很多新型兩級式低頻方波電路已經(jīng)提出1112，目前也有單級式電子鎮(zhèn)流器結構被提出，但其電路可靠性并不高。二、 目前對于金鹵燈調(diào)光控制主要集中在調(diào)頻和調(diào)整導通占空比這兩個方向。對于模擬控制而言

11、，要實現(xiàn)調(diào)頻非常困難，而通過數(shù)字芯片很容易實現(xiàn)，但數(shù)字芯片的使用會導致電路成本升高，不利于電子鎮(zhèn)流器的市場推廣。如何在電路成本控制下實現(xiàn)金鹵燈的有效調(diào)光也是目前的研究重點。2 電子鎮(zhèn)流器常見拓撲結構及工作原理本章對目前常見類型的氣體放電燈鎮(zhèn)流器拓撲結構及其工作原理作了簡單介紹。2.1 普通工頻電感式鎮(zhèn)流器目前市場上工頻電感式鎮(zhèn)流器仍應用廣泛，工頻電感式鎮(zhèn)流器的典型拓撲結構如圖2.1所示圖2.1工頻電感式鎮(zhèn)流器的拓撲結構其中電感L用作改善燈的負阻特性。因為電感L會產(chǎn)生無功電流，并聯(lián)電容C用作無功補償，能提高輸入端的功率因數(shù)。工頻電感式鎮(zhèn)流器的主要缺點有:1. 由于加入了電感電容等阻抗元件，燈輸入

12、端的功率因數(shù)很低，功率因數(shù)在0.4左右。2. 電感式鎮(zhèn)流器工作在工頻50Hz，因此鎮(zhèn)流電感體積很大，不利于燈的小型化和集成化。3. 在每個工頻周期內(nèi)，由于電感的存在，燈電流過零時電感會產(chǎn)生一個個電壓尖峰，即所謂的再點火現(xiàn)象，這極大地降低了燈的壽命。2.2 高頻諧振式電子鎮(zhèn)流器高頻諧振式電子鎮(zhèn)流器常見結構為兩級式：PFC級+高頻逆變級，電路拓撲如圖2.2所示。高頻逆變級給燈提供高頻驅動電流（通常為幾kHz到幾百kHz），由于工作在高頻狀態(tài)，電感體積極大地減小，有利于鎮(zhèn)流器的小型化。PFC級高頻逆變級圖2.2 高頻諧振式電子鎮(zhèn)流器但高頻諧振式電子鎮(zhèn)流器存在一個缺陷是，其工作頻率與氣體放電燈聲諧振頻

13、率范圍重疊，這極大的影響了高頻諧振式電子鎮(zhèn)流器的性能。2.3 低頻方波式電子鎮(zhèn)流器低頻方波式電子鎮(zhèn)流器控制氣體放電燈工作在低頻方波狀態(tài)，其工作頻率一般為100-500Hz，由于可以徹底消除聲諧振現(xiàn)象，目前這類電子鎮(zhèn)流器已被廣泛應用到金鹵燈電子鎮(zhèn)流器中。低頻方波式電子鎮(zhèn)流器通過控制技術來改善燈的負阻特性，通過控制燈電流恒定可以不通過與燈串聯(lián)阻抗元件便能使燈穩(wěn)定工作，從而減小了鎮(zhèn)流器體積。從電路拓撲結構來看，低頻方波式電子鎮(zhèn)流器的常見結構有：典型的三級式低頻方波電子鎮(zhèn)流器、兩級式低頻方波電子鎮(zhèn)流器、和單極式低頻方波鎮(zhèn)流器。目前，從成本和可靠性來看，兩級式低頻方波鎮(zhèn)流器最有發(fā)展前景。2.3.1 三級

