電力拖動(dòng)自動(dòng)控制系統(tǒng)籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)

1、籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)籠型異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)（VVVF系統(tǒng)）系統(tǒng)）轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)差功率不變型調(diào)速系統(tǒng) 概概 述述 異步電機(jī)的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調(diào)速系統(tǒng)。由于在調(diào)速時(shí)轉(zhuǎn)差功率不隨轉(zhuǎn)速而變化，調(diào)速范圍寬，無論是高速還是低速時(shí)效率都較高，在采取一定的技術(shù)措施后能實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)性能，可與直流調(diào)速系統(tǒng)媲美。因此現(xiàn)在應(yīng)用面很廣，是本篇的重點(diǎn)。本章提要本章提要n變壓變頻調(diào)速的基本控制方式n異步電動(dòng)機(jī)電壓頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)的機(jī)械特性n*電力電子變壓變頻器的主要類型n變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)n基于異步電動(dòng)機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的變壓變頻調(diào)速n異步電動(dòng)機(jī)的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型和坐標(biāo)變換n基

2、于動(dòng)態(tài)模型按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制系統(tǒng)n基于動(dòng)態(tài)模型按定子磁鏈控制的直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng) 6.1 變壓變頻調(diào)速的基本控制方式變壓變頻調(diào)速的基本控制方式 在進(jìn)行電機(jī)調(diào)速時(shí)，常須考慮的一個(gè)重要因素是：希望保持電機(jī)中每極磁通量 m 為額定值不變。如果磁通太弱，沒有充分利用電機(jī)的鐵心，是一種浪費(fèi)；如果過分增大磁通，又會使鐵心飽和，從而導(dǎo)致過大的勵(lì)磁電流，嚴(yán)重時(shí)會因繞組過熱而損壞電機(jī)。n對于直流電機(jī)，勵(lì)磁系統(tǒng)是獨(dú)立的，只要對電樞反應(yīng)有恰當(dāng)?shù)难a(bǔ)償， m 保持不變是很容易做到的。n在交流異步電機(jī)中，磁通 m 由定子和轉(zhuǎn)子磁勢合成產(chǎn)生，要保持磁通恒定就需要費(fèi)一些周折了。 定子每相電動(dòng)勢mNs1g44. 4SkNf

3、E （6-1） 式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應(yīng)電動(dòng)勢的有效值，單位為V； 定子頻率，單位為Hz； 定子每相繞組串聯(lián)匝數(shù)； 基波繞組系數(shù)； 每極氣隙磁通量，單位為Wb。 f1NskNsm 由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可達(dá)到控制磁通m 的目的，對此，需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻以上兩種情況。 一、 基頻以下調(diào)速 由式（6-1）可知，要保持 m 不變，當(dāng)頻率 f1 從額定值 f1N 向下調(diào)節(jié)時(shí)，必須同時(shí)降低 Eg ，使 1gfE常值 （6-2） 即采用恒值電動(dòng)勢頻率比的控制方式采用恒值電動(dòng)勢頻率比的控制方式。 恒壓頻比的控制方式 然而，繞組中的感應(yīng)電動(dòng)勢是難以直接

4、控制的，當(dāng)電動(dòng)勢值較高時(shí)，可以忽略定子繞組的漏磁阻抗壓降，而認(rèn)為定子相電壓 Us Eg，則得（6-3） 這是恒壓頻比的控制方式恒壓頻比的控制方式。常值1fUs 但是，在低頻時(shí) Us 和 Eg 都較小，定子阻抗壓降所占的份量就比較顯著，不再能忽略。這時(shí)，需要人為地把電壓 Us 抬高一些，以便近似地補(bǔ)償定子壓降近似地補(bǔ)償定子壓降。 帶定子壓降補(bǔ)償?shù)暮銐侯l比控制特性示于下圖中的 b 線，無補(bǔ)償?shù)目刂铺匦詣t為a 線。 OUsf 1圖6-1 恒壓頻比控制特性 帶壓降補(bǔ)償?shù)暮銐侯l比控制特性UsNf 1Na 無補(bǔ)償無補(bǔ)償 b 帶定子壓降補(bǔ)償帶定子壓降補(bǔ)償 二、 基頻以上調(diào)速 在基頻以上調(diào)速時(shí)，頻率應(yīng)該從 f

5、1N 向上升高，但定子電壓Us 卻不可能超過額定電壓UsN ，最多只能保持Us = UsN ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當(dāng)于直流電機(jī)弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。 f1N 變壓變頻控制特性圖6-2 異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速的控制特性 恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速UsUsNmNm恒功率調(diào)速恒功率調(diào)速mUsf1O 如果電機(jī)在不同轉(zhuǎn)速時(shí)所帶的負(fù)載都能使電流達(dá)到額定值，即都能在允許溫升下長期運(yùn)行，則轉(zhuǎn)矩基本上隨磁通變化，按照電力拖動(dòng)原理，在基頻以下，磁通恒定時(shí)轉(zhuǎn)矩也恒定，屬于“恒轉(zhuǎn)矩調(diào)速”性質(zhì)，而在基頻以上，轉(zhuǎn)速升高時(shí)轉(zhuǎn)矩降低，基本上屬于“恒功率調(diào)速”。6.

6、2 異步電動(dòng)機(jī)電壓頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)異步電動(dòng)機(jī)電壓頻率協(xié)調(diào)控制時(shí) 的機(jī)械特性的機(jī)械特性本節(jié)提要本節(jié)提要n恒壓恒頻正弦波供電時(shí)異步電動(dòng)機(jī)的機(jī)械恒壓恒頻正弦波供電時(shí)異步電動(dòng)機(jī)的機(jī)械特性特性n基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)的機(jī)械特性頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)的機(jī)械特性n基頻以上恒壓變頻時(shí)的機(jī)械特性基頻以上恒壓變頻時(shí)的機(jī)械特性n恒流正弦波供電時(shí)的機(jī)械特性恒流正弦波供電時(shí)的機(jī)械特性一、一、 恒壓恒頻正弦波供電時(shí)異步電動(dòng)機(jī)的恒壓恒頻正弦波供電時(shí)異步電動(dòng)機(jī)的 機(jī)械特性機(jī)械特性 第5章式（5-3）已給出異步電機(jī)在恒壓恒頻正弦波供電時(shí)的機(jī)械特性方程式 Te= f (s)。 當(dāng)定子電壓 Us 和電源角頻率 1 恒定時(shí)，

7、可以改寫成如下形式： 2rs2122rsr121spe)()(3llLLsRsRRsUnT（6-4） 特性分析當(dāng)s很小時(shí)，可忽略上式分母中含s各項(xiàng)，則（6-5） 也就是說，當(dāng)s很小時(shí)，轉(zhuǎn)矩近似與s成正比，機(jī)械特性 Te = f（s）是一段直線，見圖6-3。sRsUnTr121spe3 特性分析（續(xù)） 當(dāng) s 接近于1時(shí)，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，則 sLLRsRUnTll1)(32rs212sr121spe（6-6）即s接近于1時(shí)轉(zhuǎn)矩近似與s成反比，這時(shí)， Te = f（s）是對稱于原點(diǎn)的一段雙曲線。 機(jī)械特性 當(dāng) s 為以上兩段的中間數(shù)值時(shí)，機(jī)械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所

