微波仿真實驗報告-19-電磁場與微波實驗仿真部分

1、信息與通信工程學院電磁場與微波實驗報告實驗題目：電磁場與微波實驗仿真部分班 級：2011211123姓 名：高鵬學 號：2011211442班內(nèi)序號：19日 期：2014年5月實驗一：分支線匹配器一、實驗目的1. 掌握支節(jié)匹配器的匹配原理；2. 掌握微帶線的基本概念和元件模型；3. 掌握微帶分支線匹配器的設計與仿真。二、實驗原理1直節(jié)匹配器隨著工作頻率的提高及響應波長的減小，分立元件的寄生參數(shù)效應就變得更加叨顯，當波 長變得明顯小于典型的電路元件長度時，分布參數(shù)元件替代分立元件而得到廣泛應用。因此， 在頻率高達一定數(shù)值以上時，在負載和傳輸線之間并聯(lián)或串聯(lián)分支短截線，代替分立的電抗元 件，實現(xiàn)阻

2、抗匹配網(wǎng)絡。常用的匹配電路有：支節(jié)匹配器，四分z波長阻抗變換器，指數(shù)線 匹配器等。支節(jié)匹配器分單支節(jié)、雙支節(jié)和三支節(jié)匹配。這類匹配器是在主傳輸線上并聯(lián)適當?shù)碾娂{ （或串聯(lián)適當?shù)碾娍梗酶郊拥姆瓷鋪淼窒鱾鬏斁€上原來的反射波，以達到匹配的目的， 此電納（或）電抗元件常用一終端短路或開路段構成。圖1支節(jié)匹配器原理單支節(jié)匹配的基本思想是選擇支節(jié)到阻抗的距離d ,使其在距負載d處向主線看去的導納 y是y° + jb形式。然后，此短截線的電納選擇為-丿0,根據(jù)該電納值確定分支短截線的長 度，這樣就達到匹配條件。雙支節(jié)匹配器，通過增加一支節(jié)，改進了單支節(jié)匹配器需要調(diào)節(jié)支節(jié)位置的不足，只需 調(diào)節(jié)

3、兩個分支線的長度就能達到兀配。雙支節(jié)兀配存在兀配禁區(qū)。2微帶線從微波制造的觀點看，這種調(diào)諧電路是方便的，因為不需要集總元件，而且并聯(lián)調(diào)諧短截 線特別容易制成微帶線或帶狀線形式。微帶線由于其結(jié)構小巧，可用卬刷的方法做成平面電 路，易于與其它無源和有源微波器件集成等特點，被廣泛應用于實際微波電路中。微帶線是由介質(zhì)6（6>1）和空氣混合填充，基片上方是空氣，導體帶條和接地板之間 是介質(zhì)，可以近似等效為均勻介質(zhì)填充的傳輸線，等效介電常數(shù)為耳，介于1和匕之間 （1 v乞v &）,依賴于基片厚度和導體寬度。3微帶線元件模型三、實驗內(nèi)容已知：輸入阻抗z.n = 75q ,負載阻抗zl=（64

4、+ ；35）q,特性阻抗zo=75q,介質(zhì)基片 £r 2.55 , h = 1mm o假定負載在2ghz時實現(xiàn)匹配，利用圖解法設計微帶線單支節(jié)和雙支節(jié)匹配網(wǎng)絡，假設雙支節(jié)網(wǎng)絡分支線與負載的距離j,=-,兩分支線之間的距離為畫出幾種可能的電路圖 4-8并且比較輸入端反射系數(shù)幅值1.8ghz從至2.2ghz的變化。四. 仿真過程1、單支節(jié)匹配1) 在output equation中繪制smith圓圖,代碼如下:.zl=6.4+j*351 z0=75'zl=zl/zp d/zl: zl:；tl=(zj-1)/(zl+1) tl:：；zin=75 zin=zin/z0 zin:tin