14、式低頻方波鎮(zhèn)流器傳統(tǒng)的低頻方波電子鎮(zhèn)流器包括三級結構：功率因數(shù)校正（PFC）電路、DCDC降壓電路和全橋逆變電路，拓撲結構如圖2.3所示。其中第一級（PFC級）用于功率因數(shù)校正，提高電網(wǎng)側輸入功率因數(shù)；第二級為DCDC級，通常為Buck降壓電路，電路工作在高頻狀態(tài)，可實現(xiàn)輸出端的恒壓限流、恒流或恒功率輸出，從而改善金鹵燈的負阻特性，實現(xiàn)燈的穩(wěn)定驅動；第三級為DC-AC逆變級，使燈工作在低頻方波狀態(tài)。PFC級DCDC級DCAC逆變級圖2.3 低頻方波式電子鎮(zhèn)流器的典型三級結構典型三級式電路原理簡單，但結構比較復雜，對控制電路要求較高，而且鎮(zhèn)流器所用器件較多，成本昂貴。如何簡化電路結構，控制電路成

15、本已成為目前的研究熱點。 2.3.2 低頻方波式電子鎮(zhèn)流器的結構簡化針對三級式電子鎮(zhèn)流器結構復雜，成本較高等缺點，目前陸續(xù)提出了多種簡化鎮(zhèn)流器結構的方案，簡化方向主要有兩類：（1） 將PFC級與DC-DC級整合這種方法可以有效減小鎮(zhèn)流器的結構復雜度，但簡化后的電路功率因數(shù)校正效率較低且開關器件的應力較大。目前這種方案主要應用于小功率場合。（2） 將DC-DC級與DCAC逆變級整合簡化后的電路拓撲如圖2.4所示，全橋逆變電路含有四個開關管，工作時它可以看成是兩個Buck電路的組合，因此理論上能將全橋電路與DCDC級整合。這種兩級式電路把Buck變換器的開關和全橋逆變器的開關相結合，同時保證燈工作

16、在低頻方波狀態(tài)，并且維持燈電流恒定。PFC級DCAC全橋逆變級圖 2.4 兩級式低頻方波電路結構示意圖其中逆變級4個開關管的驅動波形及燈電流波形如圖2.5所示， S1、S2工作在低頻狀態(tài)以實現(xiàn)燈電壓為一個低頻方波，S3和s4工作在高頻開關狀態(tài)，作為Buck開關控制燈電流恒定。通過有序控制開關管S1、S2、S3、S4的導通和關斷，能實現(xiàn)燈電流的低頻方波驅動，同時實現(xiàn)燈電流的恒流控制，保證金鹵燈能穩(wěn)定工作。圖2.5 全橋逆變電路開關管的驅動波形以及燈電流波形3 150W金鹵燈電子鎮(zhèn)流器的設計本章針對150W金鹵燈的物理特性和電特性設計了一款低頻方波式電子鎮(zhèn)流器，并對鎮(zhèn)流器各部分電路參數(shù)作了理論計算

17、。3.1 總體方案設計金鹵燈作為高強度氣體放電燈的一種，其物理特性與大多數(shù)氣體放電燈基本無異。但對金鹵燈而言，由于其燈管結構的特殊性，導致金鹵燈在高頻工作時更易發(fā)生聲諧振，為避免聲諧振現(xiàn)象的發(fā)生，本文選用低頻方波驅動金鹵燈的方式來抑制金鹵燈的聲諧振現(xiàn)象。根據(jù)電子鎮(zhèn)流器的基本要求，低頻方波式電子鎮(zhèn)流器主要應由包含以下幾個部分：有源功率因數(shù)校正（PFC）電路、低頻方波逆變電路、點火電路等。圖3.1 為低頻方波式電子鎮(zhèn)流器的結構框圖。圖3.1 低頻方波式電子鎮(zhèn)流器的基本結構3.2 功率因數(shù)校正電路的設計3.2.1 功率因數(shù)校正原理簡介：功率因數(shù)校正（PFC）電路的作用是使輸入側電流與電壓趨于同相位，