8、示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖6-3 恒壓恒頻時(shí)異步電機(jī)的機(jī)械特性二、二、 基頻以下電壓基頻以下電壓-頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)的頻率協(xié)調(diào)控制時(shí)的 機(jī)械特性機(jī)械特性 由式（6-4）機(jī)械特性方程式可以看出，對于同一組轉(zhuǎn)矩 Te 和轉(zhuǎn)速 n（或轉(zhuǎn)差率s）的要求，電壓 Us 和頻率 1 可以有多種配合。 在 Us 和 1 的不同配合下機(jī)械特性也是不一樣的，因此可以有不同方式的電壓頻率協(xié)調(diào)控制。 1. 恒壓頻比控制（ Us /1 ） 在第6-1節(jié)中已經(jīng)指出，為了近似地保持氣隙磁通不變，以便充分利用電機(jī)鐵心，發(fā)揮電機(jī)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力，在基頻以下須采用恒壓頻比控制。這時(shí)，同步轉(zhuǎn)速自然要隨頻率變化。

9、 p10260nn（6-7） 在式（6-5）所表示的機(jī)械特性近似直線段上，可以導(dǎo)出 21sper13UnTRs（6-9） 帶負(fù)載時(shí)的轉(zhuǎn)速降落為 1p0260snsnn（6-8） 由此可見，當(dāng) Us /1 為恒值時(shí)，對于同一轉(zhuǎn)矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時(shí)，機(jī)械特性基本上是平行下移，如圖6-4所示。它們和直流他勵(lì)電機(jī)變壓調(diào)速時(shí)的情況基本相似。 所不同的是，當(dāng)轉(zhuǎn)矩增大到最大值以后，轉(zhuǎn)速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時(shí)最大轉(zhuǎn)矩值越小，可參看第5章式（5-5），對式（5-5）稍加整理后可得 2rs21s1s21spmaxe)

10、(123llLLRRUnT（6-10） 可見最大轉(zhuǎn)矩 Temax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時(shí)，Temax太小將限制電機(jī)的帶載能力，采用定子壓降補(bǔ)償，適當(dāng)?shù)靥岣唠妷篣s，可以增強(qiáng)帶載能力，見圖6-4。 機(jī)械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖6-4 恒壓頻比控制時(shí)變頻調(diào)速的機(jī)械特性補(bǔ) 償 定 子 壓降后的特性2. 恒 Eg / 1 控制 下圖再次繪出異步電機(jī)的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應(yīng)電動(dòng)勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應(yīng)電動(dòng)勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應(yīng)電 動(dòng)勢； Er 轉(zhuǎn)子全磁通在轉(zhuǎn)子繞組中的感應(yīng)電

11、動(dòng)勢 （折合到定子邊）。 圖6-5 異步電動(dòng)機(jī)穩(wěn)態(tài)等效電路和感應(yīng)電動(dòng)勢 Us1RsLlsLlrLmRr /sIsI0Ir 異步電動(dòng)機(jī)等效電路EgEsEr 特性分析 如果在電壓頻率協(xié)調(diào)控制中，恰當(dāng)?shù)靥岣唠妷?Us 的數(shù)值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（6-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。 特性分析（續(xù)）由等效電路可以看出 2r212rgrlLsREI（6-11）代入電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式，得2 r2122 rr121gpr2r212r2g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（6-12） 特性分析（續(xù)） 利用與前相似的分析方法，當(dāng)s很小

12、時(shí)，可忽略式（6-12）分母中含 s 項(xiàng)，則 sRsEnTr121gpe3（6-13） 這表明機(jī)械特性的這一段近似為一條直線。特性分析（續(xù)） 當(dāng) s 接近于1時(shí)，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 項(xiàng)，則 sLsREnTl132 r1r21gpe（6-14） s 值為上述兩段的中間值時(shí)，機(jī)械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。 性能比較 但是，對比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項(xiàng)的參數(shù)要小于恒 Us /1 特性中的同類項(xiàng)，也就是說， s 值要更大一些才能使該項(xiàng)占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的線性段范圍

13、更寬。性能比較（續(xù)） 將式（6-12）對 s 求導(dǎo)，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉(zhuǎn)矩時(shí)的轉(zhuǎn)差率 r1rmlLRs（6-15） 和最大轉(zhuǎn)矩r21gpmaxe123lLEnT（6-16） 性能比較（續(xù)） 值得注意的是，在式（6-16）中，當(dāng)Eg /1 為恒值時(shí)，Temax 恒定不變，如下圖所示，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 Us /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補(bǔ)償定子壓降所追求的目標(biāo)。 機(jī)械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1Temax恒 Eg /1 控制時(shí)變頻調(diào)速的機(jī)械特性3. 恒 Er / 1 控制 如果把電壓頻率協(xié)調(diào)

14、控制中的電壓再進(jìn)一步提高，把轉(zhuǎn)子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機(jī)械特性會怎樣呢？由此可寫出 sREI/rrr（6-17） 代入電磁轉(zhuǎn)矩基本關(guān)系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（6-18） 現(xiàn)在，不必再作任何近似就可知道，這時(shí)的機(jī)械特性完全是一條直線，見圖6-6。0s10Te 幾種電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式的特性比較圖6-6 不同電壓頻率協(xié)調(diào)控制方式時(shí)的機(jī)械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒 Us /1 控制ab c 顯然，恒 Er /1 控制的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性。這正是高性能交流變頻調(diào)速所要求的性能。

15、現(xiàn)在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？ 按照式（6-1）電動(dòng)勢和磁通的關(guān)系，可以看出，當(dāng)頻率恒定時(shí)，電動(dòng)勢與磁通成正比。在式（6-1）中，氣隙磁通的感應(yīng)電動(dòng)勢 Eg 對應(yīng)于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉(zhuǎn)子全磁通的感應(yīng)電動(dòng)勢 Er 就應(yīng)該對應(yīng)于轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm ：rmNs1r44. 4skNfE （6-19） 由此可見，只要能夠按照轉(zhuǎn)子全磁通幅值 rm = Constant 進(jìn) 行控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正是矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，下面在第6-7節(jié)中將詳細(xì)討論。 4幾種協(xié)調(diào)控制方式的比較 綜上所述，在正弦波供電時(shí)，按不同規(guī)律實(shí)現(xiàn)電壓頻率協(xié)調(diào)控

16、制可得不同類型的機(jī)械特性。 （1）恒壓頻比（ Us /1 = Constant ）控制最容易實(shí)現(xiàn)，它的變頻機(jī)械特性基本上是平行下移，硬度也較好，能夠滿足一般的調(diào)速要求，但低速帶載能力有些差強(qiáng)人意，須對定子壓降實(shí)行補(bǔ)償。 （2）恒Eg /1 控制是通常對恒壓頻比控制實(shí)行電壓補(bǔ)償?shù)臉?biāo)準(zhǔn)，可以在穩(wěn)態(tài)時(shí)達(dá)到rm = Constant，從而改善了低速性能。但機(jī)械特性還是非線性的，產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的能力仍受到限制。 （3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他勵(lì)電機(jī)一樣的線性機(jī)械特性，按照轉(zhuǎn)子全磁通 rm 恒定進(jìn)行控制，即得 Er /1 = Constant 而且，在動(dòng)態(tài)中也盡可能保持 rm 恒定是矢量控制系統(tǒng)的目