5、=(zin-1)/(zin+1) tin:b=stepped(o.2*_pi,0.0i)r =trexp(j*b)* rj=嚀pb)r p=0.5*exp(j*b)-0.5其中zl、zin表示歸一化后的負載阻抗和輸入阻抗；b=step(0,2*_pi,0.01)定義相角變量 b從0到2兀,步長為0.01弧度；t1為負載處的反射系數(shù),r=tl*exp(j*b)對應等反射數(shù)圓; rj=exp(j*b)表示純電納圓(單位圓)；rp=0.5*exp(j*b)-0.5表示g=l的匹配圓。繪制的圓圖如圖3所示。標記出了歸一化的輸入阻抗zin和負載阻抗zl。繪出了負載等反 射系數(shù)圓r,純電納等反射系數(shù)圓rs

6、和匹配圓rim2）確定單支節(jié)分支線與負載距離d從負載處（標號1.065）沿等反射系數(shù)圓移動到與匹配圓焦點處（標號282.7）,可知移動 了 198.65° （注意到圓圖上360。對應半波長，故計算采用的角度為99.32°）,對應的電尺寸可 以使用txline計算器得到厶=28.868mm, w = 1.4373mm。2）確定單支節(jié)l從標號282.7點處，得到單支節(jié)傳輸線阻抗為-jo.53 ,在rj圓上作出該點（標號為98.52）,其角度為55.88°,從短路點向源方向順時針旋轉(zhuǎn)到該點，可知移動了 124.12°,同理 使用txline計算器可得到支節(jié)的電

7、尺寸，為£ = 18.038mm, w = 1.4373mm。3）作出電路原理圖，如圖4所示。參數(shù)為調(diào)諧后的值。圖4單支節(jié)匹配器電路圖微帶線模型的含義：msub是襯底材料，mlin表示標準微帶線，mlsc表示終端短路微帶 線，mtee表示t型接頭，此處模擬一條傳輸線上并聯(lián)了一個支節(jié)的電路原理圖。4）畫出輸入端的反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線，如圖5所示0.20.2015011 9999 ghz0.027870 05罰"igi2 ghz0.00062644 l一0150.0521221.9frequency (ghz)1.81.921122frequency (ghz)freq

8、uency (ghz)frequency (ghz)圖5輸入端反対系數(shù)仿真圖（左邊為調(diào)諧前，右邊為調(diào)諧后）分析：由上圖可知，調(diào)諧前在2ghz時的反射系數(shù)為-31.09加，調(diào)諧后在2ghz時的反射系 數(shù)為-64.03jb ,經(jīng)過調(diào)諧后反射系數(shù)明顯減小，更符合規(guī)定的要求。調(diào)諧以后支節(jié)長度/的 長度山18.04mm增加到18.677mm,微帶線長度d的長度山28.87mm減小到28.206mmo2、雙支節(jié)匹配1)雙支節(jié)匹配時在output equation中增量添加如下代碼。rp2=0.5*exp(j*b)-0.5*j r2=0.7306*exp(j*b) p=0.8505 rd=(1/(1+p)j

9、*exp(j*b)-p/(1+p)其中rp2=o.5*exp(j*b)o.5j表示輔助圓。r2=0.7306*exp(j*b)點(321.9)所在的等反射數(shù)圓；rd=( 1+(1 +p)*exp(j*b)- p+(l+p)表示點(315.9)所在的等電導圓；rp2=0.5*exp(j*b)-0.5j表示g=l的兀配圓。如圖6所示為雙支節(jié)匹配smith圓圖oszj239.2g 0.98234 b-2.12091321.9g 0.869818 b 1.99148315.9g 0.850491 b 0.4649041.79g 0.905618b-0.495013swp max6294032 g2.1

10、1586e-005 b 2.1233swp min1431 3 q170001e-005 b 1.5242tleqnrp2239.2mag 0.7306ang 136.5 deg315.9mag 0.256 ang -86.28 deg321.9mag 0.7306 ang -133.1 deg1.79mag 0.256ang 93.77 degswp max629swp min14032mag 1ang-129 6 deg431.3mag 1ang -113.5 degeqn rpeqn beqn rjeqn reqn tin4 eqn rdeqn r2圖6雙支節(jié)匹配器仿真smith原圖2）