18、并校正輸入電流波形使其呈現(xiàn)正弦波波形，從而提高輸入側功率因數(shù)，減小對電網(wǎng)的污染。有源功率因數(shù)校正電路一般都是一個雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，控制原理如圖3.2 所示。輸出電壓與參考值比較后得到電壓誤差信號，電壓誤差信號與輸入電壓信號通過乘法器相乘后得到電流參考信號，電流參考信號與輸入電流比較后得到開關管的控制信號。其中電壓外環(huán)保證輸出電壓始終跟蹤參考值，從而使輸出側保持為一恒定直流電壓，電流內(nèi)環(huán)的作用是使輸入電流無差地跟蹤輸入電壓的波形，校正輸入電流使其為與輸入電壓相差為0的正弦電流，以達到功率因數(shù)校正的目的。雙閉環(huán)控制實現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時為后級電路提供了一個穩(wěn)定的直流電壓，方便后級電路處理。圖3.2

19、功率因數(shù)校正控制原理框圖3.2.2 功率因數(shù)校正電路方案設計與參數(shù)計算1. 校正方案設計本文所設計的電子鎮(zhèn)流器功率因數(shù)校正要求為：（1） 輸出功率為150W。（2） 輸入電壓有效值為110220V（3） 輸出端直流電壓為400V。綜合考慮后，采用Boost電路作為校正主電路拓撲，主電路拓撲如圖 3.3所示。升壓式（Boost）校正拓撲電路是目前應用最為廣泛的功率因數(shù)校正拓撲，具有校正后功率因數(shù)值高、效率高、THD小等優(yōu)點，適用于752 000W功率范圍的應用場合。圖3.3 Boost型功率因數(shù)校正主電路拓撲結構由于輸出功率較小，電路控制方式采用電流臨界（CRM）模式。CRM控制模式下電感電流波

20、形如圖3.4所示，電感電流在每個高頻周期內(nèi)為三角波，通過電流內(nèi)環(huán)控制電感電流平均值為正弦型且與輸入電壓同相位，由此實現(xiàn)功率因數(shù)校正。在CRM控制模式中，電感電流并不存在電流為零的死區(qū)，因此也稱為電流臨界斷續(xù)模式。圖3.4 工作在CRM模式下的電感電流波形2. 電路參數(shù)計算（1） 電感L參數(shù)計算：設輸入電壓為，考慮校正后輸入電流與輸入電壓同相位，則輸入電流可設為。其中分別為輸入電壓、電流的峰值。為方便計算，可考慮PFC電路工作效率為100%，則輸入電流峰值為：，其中為輸出功率。由于開關工作在高頻狀態(tài)，因此在一個高頻開關周期內(nèi)，可假設輸入電壓恒定不變。a) 當開關管導通時，電感L兩端電壓即為輸入電

21、壓，即：，此時電感電流逐漸上升至峰值電感電流，由CRM控制模式可知，峰值電感電流應為輸入電流的2倍，即有：開關管導通時，電感電流滿足：即由此可得，導通時間為：因此，在CRM模式中，每個高頻周期內(nèi)開關管的導通時間是固定的，并不隨工頻輸入電壓的瞬時變化而變化。但考慮到輸入電壓可能在110V-220V內(nèi)變動，當輸入電壓幅值最小時，開通時間存在最大值，此時：其中為輸入電壓為110V時的峰值電壓。即b) 當開關管關斷時，電感電流逐漸下降至零，此時電感兩端電壓為：開關管關斷時，電感電流下降至零，滿足：即故因此，在CRM模式中，每個高頻周期內(nèi)開關管的關斷時間是隨著工頻輸入電壓的瞬時變化而不斷變化的，其中在輸