17、標(biāo)，當(dāng)然實(shí)現(xiàn)起來是比較復(fù)雜的。三、三、 基頻以上恒壓變頻時(shí)的機(jī)械特性基頻以上恒壓變頻時(shí)的機(jī)械特性 性能分析性能分析 在基頻以上變頻調(diào)速時(shí)，由于定子電壓 Us= UsN 不變，式（6-4）的機(jī)械特性方程式可寫成 2rs2122rs1r2sNpe)()(3llLLsRsRsRUnT（6-20） 性能分析（續(xù)） 而式（6-10）的最大轉(zhuǎn)矩表達(dá)式可改寫成（6-21） 同步轉(zhuǎn)速的表達(dá)式仍和式（6-7）一樣。2rs212ss12sNpmaxe)(123llLLRRUnT 機(jī)械特性曲線恒功率調(diào)速恒功率調(diào)速eTOnN0nc0nb0na0nN1a1b1c1c1b1a1N1 由此可見，當(dāng)角頻率提高時(shí)，同步轉(zhuǎn)速隨之

18、提高，最大轉(zhuǎn)矩減小，機(jī)械特性上移，而形狀基本不變，如圖所示。圖6-7 基頻以上恒壓變頻調(diào)速的機(jī)械特性 由于頻率提高而電壓不變，氣隙磁通勢必減弱，導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩的減小，但轉(zhuǎn)速升高了，可以認(rèn)為輸出功率基本不變。所以基頻以上變頻調(diào)速屬于弱磁恒功率調(diào)速。 最后，應(yīng)該指出，以上所分析的機(jī)械特性都是在正弦波電壓供電下的情況。如果電壓源含有諧波，將使機(jī)械特性受到扭曲，并增加電機(jī)中的損耗。因此在設(shè)計(jì)變頻裝置時(shí)，應(yīng)盡量減少輸出電壓中的諧波。 四、四、 恒流正弦波供電時(shí)的機(jī)械特性恒流正弦波供電時(shí)的機(jī)械特性 在變頻調(diào)速時(shí)，保持異步電機(jī)定子電流的幅值恒定，叫作恒流控制，電流幅值恒定是通過帶PI調(diào)節(jié)器的電流閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)的，這

19、種系統(tǒng)不僅安全可靠而且具有良好的動(dòng)靜態(tài)性能。 恒流供電時(shí)的機(jī)械特性與上面分析的恒壓機(jī)械特性不同，現(xiàn)進(jìn)行分析。 轉(zhuǎn)子電流計(jì)算n設(shè)電流波形為正弦波，即忽略電流諧波，由異步電動(dòng)機(jī)等效電路圖所示的等效電路在恒流供電情況下可得)()(rm1rm1sr1rr1rm1r1rm1srllllLLjsRLjILjsRLjsRLjLjsRLjII轉(zhuǎn)子電流計(jì)算（續(xù)）n電流幅值為（6-22） 2rm212rsm1r)(lLLsRILI 電磁轉(zhuǎn)矩公式n將式（6-22）代入電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式得（6-23）2rm212rr2s2m211pr2 r1pe)()(33lLLsRsRILnsRInT2rm2122 rr2s2m1p)

20、(3lLLsRsRILn 最大轉(zhuǎn)矩及其轉(zhuǎn)差率 取dTe /dt = 0，可求出恒流機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)矩值（6-24） 產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩時(shí)的轉(zhuǎn)差率為（6-25）)(23rm2s2mp.constmaxeslILLILnT)(rm1r.constmslILLRs 機(jī)械特性曲線 按上式繪出不同電流、不同頻率下的恒流機(jī)械特性示于圖6-8。圖6-8 恒流供電時(shí)異步電動(dòng)機(jī)的機(jī)械特性TeOna1sb,Ib1a1sbsa IIa1sa,Ib1sb,Ib1sa,I 性能比較 第5章式（5-4）和（5-5）給出了恒壓機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)差率和最大轉(zhuǎn)矩，現(xiàn)再錄如下：（5-4）（5-5）2rs212ss2sp.constmax

21、e)(231sllULLRRUnT2rs212sr.constm)(sllULLRRs性能比較（續(xù)） 比較恒流機(jī)械特性與恒壓機(jī)械特性，由上述表達(dá)式和特性曲線可得以下的結(jié)論： （1）恒流機(jī)械特性與恒壓機(jī)械特性的形狀相似，都有理想空載轉(zhuǎn)速點(diǎn)（s=0，Te= 0）和最大轉(zhuǎn)矩點(diǎn)（ sm ，Temax ）。性能比較（續(xù)）（3）恒流機(jī)械特性的最大轉(zhuǎn)矩值與頻率無關(guān)，恒流變頻時(shí)最大轉(zhuǎn)矩不變，但改變定子電流時(shí)，最大轉(zhuǎn)矩與電流的平方成正比。 （2）兩類特性的特征有所不同，比較式（6-25）和式（5-4）可知，由于 Lls Lm，所以，sm| sm| 因此恒流機(jī)械特性的線性段比較平，而最大轉(zhuǎn)矩處形狀很尖。 Is =

22、 const.Us = const.性能比較（續(xù)）Is = const.Us = const. （4）由于恒流控制限制了電流 Is，而恒壓供電時(shí)隨著轉(zhuǎn)速的降低Is會不斷增大，所以在額定電流時(shí) Temax| 的要比額定電壓時(shí)的Temax| 小得多，用同一臺電機(jī)的參數(shù)代入式（6-24）和式（5-5）可以證明這個(gè)結(jié)論。但這并不影響恒流控制的系統(tǒng)承擔(dān)短時(shí)過載的能力，因?yàn)檫^載時(shí)可以短時(shí)加大定子電流，以產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩，參看圖6-8。五、變壓變頻器簡介（一）交直交和交交變頻器1、交直交變頻器：二極管組成整流電路，全控型功率器件組成脈寬調(diào)制逆變器。特點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡單調(diào)速范圍和穩(wěn)態(tài)性能好提高動(dòng)態(tài)性能電源側(cè)功率因數(shù)高2

23、、交交變頻（二）電壓源和電流源型逆變器1、區(qū)別：中間環(huán)節(jié)2、性能區(qū)別： 無功能量緩沖能量回饋 動(dòng)態(tài)響應(yīng)應(yīng)用場合六、異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（1）異步電機(jī)等效電路的通用形式假設(shè)1、忽略空間和時(shí)間的諧波2、忽略磁飽和3、忽略鐵損電機(jī)學(xué)中把轉(zhuǎn)子側(cè)的量折算到定子側(cè)，折算的原則：保持電機(jī)氣隙磁通不變，但是這種方法不是唯一的，例如按定子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算，按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算。其中按轉(zhuǎn)子總磁鏈恒定的原則進(jìn)行折算，有重要意義。異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）因?yàn)橹挥性诎崔D(zhuǎn)子總磁鏈恒定的情況下異步電動(dòng)機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩才與轉(zhuǎn)差成正比。這是轉(zhuǎn)差控制和轉(zhuǎn)差矢量控制的理論基礎(chǔ)。 為折算系數(shù)轉(zhuǎn)子折算到定子側(cè)