11、雙支節(jié)l1的確定其中rp2是旋轉(zhuǎn)后的匹配圓，zll是負載阻抗沿著傳輸線移動久/4即180。以后得到的點（設為a點）。rd是zll點所在的等電導圓，沿著該圓順時針旋轉(zhuǎn)到rp2圓的交點（設為b 點）a點到b點導納值相減為1.526,在rj圓上找到b= 1.526的點d,其ang=-113.5deg,從 短路點到點d的電長度為（180 + 113.5）/2 = 146.75用 txline 算出 l二42.669mm,w二 1.4373mm3）雙支節(jié)l2的確定作岀b點的等反射系數(shù)圓rp,交匹配圓rp2 （設為c點）。，b點到c點導納值之差即 為第二支節(jié)的阻抗值，為2.12091。在純電納等反射系數(shù)圓

12、（即最大的圓rj）上找到 b=2.12091 的點 e,其 ang=129.6deg,從短路點到點 d 的電長度為（180 + 129.6）/2 = 154.8用 txline 算出 l=44.994mm,w二 1.4373mm4）傳輸線微帶線參數(shù)的確定第一段傳輸線（從負載到第一支節(jié)）l=26.16mm,笫二段傳輸線（從第一支節(jié)到第二支節(jié)）l=13.08mm,各段傳輸線均有寬度1.4373mm5）作出電路原理圖，如圖7所示。參數(shù)為調(diào)諧后的值。圖7雙支節(jié)匹配器電路圖微帶線模型分析：msub是襯底材料，mlin表示標準微帶線，mlsc表示終端短路微帶 線，mtee表示t型接頭，此處用并聯(lián)雙支短路支

13、線進行匹配，模擬的一段傳輸線上并聯(lián)了兩 個支節(jié)，負載阻抗到第一個支節(jié)的長度為仝，兩個支節(jié)距離為仝。486）畫出輸入端的反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線，如圖8所示。frequency (ghz)frequency (ghz)圖8輸入端反射系數(shù)仿真圖（上為調(diào)諧前，下為調(diào)諧后）分析：由上圖可知調(diào)諧前在2ghz時的反射系數(shù)為-20.28jb，調(diào)諧后在2ghz時的反射系數(shù) 為-60.45,經(jīng)過調(diào)諧后反射系數(shù)明顯減小，更符合規(guī)定的要求。調(diào)諧以后第一個支節(jié)厶的 長度由42.669mm減小到41.9159mm,第二個支節(jié)/2由44.994mm減小到44.594mm。五、思考題（1）調(diào)諧前后反射系數(shù)幅頻特性會發(fā)生

14、變化，解釋調(diào)諧的原因我們在smilh圓圖上找點的時候是很不精確的，都只是大概的數(shù)值，導致在計算微帶線 的長度時，所用的電長度只是約數(shù)，并不是很精確的兀配。因此需要進行小范圍的調(diào)諧，才能 確定匹配的微帶線的長度。（2）如果不考慮微帶線不均勻性模型如t型接頭、阻抗跳變器等，仿真的結(jié)果有何變 化？分析變化的原因。答：我們就單支節(jié)匹配舉例，如果不加t型接頭，原理圖圖9所示。z<75 ohmmlmw-1 437 mml”26 16 mmmtinid-tmw 1 437 mml«28 21 mmrfs10-rlrq ohmindid-l1u2787immsubmlsc10譏5w-1 437

15、 mml?18 68 mmer=2m>h-1 mmt-0 001 mmrholtand-0ernom 12 9nametsubl圖9單支節(jié)匹配器電路圖（不加t型接口）畫出輸入端的反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線，如圖10所示。frequency (ghz)圖10反射系數(shù)變化曲線圖與加t型接口的曲線圖相比不但反射系數(shù)增大很多，而且最大衰減也不在2ghz,向左產(chǎn) 生了偏移。幾段微帶線直接相連與使用t型接頭相連后對反射系數(shù)影響很大，這是因為微帶線的不均 勻?qū)е碌摹Ｒ话愕奈щ娐吩及恍┎痪鶆蛐?，例如微帶濾波器中的終端開路線；微 帶變阻器的不同特性阻抗微帶段的連接處，即微帶線寬度的尺寸跳變。