22、入電壓峰值處，關斷時間越長，最長關斷時間為 ：如果考慮輸入電壓在110V-220V內(nèi)變動，此時關斷時間最大值應在處取得。此時最長關斷時間為：。綜上所述，采用CRM模式控制時，當輸入電壓變化時，開關的開關頻率是不斷變化的，最低開關頻率為：設計時取最小開關頻率為30kHz，則：由此可得電感（2） 輸入電容的設計輸入電容C1用于濾除CRM模式中電感電流的高頻分量，計算輸入電容的容量，需計算變換器等效輸入電阻:式中 變換器效率，此處可取=100%。 輸入電壓的峰值可利用下式計算式中 允許輸入電流紋波百分比，取=3% 開關頻率，取最小開關頻率30kHz?？紤]當輸入電壓最大為220V時，即時，此時等效輸入

23、電阻最大，即：此時可得電容的最小值：（3） 輸出電容C參數(shù)計算分析可知，輸出電容的電壓紋波主要是由于輸入電流的脈動所引起的，由高頻電感電流所產(chǎn)生的紋波電壓很小，可忽略不計。由于整流側輸入電流的脈動頻率為工頻的兩倍（100Hz），因此電容紋波電壓脈動頻率也為100Hz。輸出濾波電容C可由下式計算式中 輸出電流， 輸出電壓紋波峰峰值，按的5%計算即由此可得輸出電容C滿足：3.3 低頻方波逆變電路設計考慮到全橋式低頻方波逆變電路需要四個開關管，這極大的增加了電路成本。本文采用半橋逆變電路作為逆變電路的主電路，將開關管數(shù)量減少一半，并且半橋逆變電路的輸入電容可與PFC輸出級電容整合，極大地降低了電路成

24、本。簡化后的電路拓撲如圖3.5所示，開關管S1，S2構成DC-AC變換器，C1、C2為大容量電容，其兩端電壓近似恒定（為PFC輸出電壓的一半）。PFC級半橋逆變級圖3.5 簡化后的半橋低頻方波式電子鎮(zhèn)流器S1、S2的門極信號如圖3.6 所示。S1和S2交替切換導通，切換頻率為400Hz，這樣負載端會工作在低頻方波狀態(tài)。當S1工作于高頻狀態(tài)時，S2被斷開。此時，電路等效為一個Buck降壓電路，S1相當于Buck電路主功率開關，而MOSFET S2的體二極管等效于Buck電路的續(xù)流二極管，此時控制S1的導通占空比可控制Buck電路輸出電壓，繼而控制負載電流恒定。圖3.6 半橋逆變電路開關管的驅動波

25、形及燈電流波形二極管在關斷時，存在著反向恢復問題，產(chǎn)生開關損耗，如果電感電流連續(xù)，二極管關斷時電流不為零，此時關斷損耗會大大增加。為了避免這種情況的發(fā)生，保證電感電流斷續(xù)可有效降低二極管關斷損耗。圖3.7是逆變級Buck電感電流斷續(xù)時的工作狀態(tài)示意圖。圖3.7 電感電流斷續(xù)時的波形當S1工作在高頻狀態(tài)，S2關斷時，電感電流斷續(xù)，電路存在3種工作模式。（1） 階段1階段1對應圖3.12 中DT段，此時S1 開通，電流流過C1、S1 、燈、點火電感和電感L。其中點火電感的電感量遠遠小于電感L的電感量，可忽略不計。假設燈并聯(lián)電容C上的電壓在每個開關周期中保持不變，且考慮輸入電容C1和C2足夠大，在低

26、頻方波每個周期電壓維持不變，恒為，此時電感L上的電壓在階段1所承受電壓為：（2） 階段2階段2對應圖3.12中mT段，此時S1斷開，電感電流通過S2并聯(lián)二極管續(xù)流，電流流過見燈、點火電感、L、C2和D2。此時電感L上所承受電壓為：（3） 階段3階段3對應圖3.12中nT段，此時S1、S2均關斷，電感電流下降為0，并聯(lián)電容C給燈提供能量。假設電容C足夠大，則燈電壓維持恒定。整個高頻周期內(nèi)，電感電流伏秒平衡，則有：式中：為開通時間，T為開關周期，為二極管續(xù)流時間由此可得燈電壓為：當S1斷開，S2工作于高頻開關狀態(tài)時，電路的工作過程和上面的分析基本一致，此處不作分析。3.3.1 低頻方波電路參數(shù)設計