24、的電壓和電流為正弦波穩(wěn)定供電時(shí)異步機(jī)已電感表示的通用穩(wěn)態(tài)等效電路如下，/2222IIuu效自感定子、轉(zhuǎn)子每相繞組等互感21,LLLm吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育下圖為通用穩(wěn)態(tài)電路 時(shí)異步電機(jī)穩(wěn)態(tài)等值電路 勵(lì)磁回路代表電機(jī)的氣隙磁鏈其電路是電機(jī)學(xué)中的等值電路U1I1R1R2/SmLL1mLL22I2ImEmmL21/NN1/21NN異步電機(jī)的幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)） 時(shí)的突出轉(zhuǎn)子磁鏈的”T-1”型等值電路勵(lì)磁回路代表轉(zhuǎn)子總磁鏈，用于分析轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)睾愕那闆r，電路和向量圖如下2/LLmU1I1R1mLL1I2/mLImR2/S2ER2/S“T-1型”等值電路“T-1”型等值電路的相量圖如下02EmITI22E1U

25、11RI1IjXs1I異步電機(jī)幾種穩(wěn)態(tài)等效電路（續(xù)）轉(zhuǎn)矩電流定義為 ，定子電流可以分解為勵(lì)磁電流分量 和轉(zhuǎn)矩電流 分量，相量圖以 為中心，不出現(xiàn)氣隙磁通 進(jìn)而又轉(zhuǎn)矩表達(dá)式T-1型電路適用于矢量控制分別對 ，進(jìn)行控制使轉(zhuǎn)矩在靜態(tài)和動(dòng)態(tài)都得到控制。/2IITmITI2MmITITmILLTe223小小 結(jié)結(jié)n電壓Us與頻率1是變頻器異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的兩個(gè)獨(dú)立的控制變量，在變頻調(diào)速時(shí)需要對這兩個(gè)控制變量進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。n在基頻以下，有三種協(xié)調(diào)控制方式。采用不同的協(xié)調(diào)控制方式，得到的系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。n在基頻以上，采用保持電壓不變的恒功率弱磁調(diào)速方法。6.3 變壓變頻調(diào)

26、速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中的脈寬調(diào)制 (PWM)技術(shù)技術(shù)本節(jié)提要本節(jié)提要n問題的提出問題的提出n正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)n消除指定次數(shù)諧波的消除指定次數(shù)諧波的PWM(SHEPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)n電流滯環(huán)跟蹤電流滯環(huán)跟蹤PWM(CHBPWM)控制技術(shù)控制技術(shù)n電壓空間矢量電壓空間矢量PWM(SVPWM)控制技術(shù)（或稱控制技術(shù)（或稱磁鏈跟蹤控制技術(shù)）磁鏈跟蹤控制技術(shù)）一、 問題的提出及PWM技術(shù) 早期的交-直-交變壓變頻器所輸出的交流波形都是六拍階梯波（對于電壓型逆變器）或矩形波（對于電流型逆變器），這是因?yàn)楫?dāng)時(shí)逆變器只能采用半控式的晶閘管，其關(guān)斷的不可控性和

27、較低的開關(guān)頻率導(dǎo)致逆變器的輸出波形不可能近似按正弦波變化，從而會有較大的低次諧波，使電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩存在脈動(dòng)分量，影響其穩(wěn)態(tài)工作性能，在低速運(yùn)行時(shí)更為明顯。 六拍逆變器主電路結(jié)構(gòu)NN+-UVW圖5-9V1V2V3V4V5V6VD1VD2VD3VD4VD5VD6Ud2Ud2VT1VT6主電路開關(guān)器件 VD1VD6續(xù)流二極管VT3VT5VT4VT6VT2VT1 六拍逆變器的諧波 為了改善交流電動(dòng)機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能，在出現(xiàn)了全控式電力電子開關(guān)器件之后，科技工作者在20世紀(jì)80年代開發(fā)了應(yīng)用PWM技術(shù)的逆變器。 由于它的優(yōu)良技術(shù)性能，當(dāng)今國內(nèi)外各廠商生產(chǎn)的變壓變頻器都已采用這種技術(shù)，只有在全控器件尚

28、未能及的特大容量時(shí)才屬例外。吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育PWM技術(shù)就是利用半導(dǎo)體器件的開通和關(guān)斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖序列，以實(shí)現(xiàn)變頻、變壓并有效控制和消除諧波的一門技術(shù)。我們把PWM技術(shù)分為三類1、正弦PWM技術(shù)（電壓、電流、磁通為正弦目的各種PWM方案）2、優(yōu)化PWM技術(shù)3、隨機(jī)PWM技術(shù)吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育優(yōu)化PWM技術(shù)一般用于實(shí)現(xiàn)特定的優(yōu)化目標(biāo)例如提高電壓利用率、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)最小、效率最優(yōu)等，但存在算法復(fù)雜、難于實(shí)時(shí)控制等問題。普通的PWM逆變器的電壓和電流中含有諧波使電機(jī)繞組產(chǎn)出噪聲可以采用隨機(jī)PWM方法改變諧波的頻譜分布，使逆變器的輸出電壓、電流的諧波均勻分布在較寬的頻帶范圍內(nèi)。吉林大學(xué)遠(yuǎn)程

29、教育PWM控制性能指標(biāo)：PWM控制引起的問題主要是電流畸變開關(guān)損耗、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。這些影響用性能指標(biāo)來描述。為不同的PWM設(shè)計(jì)和選擇提供依據(jù)1、電流諧波電流諧波的有效值為ThdttitiTI21)()(1)(1ti為電流的基本分量吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育電流諧波畸變率THD 2212211)(11nnnnhnUUIIIITHD展開的諧波分量階數(shù)為傅里葉級數(shù)的有效值，分別為基波電壓和電流和nIU11電壓分量的有效值。為傅里葉級數(shù)展開式的nU2、諧波頻譜各頻率分量在非正弦電流中占份額用諧波電流譜表達(dá)，3、最大調(diào)制度m：調(diào)制信號的峰值U1m和三角 吉林大學(xué)遠(yuǎn)程教育載波信號峰值 之比，理想情況下m在0和1之間，實(shí)

30、際上小于1，N較大時(shí)m=0.80.9，它體現(xiàn)了直流母線電壓的利用率。4、諧波轉(zhuǎn)矩,脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩的標(biāo)幺值用下式表示 式中 為最大氣隙 tmmUUm1tmUNavTTTT/)(maxmaxT轉(zhuǎn)矩， 為電機(jī)額定轉(zhuǎn)矩。（諧波轉(zhuǎn)矩由諧波電流產(chǎn)生，但是它們沒有精確關(guān)系）5、開關(guān)頻率和開關(guān)損耗，開關(guān)頻率增加可以使逆變器的交流側(cè)的電流畸變減少提高系統(tǒng)的性能，但是開關(guān)頻率不能隨便增加開關(guān)損耗和開關(guān)頻率成正比同時(shí)大功率器件開關(guān)頻率比較低，同時(shí)對于頻率大于9 NTKHz的功率變換器的電磁兼容性有嚴(yán)格的規(guī)定。二、二、 正弦波脈寬調(diào)制正弦波脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)技術(shù)1. PWM調(diào)制原理調(diào)制原理 以正弦波作為逆變器輸出的期