16、不均勻性在微帶電路中 是必不可少的。由于微帶電路是分布參數(shù)電路，尺寸可以與波長相比擬，不均勻性會對電路產(chǎn) 生很大的影響。如果不考慮不均勻性，就沒有將其等效參量計入電路參量之屮，會產(chǎn)生比較大 的誤差。六、心得體會通過利用smith圓圖仿真單支節(jié)和雙支節(jié)匹配，依據(jù)串并聯(lián)阻抗特性，旋轉(zhuǎn)圓圖，達到匹 配，讀取結(jié)果計算得到電路尺寸，然后繪制出電路圖，調(diào)諧得到匹配網(wǎng)絡的參數(shù)，這次實驗讓 我對匹配有了更深的理解。實驗中的難點在于標記阻抗值、繪制圓圖中的等反射系數(shù)圓和導納圓。阻抗值的標記需要 進行變換，否則無法在導納圓圖中正確顯示。等反射系數(shù)圓的繪制采用定半徑，然后360。旋 轉(zhuǎn)描點的方法。由于這是第一次使用

17、mowoffice進行實驗，對awr軟件還不夠熟悉，加上對微波仿真 沒有多少概念，實驗中遇到了不少阻礙。幸而有老師的指導、同學的幫助、文獻資源的參考， 得以順利完成，也收獲了許多。實驗二四分之一波長阻抗變換器一、實驗目的1、掌握單節(jié)和多節(jié)四分之一波長變阻器的工作原理；2、了解單節(jié)和多節(jié)變阻器工作帶寬與反射系數(shù)的關系；3、掌握單節(jié)和多節(jié)四分之一波長變阻器的設計與仿真。二. 實驗原理1單節(jié)四分之一波長阻抗變換器四分之一波長阻抗變換器是一種阻抗變換元件，它可以用于負載阻抗或信號源內(nèi)阻與傳輸 線的匹配，以保證最大功率的傳輸；此外，在微帶電路中，將兩段不同特性阻抗的微帶線連接 在一起時為了避免線間反射，

18、也應在兩者之間加四分之一波長變阻器。實現(xiàn)負載阻抗與傳輸線兀配，其實質(zhì)是利用“補償原理"，即由可調(diào)的匹配器產(chǎn)生一個合適 的附加反射波，它由負載阻抗所產(chǎn)生的反射波在指定的參考血上等幅而反相，從而相互抵消， 相當于傳輸線在此參考面上與一個等效匹配負載相連。2多節(jié)四分之一波長阻抗變換器單節(jié)四分z阻抗變換器是一種簡單而有用的電路，其缺點是頻帶太窄。為了獲得較寬的 頻帶，可以釆用雙節(jié)或多節(jié)阻抗變換器，多節(jié)四分z波長阻抗變換器如圖所示。圖1多節(jié)阻抗變換器設計多節(jié)四分z阻抗變換器時，通常采用二項式響應和切比雪夫響應。兩種設計方法都 有各自的優(yōu)缺點，二項式阻抗變換器具有最平坦的通帶特性，而工作帶寬較切

19、比雪夫變換器 窄；與二項式阻抗變換器相比，切比雪夫阻抗變換器是以通帶內(nèi)的波紋為代價而得到最佳帶 寬。三、實驗內(nèi)容(1) 已知：負載阻抗為純電阻&=150q,中心頻率仏=3ghz,主傳輸線特性阻抗 zo=5oq,介質(zhì)基片6=4.6,厚度最大反射系數(shù)模i；不應超過0.1,設計1, 2,3節(jié)二項式變阻器，在給定的反射系數(shù)條件下比較它們的工作帶寬，要求用微帶線形式實 現(xiàn)。(2) 己知負載阻抗為復數(shù)：zl = 85-；45q ,中心頻率仏=3ghz,主傳輸線特性阻抗 z°=50q,在電壓駐波波腹或波節(jié)點處利用單節(jié)四分之一波長阻抗變換器，設計微帶線變阻 器。四. 仿真過程1、純電阻阻抗負

20、載的單節(jié)和多節(jié)阻抗變換器一一二項式(1) 計算阻抗值n二1時錯誤!未找到引用源。q。n>=1時，根據(jù)多節(jié)二項式阻抗變換器的阻抗公式:可以得到：n=2時，錯誤!未找到引用源。，錯誤!未找到引用源。n=3時，錯誤!未找到引用源。，錯誤!未找到引用源。，錯誤!未找到引用源。根據(jù)上述所述式子，輸出方程如下所示。rl=150z0=50 z 仁 sqrt(rl*zo) z1:86.6 z21=rla(1/4)*z0a(3/4)z21: 65.8 z22_=rla(3/4rz0a(1/4) z22_: 114z31=rla(1/8)*z0a(7/8)z31: 57.36z32: 86.6z32=rla