27、主電路拓撲結構如圖3.8所示。圖3.8 半橋逆變式低頻方波電路拓撲結構1. 逆變電路電感參數(shù)設計二極管反向恢復時存在關斷損耗，為減小二極管損耗，應使電感電流工作在斷續(xù)狀態(tài)，如圖3.11所示，為便于分析，考慮電感電流工作在臨界斷續(xù)狀態(tài)，則此時電感電流峰值應為燈電流的2倍，即。當電感工作于階段1時，電感電流上升。電感承受電壓為：此時電感電流滿足： （a）式中 輸入直流電壓，400V D開關導通占空比 輸出功率，取150W高頻開關頻率，取100kHz電流臨界斷續(xù)時，此時，則燈電壓： （b）考慮到金鹵燈在穩(wěn)態(tài)工作時，其燈電壓一般為90110V，因此占空比取值范圍為：將（b）式帶入（a）得：故電流斷續(xù)下

28、的電感值取值為：考慮占空比的范圍，即得電感滿足：2. 輸入電容、參數(shù)設計為保證低頻方波電壓幅值恒定，輸入電容應選取得足夠大。具體分析計算如下：在階段1時，導通，關斷，電容C1通過電感L、燈Lamp放電，此時電容電壓下降。在階段2狀態(tài)時，、均關斷，此時電感電流通過二極管、電容續(xù)流，故電容在此階段電壓上升。因此，在S2關斷的每半個低頻周期內(nèi)，電容電壓一直下降，電容電壓一直上升。關斷的半個低頻周期內(nèi)，電容電壓下降大小為：式中 低頻方波的周期，即同時應考慮在整個過程中，輸入電源一直對電容、充電，考慮、的充電電流恒定為，則半個低頻周期內(nèi)，電容電壓上升大小為：故在半個周期內(nèi)電容電壓實際下降為：考慮電容電壓

29、紋波小于5%，即由此可得：代入相關參數(shù)可得: 因為電容在結構上與電容對稱，因此電容。3. 燈并聯(lián)電容C的參數(shù)設計仍然考慮電感電流工作在臨界斷續(xù)模式，則此時電容C的紋波電壓易于計算得到：式中 高頻開關頻率，取100kHz考慮電容電壓紋波應小于5%，即則電容代入?yún)?shù)得：3.4 點火電路設計由論文第一章關于氣體放電燈發(fā)光原理的介紹可知，在氣體放電燈正常發(fā)光前，必須給燈提供一個高壓脈沖使之擊穿，通常稱利用高壓脈沖擊穿氣體為氣體放電燈的點火。目前常用的點火方式有附加電路點火和諧振點火這兩種方式。附加電路點火一般使用一個變壓器將原邊400V左右的電壓通過變壓器升壓后從而達到擊穿氣體的目的。諧振點火通常是在

30、啟動時讓電路工作在諧振頻率附近，從而在使燈兩端產(chǎn)生一個諧振高電壓，繼而使燈擊穿。綜合考慮后，本文采用附加電路點火的方式，其電路拓撲如圖3.9所示。圖3.9 單極電壓遞增型電路點火電路圖中DB為可控晶閘管，當DB關斷時，PFC直流輸出電壓對經(jīng)過RC回路對電容C充電，當DB開通時,電容C上的電壓將通過變壓器原邊迅速放電,此時變壓器副邊會產(chǎn)生一個N倍的電壓脈沖加在氣體放電燈上,使燈內(nèi)氣體擊穿，從而實現(xiàn)氣體放電燈點火。4 電路仿真驗證為驗證電路設計及控制方法的可行性，通過MATLAB/Simulink對第三章所設計的鎮(zhèn)流器電路仿真。各部分仿真結果如下：4.1 功率因數(shù)校正電路仿真4.1.1 功率因數(shù)校