31、望波形，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波（Carrier wave），并用頻率和期望波相同的正弦波作為調(diào)制波（Modulation wave），當(dāng)調(diào)制波與載波相交時(shí)，由它們的交點(diǎn)確定逆變器開關(guān)器件的通斷時(shí)刻，從而獲得在正弦調(diào)制波的半個(gè)周期內(nèi)呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。圖6-18 PWM調(diào)制原理12iN12i2su 按照波形面積相等的原則，每一個(gè)矩形波的面積與相應(yīng)位置的正弦波面積相等，因而這個(gè)序列的矩形波與期望的正弦波等效。這種調(diào)制方法稱作正弦波脈寬調(diào)制（Sinusoidal pulse width modulation，簡稱SPWM），這種序列的矩形波稱作SPWM波。 2

32、. SPWM控制方式n如果在正弦調(diào)制波的半個(gè)周期內(nèi)，三角載波只在正或負(fù)的一種極性范圍內(nèi)變化，所得到的SPWM波也只處于一個(gè)極性的范圍內(nèi)，叫做單極性控制方式。n如果在正弦調(diào)制波半個(gè)周期內(nèi)，三角載波在正負(fù)極性之間連續(xù)變化，則SPWM波也是在正負(fù)之間變化，叫做雙極性控制方式。 單相橋式PWM逆變電路 信號波載波圖6-4調(diào)制電路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoRLuruc單相橋式PWM逆變電路 VT1VT2VT3VT4圖6-5urucuOtOtuouofuoUd- Ud（1）單極性PWM控制方式（2）雙極性PWM控制方式圖6-6urucuOtOtuouofuoUd-Ud（3）逆變器輸

33、出電壓與脈寬的關(guān)系單極性為例，逆變電壓對電機(jī)而言有用的是基波電壓圖6-18為例半個(gè)周期內(nèi)有N個(gè)脈沖，各脈沖寬度不同但中心間距一樣，等于三角載波的周期第i個(gè)脈沖的寬度為 中心點(diǎn)相位角為 ，從原點(diǎn)有半個(gè)三角波。ii 輸出電壓的波形正、負(fù)半波，左、右對稱，是奇函數(shù)，展成級數(shù)為Nii212 )(sin)(25 , 3 , 1,sin)(11011ttdktuUktkUtukmkkmu(t)代表N個(gè)矩形脈沖的函數(shù)，先求出每個(gè)脈沖的初始和終止相位角，設(shè)逆變器輸出正弦波電壓幅值為 ，由面積一致的關(guān)系有：mU下列方程第i個(gè)脈沖起始相位角和終止角為帶入 中imsiimsiUNUUNUsin2,sin2iiiii

34、iNiNi2121221,2121221kmU)2sin(212sin(2)(sin22115 .05 .011iNisNiiiiiskmkNikkUttdkUU 所以K=1帶入 得到輸出電壓基波的幅值N 比較大所以有NiikstkkNikkUtU111sin)2sin()212sin(2)(NiismiiNiUU112)212sin(2,22sin可見輸出電壓基波幅值與各項(xiàng)脈寬成正比，說明調(diào)節(jié)參考信號的幅值從而改變各個(gè)脈沖的寬度，實(shí)現(xiàn)了逆變器對電壓基波的平滑調(diào)節(jié).kmu把 帶入上式有下式成立ii,) 12cos(11 11NiNUUNimm除N=1外三角級數(shù)關(guān)系成立NiNi10)12cos(

35、則有 說明輸出電壓的基波正是調(diào)制所要求的正弦波。同時(shí)說明這種逆變器有效抑制k=2N-1次以下諧波但存在高次諧波。mmUU13. PWM控制電路n模擬電子電路 采用正弦波發(fā)生器、三角波發(fā)生器和比較器來實(shí)現(xiàn)上述的SPWM控制；n數(shù)字控制電路n硬件電路；n軟件實(shí)現(xiàn)。 模擬電子電路 數(shù)字控制電路SPWM生成方法n自然采樣法只是把同樣的方法數(shù)字化， 自然采樣法的運(yùn)算比較復(fù)雜；n規(guī)則采樣法在工程上更實(shí)用的簡化方法，由于簡化方法的不同，衍生出多種規(guī)則采樣法。當(dāng)載波比為N時(shí)逆變器輸出一個(gè)周期內(nèi)調(diào)制波與載波有2N個(gè)交點(diǎn)，三角載波一個(gè)周期間與正弦波相交兩次，相應(yīng)的功率器件導(dǎo)通和關(guān)斷一次，要準(zhǔn)確生成SPWM波形的計(jì)

36、算器件的開關(guān)時(shí)間，器件導(dǎo)通的時(shí)間就是脈沖寬度，關(guān)段時(shí)間就是間隙時(shí)間，時(shí)間的計(jì)算可有軟件實(shí)現(xiàn)，時(shí)間的控制有定時(shí)器完成，按正弦波與三角波的交點(diǎn)進(jìn)行脈沖寬度和間隙時(shí)間的采樣生成SPWM波形稱為自然采用法。（2）規(guī)則采樣法 圖6-12ucuOturTcADBOtuotAtDtB22規(guī)則采樣法原理三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波一周期的中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）重合規(guī)則采樣法使兩者重合，每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對稱，使計(jì)算大為簡化在三角波的負(fù)峰時(shí)刻tD對正弦信號波采樣得D點(diǎn)，過 D作水平直線和三角波分別交于A、B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻 tA和B點(diǎn)時(shí)刻 tB控制開關(guān)器件的通

37、斷脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近規(guī)則采樣法原理正弦調(diào)制信號波 式中，M 稱為調(diào)制度調(diào)制度，0 a 1；r為信號波角頻率。從圖中可得 2/22/sin1cDrTtMtMurrsin因此可得 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度)sin1 (421DrcctMTT)sin1 (2DrctMT 根據(jù)上述采樣原理和計(jì)算公式，可以用計(jì)算機(jī)實(shí)時(shí)控制產(chǎn)生SPWM波形，具體實(shí)現(xiàn)方法有：n查表法可以先離線計(jì)算出相應(yīng)的脈寬d 等數(shù)據(jù)存放在內(nèi)存中，然后在調(diào)速系統(tǒng)實(shí)時(shí)控制過程中通過查表和加、減運(yùn)算求出各相脈寬時(shí)間和間隙時(shí)間。n實(shí)時(shí)計(jì)算法事先在內(nèi)存中存放正弦函數(shù)和Tc /2值，控制時(shí)先查出正弦值，與調(diào)速系

38、統(tǒng)所需的調(diào)制度M作乘法運(yùn)算，再根據(jù)給定的載波頻率查出相應(yīng)的Tc /2值，由計(jì)算公式計(jì)算脈寬時(shí)間和間隙時(shí)間。 由于PWM變壓變頻器的應(yīng)用非常廣泛，已制成多種專用集成電路芯片作為SPWM信號的發(fā)生器，后來更進(jìn)一步把它做在微機(jī)芯片里面，生產(chǎn)出多種帶PWM信號輸出口的電機(jī)控制用的8位、16位微機(jī)芯片和DSP。 規(guī)則采樣法容易實(shí)現(xiàn)控制線性度好但是電壓利用率低（輸出電壓的有效值只有進(jìn)線電壓的0.864倍）現(xiàn)在常用的是三次諧波注入法是在正弦調(diào)制波上疊加3的整數(shù)倍的諧波作為調(diào)制波。之所以添加3的整數(shù)倍的諧波，利用一個(gè)事實(shí)變頻器輸出的三相線電壓相位差是120度，即使輸出線電壓中3的整數(shù)倍數(shù)次的諧波相互抵消了。以