21、(1/2)*z0a(1/2) z33_=rla(7/8)*z0a(1/8) z33_: 130.8我們可以得到每節(jié)錯誤!未找到引用源。的阻抗為錯誤!未找到引用源。q錯誤!未找到引用源。q錯誤!未找到引用源。q-5北本卑卷大學ml>ng ummttirv o« k>tn amo tlucoim>«<ano«t微波仿真實驗報告找到引用源。q錯誤!未找到引用源。q,錯誤!未找到引用源。q錯誤!未(2) 根據(jù)txline我們可以得到每段微帶線的長度如下所示，按照上述阻抗進行取值 r =4.6 f0= 3ghz將得到的微帶線參數(shù)列表如下:阻抗變換器

22、類型微帶線長度mm微帶線寬度單節(jié)s = 13.83m略=工62s1加n雙節(jié)= 1衣 5 歸wi% =機ls = 14.1mm= 3.2b67m?n二節(jié)i1jl = h.4mm% =sw 久竊8$棚？i y,6282nwn倫 3.17srwt(3) 畫出原理圖如下所示:mmlinidetl13w«= 1.8998 mm 33,254 mmportp = 2z-150 ohmporp = 4 z=150 oh1jlin id-tl17 w = 0.10292l-14.314 mmmlin 1d«=tl11w-0 2869 mm-l<=14 i mmld=tl-12mlin

23、 wct£6w 4 .8998 mm l«13.254 mmport' p3z=50 ohmportp1z» 50 ohmportp = 5 z» 50 ohmmlinid«t-l1w-1.9 mm l"3.25 m mmlin id-tl3 w-0.6281 mml« 13.67 mmmsteps id=tl4mlinid«tl5w-0-.1029 mm l«14 31 m mtep5 tl7 -mlin *1dutl8w-1.1523 mml<=13.55 mmmlinid?t115 .

24、 w-1.4969 mm., l«i3 43mm .m steps id=tl9 -ch-mlin idetl18msteps d = tl16. w«o-.628o1 mm mstepsid = tl-19l«1-3.79 m mmlih .id«tlio.w = 0.10292 mml 14 314 mmymlin !dett200.1782 mml«14 16 mmmsub-.er»46 . h= t mmt«0 001 .rha=l . .tand=0 ；rhom=4.6.uam e=subl,_ imsteps i

25、d«tl21 vmmport .p=6z-150 oh圖2多節(jié)四分z波長變換器電路原理圖(4) 阻抗跳變點處的反射系數(shù)-5北本卑卷大學mono ummttirv o* kmi1 amo tlllcomumwcahomt微波仿真實驗報告=爲=°278 胡=0.268n=2g 春"136 r, = = 0.268 r 恃= 0.136n=3i；=爲二 0.069 r> 爲二 0.203 r> 爲二 0.203 r> 名二 0.068(5) 確定二項式變阻器的相對帶寬有公式也=2-幺arccos( /幾:運亙)得上述三個變阻器的相對帶寬比嚴 0.223

26、%2 = 0.5903比？ = 0.795(5)調(diào)諧后的s參數(shù)如下其中藍色、粉紅色和棕色曲線分別代表二項式單支節(jié)、雙支節(jié)和三支節(jié)阻抗變換器的 調(diào)諧輸入端反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線。aisi.in圖3二項式多節(jié)阻抗變換器仿真圖-a-isiur 1-g-|s|1.1)i3in從上圖看出，當最大反射系數(shù)不超過0時，三節(jié)阻抗變換器帶寬大于二節(jié)阻抗變換器帶 寬大于單節(jié)阻抗變換器帶寬，且符合理論值。多節(jié)阻抗變換器起到了增加帶寬的作用。2、純電阻阻抗負載的單節(jié)和多節(jié)阻抗變換器一一切比雪夫(1)設計切比雪夫阻抗變換器a）變阻器節(jié)數(shù)的確定：阻抗從5（）q變?yōu)殄e誤!未找到引用源。，可知阻抗比錯誤!未找到 引用源