31、正電路控制原理功率因數(shù)校正主電路拓撲及控制原理如圖4.1所示，采用Boost升壓電路作為校正主電路拓撲，控制模式采用電流臨界CRM模式。電路控制原理為：電壓外環(huán)所得到的電壓誤差信號與輸入電壓采集信號相乘作為電流參考信號。在每個高頻周期內(nèi)，在電感電流降為零后，開關管開通，電流上升，當電流達到電流參考值時，開關管關斷，電流開始下降，如此重復。由此實現(xiàn)輸出電壓恒定，且輸入電流始終跟蹤輸入電壓，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。圖4.1 功率因數(shù)校正主電路拓撲及控制原理4.1.2 功率因數(shù)校正電路仿真結果通過MATLAB/simlink搭建了功率因數(shù)校正仿真電路，仿真時電路參數(shù)設置如下：輸入濾波電容C1=2uF,輸出

32、電容C=100uF,電感L=700uH。仿真結果如下：1. 輸出電壓波形：圖4.2 輸出直流電壓波形由仿真波形可以看出，輸出電壓在0.06s后穩(wěn)定在400V左右，輸出電壓無靜差，動態(tài)過程中輸出電壓無超調(diào)，證明了PI調(diào)節(jié)的有效性。穩(wěn)定后輸出電壓的紋波電壓為4%。2. 輸入電流與電感電流波形圖4.3 輸入電流和電感電流波形測量輸入電流和電感電流結果如圖 所示，由波形可以看出，通過輸入電容濾除電感電流的高頻分量后，輸入電流中高頻諧波分量明顯減少。測量輸入電流的總諧波失真量THD，結果為0.0004左右，證明電流諧波量較少。3. 輸入端電壓電流波形：圖4.4 輸入電壓電流波形由輸入端輸入電壓及輸入電流

33、波形可以看出，輸入電壓與輸入電流基本無相差，且輸入電流為正弦波形，驗證了功率因數(shù)校正電路的可行性。4. 輸入側功率因數(shù)測量為進一步驗證電路是否滿足功率因數(shù)大于0.9的要求，本文測量了輸入側的功率因數(shù)。測量框圖如圖4.5 所示：圖4.5功率因數(shù)測量模塊示意圖功率因數(shù)測量結果：圖4.6 輸入側功率因數(shù)波形測量波形由功率因數(shù)測量結果可以看出，輸入側在電路穩(wěn)定后的功率因數(shù)為0.97。4.1.3 仿真結論：仿真結果顯示，輸出電壓為400V，紋波電壓為4%，輸入側功率因數(shù)為0.97，各項指標均滿足設計要求，驗證了電路設計的有效性。4.2 低頻方波電路仿真4.2.1 低頻方波電路控制原理低頻方波電路的主要功

34、能是實現(xiàn)燈電壓的低頻方波逆變和燈電流的恒流控制。其主電路拓撲結構和控制原理如圖4.7所示。采集燈電流信號后，與電流參考信號比較得到電流誤差信號，電流誤差信號經(jīng)PI調(diào)節(jié)后與高頻鋸齒波(100kHz)比較從而得到開關管的PWM信號，其中開關管S1和S2需低頻切換導通，其導通切換頻率為400Hz。由此實現(xiàn)燈電壓的低頻方波逆變，且燈電流保持恒定。圖4.7低頻方波逆變電路恒流控制原理圖4.2.2 低頻方波逆變電路仿真結果利用MATLAB/simulink搭建了仿真電路，仿真目標為控制燈電流與電壓均為頻率為400Hz的低頻方波，且燈電流恒定為1A.仿真電路參數(shù)如下：電容，電感L=200uH，電容C=0.6