39、3次諧波為例調(diào)制比和輸出電壓仍為線性，m=1.2時(shí)電壓利用率提高了20%，m大于1.2時(shí)控制規(guī)律不是線性。4. PWM調(diào)制方法n載波比載波比載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr 之比N，既 N = fc / fr 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制。（1）異步調(diào)制 異步調(diào)制異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。通常保持 fc 固定不變，當(dāng) fr 變化時(shí)，載波比 N 是變化的；在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱；當(dāng) fr 較低時(shí)，N 較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈

40、沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小；當(dāng) fr 增高時(shí)，N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM 脈沖不對稱的影響就變大。（2）同步調(diào)制 同步調(diào)制同步調(diào)制N 等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號波保持同步?；就秸{(diào)制方式，fr 變化時(shí)N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定；三相電路中公用一個(gè)三角波載波，且取 N 為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱；為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)；fr 很低時(shí)，fc 也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除；fr 很高時(shí)，fc 會過高，使開關(guān)器件難以承受。同步調(diào)制三相PWM波形 ucurUurVurWuuUNuVNOtttt000uWN2Ud2Ud（3）分段同步調(diào)制把 fr

41、范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同；在 fr 高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高；在 fr 低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低； 分段同步調(diào)制方式00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321圖6-11fr /Hzfc /kHz（4）混合調(diào)制 可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。5. PWM逆變器主電路及輸出波形圖6-19 三相橋式PWM逆變器主電路原理圖調(diào)制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5V

42、UWNNC+C+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4VT3VT6VT5VT2圖6-20 三相橋式PWM逆變器的雙極性SPWM波形 uuUNOtOOOOUd2-Ud2uVNuWNuUVuUNttttOturUurVurWucUd23Ud2 圖6-20為三相PWM波形，其中nurU 、urV 、urW為U，V，W三相的正弦調(diào)制波， uc為雙極性三角載波；nuUN 、uVN 、uWN 為U，V，W三相輸出與電源中性點(diǎn)N之間的相電壓矩形波形；n uUV為輸出線電壓矩形波形，其脈沖幅值為+Ud和- Ud ；nuUN為三相輸出與電機(jī)中點(diǎn)N之間的相電壓。三、三、 電流電流正弦正弦PWM控制技術(shù)控制技術(shù)

43、 應(yīng)用PWM控制技術(shù)的變壓變頻器一般都是電壓源型的，它可以按需要方便地控制其輸出電壓，為此前面兩小節(jié)所述的PWM控制技術(shù)都是以輸出電壓近似正弦波為目標(biāo)的。 但是，在電流電機(jī)中，實(shí)際需要保證的應(yīng)該是正弦波電流，因?yàn)樵诮涣麟姍C(jī)繞組中只有通入三相平衡的正弦電流才能使合成的電磁轉(zhuǎn)矩為恒定值，不含脈動(dòng)分量。因此，若能對電流實(shí)行閉環(huán)控制，以保證其正弦波形，顯然將比電壓開環(huán)控制能夠獲得更好的性能。 常用的一種電流閉環(huán)控制方法是電流滯環(huán)跟蹤 PWM（Current Hysteresis Band PWM CHBPWM）控制，具有電流滯環(huán)跟蹤 PWM 控制的 PWM 變壓變頻器的A相控制原理圖示于圖6-22。1

44、. 滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制原理 圖6-22 電流滯環(huán)跟蹤控制的A相原理圖負(fù)載L+-iiaia*V1V42Ud2UdVD4VD1HBCVT1VT4 圖中，電流控制器是帶滯環(huán)的比較器，環(huán)寬為2h。 將給定電流 i*a 與輸出電流 ia 進(jìn)行比較，電流偏差 ia 超過時(shí) h，經(jīng)滯環(huán)控制器HBC控制逆變器 A相上（或下）橋臂的功率器件動(dòng)作。B、C 二相的原理圖均與此相同。 采用電流滯環(huán)跟蹤控制時(shí)，變壓變頻器的電流波形與PWM電壓波形示于圖6-23。n如果， ia 0iA01、假設(shè)逆變電路采用SPWM控制。2、電動(dòng)機(jī)的電流為正弦波形，有功率因數(shù)角 3、不考慮開關(guān)器件的反向存儲時(shí)間。A向輸出理想SPWM

45、相電壓波形為 如圖A考慮死區(qū)的關(guān)系實(shí)際的A橋的驅(qū)動(dòng)信號如圖B和C所示，圖D為實(shí)際的輸出相電壓波形 *ANuANu它與理想波形不同有死區(qū)畸變，死區(qū)中上下兩個(gè)橋臂沒有驅(qū)動(dòng)信號，橋臂的工作狀態(tài)取決于該相電流的 方向和續(xù)流二極管VD1和VD4的作用。VT1導(dǎo)通后A點(diǎn)的電位為 VT1關(guān)斷后由于死區(qū)的存在VT4不會立刻導(dǎo)通由于電機(jī)是感性負(fù)載電機(jī)繞組中的電流不會立刻反向，而是Ai2dU*ANu2t1dtdtt1t1t1t1t12dU2dUANueruefu1TAiACEDFB通過VD1或VD4續(xù)流上圖F畫出A相的電流iA的波形落后相電壓 基波的相位角 按照調(diào)制頻率 正弦變化，其半周的時(shí)間遠(yuǎn)大于SPWM波的單

46、個(gè)脈沖的寬度，當(dāng)iA0時(shí) VT1關(guān)斷后通過VD4續(xù)流A點(diǎn)的電位 當(dāng)iA0時(shí) 通過VD1續(xù)流A點(diǎn)的電位 當(dāng)VT4關(guān)斷VT1 導(dǎo)ANu12dU2dU通間死區(qū)td內(nèi)續(xù)流的情況也是如此，當(dāng)iA大于零時(shí)變頻器實(shí)際輸出電壓的波形的負(fù)脈沖加寬正脈沖變窄，當(dāng)iA小于零時(shí)則反之?？梢娪捎谒绤^(qū)的存在使變壓變頻器實(shí)際輸出電壓發(fā)生的畸變，不同于理想情況。波形 與之差為一系列脈沖電壓稱為偏差脈沖 圖E所示寬度為td幅值為 極性與iA相反，一個(gè)周期內(nèi)其脈沖的個(gè)數(shù)與SPWM波的開關(guān)頻率有關(guān)ANu*ANuerudU2、死區(qū)對變壓變頻器輸出電壓的影響把圖E的偏差電壓脈沖序列等效為一個(gè)矩形的偏差電壓 取平均電壓如圖虛線。T1變頻