27、。幾=1±字=1.2221 -幾查實驗手冊附錄表6,可知節(jié)數(shù)錯誤!未找到引用源。時錯誤!未找到引用源。，滿足駐 波比錯誤!未找到引用源。的要求。b）阻抗值的確定：查表有錯誤!未找到引用源。，計算得錯誤!未找到引用源。(2)輸入公式z11 = 1.24988*z0z11: 62.49z22=sqrt(3)*z0z22: 86.6z33=(3/1.24988)*z0z33： 120(3) 計算微帶線參數(shù)根據(jù)上述表格我們進行原理圖的繪制，如下所示，參數(shù)為最后調(diào)諧的結(jié)杲。圖4切比雪夫多節(jié)阻抗變換器可由txline計算器得到，如下表（微帶線高度mm ,厚度lpm ）:乙乙電阻（q）62.498

28、6.6120微帶線長度mm13.49213.8314.147微帶線寬度mm1.24730.62810.2418（4）畫出原理圖-5北本卑卷大學55* ml)ng ummkirv of mmfl aao tlltcommu«ncahomt微波仿真實驗報告（5）畫出輸入端的反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線，如圖5所示?？梢钥闯鲈谝欢ǚ秶鷥?nèi)，頻率特性曲線呈現(xiàn)等波紋特性，然后曲線增加比較迅速，符 合切比雪夫函數(shù)的特性。graph 2圖5切比雪夫多節(jié)阻抗變換器仿真圖3. 復數(shù)負載的阻抗變換器（1）輸出方程與參數(shù)計算zl=85-j*45zl=zi/zo zl: (1.7,-0.9) 1/zl: (0

29、.4595,0.2432)tl=(zl-1)/(zl+1) tl: (0.3333,-0.2222) t=abs(ti) t: 0.4006b=stepped(012*_pi,0.01)r=ti*exp(j*b)p=(1+t)/(1-t) p: 2.337z1=z0*sqrt(1/p)z1: 32.71z2=z0*sqrt(p)z2: 76.43rmax=p*z0rmax: 116.8rmin=z0/prmin: 21.4其中zl、z2分別表示電壓駐波波節(jié)處和波腹處的輸入阻抗，將他們作為等效負載阻抗。在電壓駐波波腹和波節(jié)位置的輸入阻抗為純阻抗，分別為rmax和rmino（2）在史密斯圓圖上確定

30、錯誤!未找到引用源。、錯誤!未找到引用源。的長度2z1表示波節(jié)點處的輸入阻抗，把z1作為等效負載阻抗，將仝變換器接在電壓駐波波節(jié)點4位置（禺負載為£”）©2z2表示波腹點處的輸入阻抗，也可把z2作為等效負載阻抗，將仝變換器接在電壓駐波波4腹點位置(離負載為4)。史密斯原圖如下圖6所示。圖6復數(shù)負載的阻抗變換器仿真smith圓圖分析：從標號為2.154的負載阻抗沿順時針向源方向移動至波節(jié)點，也就是標號為374的 點，所得的長度即為錯誤!未找到引用源。，沿源方向移動至波腹點，也就是標號為59.7的 點，所得的長度即為錯誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。、錯誤!未找到引用源。

31、的 長度可以根據(jù)txline進行計算?？梢缘玫藉e誤!未找到引用源。，£ = 13.706呦2錯誤!未找 到引用源。(3) 由此，我們可以進行電路原理圖的繪制。其中需要注意的是負載選用的是src元 件，對應的就是r=85錯誤!未找到引用源。，c=1.18pfo根據(jù)込 n確定阻抗變換器的長度。 原理圖如下所示。圖7復數(shù)負載阻抗變換器電路原理圖（4）輸入端反射系數(shù)幅值隨頻率的變化曲線u1 2345frequency (ghz)圖8輸入端反射系數(shù)仿真圖（上為調(diào)諧前，下為調(diào)諧后）frequency (ghz)五、思考題（1）將仿真結(jié)杲與理論計算相比較，分析工作頻帶與變阻器節(jié)數(shù)的關系理論計算值如