35、6uF。仿真結果如下：圖4.8 低頻方波電路燈電壓及燈電流仿真波形圖4.8為電路仿真結果，由波形可知，燈電壓及燈電流均為低頻方波，其頻率為400Hz,且燈電流在每個低頻周期內(nèi)均為1A，與設計一致，驗證了恒流控制的有效性。但由仿真波形可以看出，在每次燈電流換向時，均存在電流過沖，電流換向時的電流波形如圖4.9所示。究其原因，是在電流換向時，開關管的占空比太大，導致電流換向速度過快，從而產(chǎn)生了電流過沖。一種減小電流過沖的簡單且有效地方法是在電流換向時減小開關管的占空比，從而實現(xiàn)電流平穩(wěn)過渡。圖4.9 電流換向時的電流過沖波形圖4.10是在換向時減小占空比所得到的電流換向波形，與圖4.9比較可以看出

36、，通過在換向時減小占空比能有效降低電流過沖，實現(xiàn)電流換向時的平滑過渡。圖4.10 減小占空比后的電流換向波形4.3 點火電路仿真結果未驗證點火電路的設計合理性，通過MATLAB/Simulink搭建了仿真電路。由于燈在未啟動前，其阻抗可看作無窮大，因此在驗證點火電路的可行性時，將燈回路用一個大電阻代替，其中仿真時變壓器匝數(shù)比設置為1:100,輸入DC電壓為400V，仿真結果如下：圖4.11 點火電路所產(chǎn)生的點火脈沖波形圖4.11是點火電路所產(chǎn)生點火脈沖的電壓波形，由仿真結果可以看出，點火電壓在40000伏左右，滿足金鹵燈啟動電壓要求，驗證了電路設計的合理性。本章針對第三章所設計的電子鎮(zhèn)流器搭建

37、了仿真電路。仿真結果顯示：j 功率因數(shù)校正電路設計合理，校正后輸入側功率因數(shù)為0.97，輸出電壓為400V，滿足設計要求。k 低頻方波電路能實現(xiàn)燈的低頻方波驅動和燈電流恒流控制。對于逆變時燈電流在換向時所存在的電流過沖問題提出了一種解決方案，仿真結果顯示，該方案能有效解決電流過沖問題。通過點火電路能產(chǎn)生一個40000伏的脈沖電壓，符合金鹵燈的啟動要求。5 實物電路設計及實驗結果為進一步驗證電路設計的可行性，本文設計了實際電路并對電路在不同工作條件下的性能作了測量。5.1 功率因數(shù)校正電路的實物設計5.1.1 電路總體方案設計功率因數(shù)校正要求：輸入電壓110220V；輸入頻率50/60Hz；輸出

38、功率150W；輸電電壓400V；功率因數(shù)>0.9;根據(jù)設計要求，功率因數(shù)校正（PFC）主電路拓撲結構采用常用的Boost升壓電路，由于功率等級較?。?50W），控制模式采用臨界傳導（CRM）模式，控制芯片采用ST公司L6562芯片。圖5.1 為L6562芯片內(nèi)部原理圖，其中MULT為乘法器輸入腳，通過將輸入電壓采樣作為MULT的輸入，它與輸出電壓誤差信號的乘積作為電流信號的參考信號，從而實現(xiàn)電感電流能始終跟蹤電壓，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。圖中ZCD腳為零電流檢測引腳，采用CRM工作模式時，電感電流降為零后需開通開關管，電路在ZCD檢測到零電流信號后便開通開關管。CS引腳為電感電流采樣引腳，通過CS腳采樣電感電流信號并與電感電流參考信號比較，從而控制MOSFET的開斷，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。圖5.1 L6562芯片原理圖5.1.2 電路主要元件參數(shù)計算圖5.2 采用L6561芯片的PFC典型電路L6562芯片與L6561芯片類似，均為ST公司功率因數(shù)校正芯片，圖4.2為采用L6561芯片的PFC典型電路結構，本文仍采用該電路