47、器的輸出電壓的基波的周期，N為SPWM波的載波比，N=ft/f rft為三角載波頻率f r為參考調(diào)制波頻率，efU11,22TNUtUNUtTUddefddeftd為死區(qū)時(shí)間，由級數(shù)分解的偏差電壓基波分量幅值為上式表明一定的直流側(cè)電壓和變壓變頻器輸出頻率下，偏差電壓基波值與死去時(shí)間和載波比乘積成正比，還與開關(guān)器件的類型有關(guān)死區(qū)對變壓變頻器的輸出電壓有如下影響11 .2222TNUtUUddefef1、死區(qū)形成的偏差電壓使SPWM變壓變頻器實(shí)際輸出基波電壓的幅值比理想輸出的基波電壓幅值減小，從圖中看到 時(shí)反向是實(shí)際輸出電壓比理想的情況小。由于電機(jī)是感性負(fù)載存在功率因數(shù)角，實(shí)際輸出電壓被抵消的小一

48、些，功率因數(shù)角越大死區(qū)的影響越小，0*,ANefUU隨著變壓變頻器的頻率的減小，死區(qū)的影響越大。用基波電壓偏差系數(shù) 說明方式 c為比例系數(shù)，f1為輸出電壓的基波頻率，*1 ./ANefUU交流變頻傳動(dòng)中一般采用恒壓頻比控制1*1 .cfUANNUtccfTNUtdddd222211式中表明f1降低N會增大，所以 增大說明死區(qū)引起電壓偏差的相對作用更大了6.4 基于異步電動(dòng)機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的變壓基于異步電動(dòng)機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的變壓 變頻調(diào)速變頻調(diào)速本節(jié)提要本節(jié)提要n轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)通通用變頻器用變頻器-異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)n轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻

49、調(diào)速轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)系統(tǒng) 引 言 直流電機(jī)的主磁通和電樞電流分布的空間位置是確定的，而且可以獨(dú)立進(jìn)行控制，交流異步電機(jī)的磁通則由定子與轉(zhuǎn)子電流合成產(chǎn)生，它的空間位置相對于定子和轉(zhuǎn)子都是運(yùn)動(dòng)的，除此以外，在籠型轉(zhuǎn)子異步電機(jī)中，轉(zhuǎn)子電流還是不可測和不可控的。因此，異步電機(jī)的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型要比直流電機(jī)模型復(fù)雜得多，在相當(dāng)長的時(shí)間里，人們對它的精確表述不得要領(lǐng)。 好在不少機(jī)械負(fù)載，例如風(fēng)機(jī)和水泵，并不需要很高的動(dòng)態(tài)性能，只要在一定范圍內(nèi)能實(shí)現(xiàn)高效率的調(diào)速就行，因此可以只用電機(jī)的穩(wěn)態(tài)模型來設(shè)計(jì)其控制系統(tǒng)。 異步電機(jī)的穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型如本章第6.2節(jié)所述，為了實(shí)現(xiàn)電壓-頻率協(xié)調(diào)控制，可以采

50、用轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比帶低頻電壓補(bǔ)償?shù)目刂品桨?，這就是常用的通用變頻器控制系統(tǒng)。 如果要求更高一些的調(diào)速范圍和起制動(dòng)性能，可以采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的方案。 本節(jié)中將分別介紹這兩類基于穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型的變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)。 一、一、 轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速開環(huán)恒壓頻比控制調(diào)速系統(tǒng) 通用變頻器通用變頻器-異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)n概述概述 現(xiàn)代通用變頻器大都是采用二極管整流和由快速全控開關(guān)器件 IGBT 或功率模塊IPM 組成的PWM逆變器，構(gòu)成交-直-交電壓源型變壓變頻器，已經(jīng)占領(lǐng)了全世界0.5500KVA 中、小容量變頻調(diào)速裝置的絕大部分市場。 所謂“通用”，包含著兩方面的含義

51、：（1）可以和通用的籠型異步電機(jī)配套使用；（2）具有多種可供選擇的功能，適用于各種不同性質(zhì)的負(fù)載。n系統(tǒng)介紹系統(tǒng)介紹 圖6-37繪出了一種典型的數(shù)字控制通用數(shù)字控制通用變頻器變頻器-異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)異步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)原理圖。 1. 系統(tǒng)組成M3電壓檢測泵升限制電流檢測溫度檢測電流檢測單片機(jī)顯示設(shè)定接口PWM發(fā)生器驅(qū)動(dòng)電路URUIR0R1R2RbVTbKR0R1RbR2 2. 電路分析l主電路主電路由二極管整流器UR、PWM逆變器UI和中間直流電路三部分組成，一般都是電壓源型的，采用大電容C濾波，同時(shí)兼有無功功率交換的作用。主電路（續(xù)）u限流電阻限流電阻：為了避免大電容C在通電瞬間產(chǎn)生過大的充

52、電電流，在整流器和濾波電容間的直流回路上串入限流電阻（或電抗），通上電源時(shí)，先限制充電電流，再延時(shí)用開關(guān)K將短路，以免長期接入時(shí)影響變頻器的正常工作，并產(chǎn)生附加損耗。主電路（續(xù)）u泵升限制電路泵升限制電路由于二極管整流器不能為異步電機(jī)的再生制動(dòng)提供反向電流的通路，所以除特殊情況外，通用變頻器一般都用電阻吸收制動(dòng)能量。減速制動(dòng)時(shí)，異步電機(jī)進(jìn)入發(fā)電狀態(tài)，首先通過逆變器的續(xù)流二極管向電容C充電，當(dāng)中間直流回路的電壓（通稱泵升電壓）升高到一定的限制值時(shí)，通過泵升限制電路使開關(guān)器件導(dǎo)通，將電機(jī)釋放的動(dòng)能消耗在制動(dòng)電阻上。為了便于散熱，制動(dòng)電阻器常作為附件單獨(dú)裝在變頻器機(jī)箱外邊。圖6-38 三相二極管整流

53、電路的輸入電流波形主電路（續(xù)）u進(jìn)線電抗器進(jìn)線電抗器 二極管整流器雖然是全波整流裝置，但由于其輸出端有濾波電容存在，因此輸入電流呈脈沖波形，如圖6-38所示。 這樣的電流波形具有較大的諧波分量，使電源受到污染。 為了抑制諧波電流，對于容量較大的PWM變頻器，都應(yīng)在輸入端設(shè)有進(jìn)線電抗器，有時(shí)也可以在整流器和電容器之間串接直流電抗器。還可用來抑制電源電壓不平衡對變頻器的影響。電路分析（續(xù)）l控制電路控制電路現(xiàn)代PWM變頻器的控制電路大都是以微處理器為核心的數(shù)字電路，其功能主要是接受各種設(shè)定信息和指令，再根據(jù)它們的要求形成驅(qū)動(dòng)逆變器工作的PWM信號，再根據(jù)它們的要求形成驅(qū)動(dòng)逆變器工作的PWM信號。微