32、下表所示變阻器節(jié)數(shù)n=1n=2n=3叫0.2230.59030.795仿真結(jié)果n=1滿足r<o的頻率范圍為2.681-2.994ghz,可計算岀叱八=0.2243n=2frequency (ghz)滿足r<o.i的頻率范圍為2.189-3.807ghz,可計算出w</2 =0.5393滿足r<o.i的頻率范圍為1.863-4.077gh乙 可計算出wq2 =0.738將仿真結(jié)果與理論計算值相比較，發(fā)現(xiàn)差距不大，且明顯發(fā)現(xiàn)隨著n增大，工作頻帶 在增加。(2)比較切比雪夫阻抗變換器和二項式阻抗變換器的頻率特性曲線，說明各自的優(yōu)點和 缺點。答：將兩種變換器的頻率特性曲線置于同

33、一幅圖下，可以得到下圖。qiefrequency (ghz)從上圖可以看出，在最大反射系數(shù)的前提下，切比雪夫阻抗變換器的工作帶寬要大于二項 式阻抗變換器。與久/4阻抗變換器以及二項式匹配變換相比，切比雪夫多節(jié)兀配變換器在頻 帶內(nèi)等波紋振動，駐波比在很寬的頻帶內(nèi)小幅度波動，叮獲得更大的匹配帶寬。這是切比雪夫 變換器的突出特點和優(yōu)勢。但是，二項式阻抗變換器帶內(nèi)的平坦性比切比雪夫阻抗變換器要 好，較平滑。六、心得體會本次實驗要求設計單節(jié)、多節(jié)四分之一波長阻抗變換器，要求負載阻抗分別為純電阻和復 數(shù)，對于純電阻負載同時需要實現(xiàn)二項式阻抗變換器和切比雪夫阻抗變換器。內(nèi)容相比上個實 驗要更多，而且涉及到的

34、知識點也比較多。在進行實驗z前，我先復習回顧了整個實驗要運用 的關于阻抗兀配和阻抗變換器的知識。有了知識的前提下，本次實驗的內(nèi)容就相對比較輕松 了。由于是第二次實驗，所以使用軟件相對上個實驗會熟練很多，也能夠很快的進行原理圖的 繪制。實驗過程中，主要的問題還是會出現(xiàn)粗心的現(xiàn)象，由于微波仿真需要比較仔細，一個地 方出現(xiàn)問題就有可能出現(xiàn)整體仿真的錯誤。并且要養(yǎng)成隨時記錄的習慣，因為數(shù)字比較多，如 果不做好標記，很容易導致混亂。通過實驗，我對四分之一波長阻抗變換器理解得更加深入。一般來講，變阻器節(jié)數(shù)增多， 通帶越寬；以二項式方式實現(xiàn)的阻抗變換器具有最平坦特性，切比雪夫方式實現(xiàn)的阻抗變換在 二項式變阻

35、器等節(jié)數(shù)條件下通帶更寬，但這是以通帶波紋起伏為代價實現(xiàn)的。當然，不是節(jié)數(shù) 越多越好，實際的微帶線電路板面積有限、節(jié)數(shù)過多引起損耗變大、電路復雜調(diào)節(jié)困難、經(jīng)濟 效益不高等原因，四分之一波長阻抗變換器節(jié)數(shù)不能過多。實驗三功率分配器一. 實驗目的1、掌握功率分配器的工作原理和分析方法;2、掌握微帶線功率分配器的設計與仿真。二. 實驗原理功率分配器簡稱功分器，功分器是一種功率分配元件，廣泛應用于功率監(jiān)視系統(tǒng)，測量系 統(tǒng)以及射頻微波電路，它是將輸入功率分成相等或不相等的兒路功率，當然也可以將兒路功率 合成，而成為功率合成元件。在電路中常用到微帶功分器，結(jié)構示意圖如圖1所示。圖1二路微帶功分器結(jié)構圖対功分

36、器的耍求是：兩輸出端口 2和3的功率按一定比例分配，并且兩口之間互相隔離。 當2、3 口接匹配負載時，1 口無反射。功分器的技術指標為：功分比、插入衰減和隔離度。本實驗仿真二路功分器，圖3中阻抗鳥和心為從z°2和z°3向負載看去的阻抗值，r為2端口和3端口的隔離電阻，z°4和z°5是為了匹配引出線z。而添加的阻抗變換段，其長度為2/4。圖中各參數(shù)計算公式如下：（其中k為給定的功分比）r2 = kz0 , rb=zqi k , r = zl)(l + k2)/kz03 = z0j(i7p)7f, z。?二z°4 = j&zq , z05

37、= j盡z°-5北本卑卷大學ummkirv o« kmt1 amo tlllcowmu«fcahomt微波仿真實驗報告兩條微帶線之間的距離不宜過大，一般取24帶條寬度（對應特性阻抗較寬的微帶線寬 度）。這樣可使跨接在兩微帶線z間的電阻r的寄生效應盡量減少。三、實驗內(nèi)容設計仿真一個兩路微帶功分器，已知：介質(zhì)基片錯誤!未找到引用源。，h=mrn；端口 特性阻抗zo=5oq,功分比錯誤!未找到引用源。指標如下：在中心頻率2ghz處，相對帶寬為20錯誤!未找到引用源。時，（1）兩輸出端口的功分比錯誤!未找到引用源。；（2）兩輸出端口的隔離度20 （|s32| ）不小于25

38、db。四、仿真過程1、公分比為他氣=丄5兩路微帶線功分器(1) 輸岀方程與參數(shù)計算k=sqrt(1.5)z0=50r2=k*z0r2: 61.24r3=z0/kr3: 40.82z02=z0*sqrt(1+ka2)*k) z02: 87.49z03=z0*sqrt(1+ka2)*(ka3)z03: 107.2r=z0*(1+ka2)/k r: 102.1z04=sqrt(r2*z0)z04: 55.33z05=sqrt(r3*z0)z05: 45.18通過上述輸出方程，確定了需要求得參數(shù)的值。錯誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。錯

39、誤!未找到引用源。錯誤!未找到引用源。利用txline計算微帶線尺寸就算結(jié)果如下表:l (mm)w(mm)19.971.883%20.830.606厶320.2131.437z()420.131.581%19.822 222r30.4002設計要求z°2和z°3長度一致，可設置變量x加以表示，這樣可以得到tl12和tl14,長 度分別設置為a和b,則有a = 20.83-x,b = 20212-x錯誤!未找到引用源。兩路帶線間 距離一般取為23倍帶條寬度(此處即為z()3),使得寄生效應減小。a和b之和與r對應的 帶線長度以及y與z長度之和需要基本一致，保持帶線的平行，故設

40、置tl3和tl4的長度分 別為錯誤!未找到引用源。，且使得錯誤!未找到引用源。故錯誤!未找到引用源?？梢缘玫饺謪?shù)如下圖所示x 二17.65a二20.83-xa: 3.18b=20.213-x b: 2.563y 二 0.789z 二 a+b-y-3z: 1.954a+b: 5.743圖2全局參數(shù)(2) 畫出原理圖如下：x_vl、 ©-t<4 w-1.437 lb fe尺" id-r1r-1021 onmlin - 4d-tl14 . l-x"ie -d-tl9w-1 43? c*nlx fgml、 *tl7< 222 wt8： muang-93 d

41、«l”3ems id-tl4 ag-9：degmlin qtlmw*13«1 ffifnl 2 0 13 mlln 4d-t117 -woaooa n l*yec-e am r-oooi mmtnd-c.en0fr7 e mun -o-t<2- w 0.606 2 fl4l»a tnmmlinport1d仇5.w*1.883 tnmz-5q oh*n l-19 97 mrrktees-w *0.6062 -nmms-ttps tl1 2mlinp0<7 <d-tuup-2w-1 883 z-50 ohmu-ii 07 mmvl、 4d-t<16w*0k4g02 nl"ed-tl10""uts :d-tt3k41ik pot <d*tl11 - - p"3 w-1 m3 2-so obflnl-19 97mftt圖3原理圖（3）仿真輸出圖4仿真輸出結(jié)果當中心頻率2ghz,相對帶寬為20%時，發(fā)現(xiàn)符合以下指標:（1）要求兩輸出端口的公