54、機(jī)芯片主要采用8位或16位的單片機(jī)，或用32位的DSP，現(xiàn)在已有應(yīng)用RISC的產(chǎn)品出現(xiàn)?？刂齐娐罚ɡm(xù)）uPWM信號產(chǎn)生信號產(chǎn)生可以由微機(jī)本身的軟件產(chǎn)生，由PWM端口輸出，也可采用專用的PWM生成電路芯片。u檢測與保護(hù)電路檢測與保護(hù)電路各種故障的保護(hù)由電壓、電流、溫度等檢測信號經(jīng)信號處理電路進(jìn)行分壓、光電隔離、濾波、放大等綜合處理，再進(jìn)入A/D轉(zhuǎn)換器，輸入給CPU作為控制算法的依據(jù)，或者作為開關(guān)電平產(chǎn)生保護(hù)信號和顯示信號?？刂齐娐罚ɡm(xù)）u信號設(shè)定信號設(shè)定需要設(shè)定的控制信息主要有：U/f 特性、工作頻率、頻率升高時(shí)間、頻率下降時(shí)間等，還可以有一系列特殊功能的設(shè)定。由于通用變頻器-異步電動(dòng)機(jī)系統(tǒng)是轉(zhuǎn)

55、速或頻率開環(huán)、恒壓頻比控制系統(tǒng)，低頻時(shí)，或負(fù)載的性質(zhì)和大小不同時(shí)，都得靠改變 U / f 函數(shù)發(fā)生器的特性來補(bǔ)償，使系統(tǒng)氣隙磁通（ ）達(dá)到恒定，（見第6.2.2節(jié)），在通用產(chǎn)品中稱作“電壓補(bǔ)償”或“轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償”。/gEw補(bǔ)償方法 實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償?shù)姆椒ㄓ袃煞N：n一種是在微機(jī)中存儲多條不同斜率和折線段的U / f 函數(shù)，由用戶根據(jù)需要選擇最佳特性；n另一種辦法是采用霍爾電流傳感器檢測定子電流或直流回路電流，按電流大小自動(dòng)補(bǔ)償定子電壓。但無論如何都存在過補(bǔ)償或欠補(bǔ)償?shù)目赡?，這是開環(huán)控制系統(tǒng)的不足之處?？刂齐娐罚ɡm(xù)）u給定積分給定積分由于系統(tǒng)本身沒有自動(dòng)限制起制動(dòng)電流的作用，因此，頻定設(shè)定信號必須通過給定積分

56、算法產(chǎn)生平緩升速或降速信號，升速和降速的積分時(shí)間可以根據(jù)負(fù)載需要由操作人員分別選擇。 綜上所述，PWM變壓變頻器的基本控制作用如圖6-39所示。近年來，許多企業(yè)不斷推出具有更多自動(dòng)控制功能的變頻器，使產(chǎn)品性能更加完善，質(zhì)量不斷提高?？刂齐娐罚ɡm(xù)）tff *ufu斜坡函數(shù)U / f 曲線脈沖發(fā)生器驅(qū)動(dòng)電路工作頻率設(shè)定升降速時(shí)間設(shè)定電壓補(bǔ)償設(shè)定PWM產(chǎn)生圖6-39 PWM變壓變頻器的基本控制作用 二、二、 轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻轉(zhuǎn)速閉環(huán)轉(zhuǎn)差頻率控制的變壓變頻 調(diào)速系統(tǒng)調(diào)速系統(tǒng)0. 問題的提出問題的提出 前節(jié)所述的轉(zhuǎn)速開環(huán)變頻調(diào)速系統(tǒng)可以滿足平滑調(diào)速的要求，但靜、動(dòng)態(tài)性能都有限，要提高靜、動(dòng)

57、態(tài)性能，首先要用轉(zhuǎn)速反饋閉環(huán)控制。轉(zhuǎn)速閉環(huán)系統(tǒng)的靜特性比開環(huán)系統(tǒng)強(qiáng)，這是很明顯的，但是，是否能夠提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能呢？還得進(jìn)一步探討一下。 電力傳動(dòng)的基本控制規(guī)律 我們知道，任何電力拖動(dòng)自動(dòng)控制系統(tǒng)都服從于基本運(yùn)動(dòng)方程式 提高調(diào)速系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能主要依靠控制轉(zhuǎn)速的變化率 d / dt ，根據(jù)基本運(yùn)動(dòng)方程式，控制電磁轉(zhuǎn)矩就能控制 d / dt ，因此，歸根結(jié)底，調(diào)速系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能就是控制轉(zhuǎn)調(diào)速系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能就是控制轉(zhuǎn)矩的能力矩的能力。tnJTTddpLe 在異步電機(jī)變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，需要控制的是電壓（或電流）和頻率，怎樣能夠通過控制電壓（電流）和頻率來控制電磁轉(zhuǎn)矩，這是尋求提高動(dòng)態(tài)性能時(shí)需要解決的

58、問題。 1. 轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念 直流電機(jī)的轉(zhuǎn)矩與電樞電流成正比，控制電流就能控制轉(zhuǎn)矩，因此，把直流雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的輸出信號當(dāng)作電流給定信號，也就是轉(zhuǎn)矩給定信號。在交流異步電機(jī)中，影響轉(zhuǎn)矩的因素較多，控制異步電機(jī)轉(zhuǎn)矩的問題也比較復(fù)雜。將 按照第6.2.2節(jié)恒 Eg /1 控制（即恒 m 控制）時(shí)的電磁轉(zhuǎn)矩公式（6-12）重寫為 2 r2122 rr121gpe3lLsRRsEnT（6-12） mNss1mNss1mNss1g21244. 444. 4kNkNkNfE代入上式，得 2 r2122 rr12m2Ns2spe23lLsRRskNnT（6-59） 令 s = s1 ，并定

59、義為轉(zhuǎn)差角頻率； ，是電機(jī)的結(jié)構(gòu)常數(shù)； 2Ns2spm23kNnK則 當(dāng)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，s 值很小，因而 s也很小，只有1的百分之幾，可以認(rèn) 為 s Llr Rr ，則轉(zhuǎn)矩可近似表示為2rs2 rrs2mme)(lLRRKT rs2mmeRKT（6-61） 式（6-61）表明，在s 值很小的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行范圍內(nèi)，如果能夠保持氣隙磁通m不變，異步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩就近似與轉(zhuǎn)差角頻率s 成正比。這就是說，在異步電機(jī)中控制s ，就和直流電機(jī)中控制電流一樣，能夠達(dá)到間接控制轉(zhuǎn)矩的目的。n控制轉(zhuǎn)差頻率就代表控制轉(zhuǎn)矩，這就控制轉(zhuǎn)差頻率就代表控制轉(zhuǎn)矩，這就是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念。是轉(zhuǎn)差頻率控制的基本概念。2. 基于異步

60、電機(jī)穩(wěn)態(tài)模型的轉(zhuǎn)差頻率控制規(guī)律 上面分析所得的轉(zhuǎn)差頻率控制概念是在轉(zhuǎn)矩近似公式（6-61）上得到的，當(dāng)s 較大時(shí)，就得采用式（6-12）的精確轉(zhuǎn)矩公式，把這個(gè)轉(zhuǎn)矩特性（即機(jī)械特性） 畫在下圖，)(sefT 可以看出：n在s 較小的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行段上，轉(zhuǎn)矩 Te基本上與s 成正比，n當(dāng)Te 達(dá)到其最大值Temax 時(shí)，s 達(dá)到smax值。smaxsmTemaxTemsTe0圖6-40 按恒m值控制的 Te=f (s ) 特性 n對于式（6-12），取 dTe / ds = 0 可得 rrrrmaxsllLRLRr2mmmaxe2lLKT（6-63） （6-62） 在轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)中，只要給s 限幅，