基于dsp三相逆變整流電源的課程設(shè)計(jì)

1、 綜合課設(shè)報(bào)告1、 背景意義和目的近年來，隨著微機(jī)，中小型計(jì)算機(jī)的普及和航天航空數(shù)據(jù)通信，交通郵電等專業(yè)的迅速發(fā)展，以及為了各種自動(dòng)化儀器、儀表和設(shè)備套的需要，當(dāng)代對(duì)電源的需求不僅日益增大，而且對(duì)電源的性能、效率、重量、尺寸和可靠性以及諸如程序控制、電源通/端、遠(yuǎn)距離操作和信息保護(hù)等線性穩(wěn)壓電源功能提出了更高的要求，對(duì)于這些要求。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源無法實(shí)現(xiàn)，和線性穩(wěn)壓電源相比，開關(guān)電源具有：效率高，穩(wěn)壓范圍寬，體積小重量輕，安全可靠。學(xué)習(xí)目的:1. 鞏固電力電子以及dsp課程的理論知識(shí)；2. 學(xué)習(xí)和掌握中電力電子系統(tǒng)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)的基本方法，設(shè)計(jì)一個(gè)三相50Hz交流穩(wěn)壓電源；3.培養(yǎng)學(xué)生獨(dú)立分析

2、和解決工程問題的工作能力及實(shí)際工程設(shè)計(jì)的基本技能 4.提高編寫技術(shù)文件和制圖的技能。2、 任務(wù)要求對(duì)三相50Hz交流穩(wěn)壓電源的理論進(jìn)行研究，設(shè)計(jì)一臺(tái)樣機(jī)，參數(shù)為50Hz，電壓36V，容量為100VA，電壓穩(wěn)定度95%，失真度小于5%，效率80%。3、 設(shè)計(jì)內(nèi)容 1.研究三相50Hz交流穩(wěn)壓電源的理論，并進(jìn)行仿真； 2.了解三相50Hz交流穩(wěn)壓電源的算法，軟件設(shè)計(jì)編程及調(diào)試； 3.相應(yīng)的硬件電路設(shè)計(jì)和調(diào)試。4、 系統(tǒng)原理 1.系統(tǒng)主電路，采樣調(diào)理電路，控制電路，光電隔離電路，和保護(hù)電路組成，系統(tǒng)組成框圖如圖1所示， 圖1 系統(tǒng)組成框圖 2.系統(tǒng)主電路系統(tǒng)主電路是典型的AD-DC-AD逆變電路，由

3、整流電路、中間電路、逆變電路和隔離變壓器構(gòu)成。整流電路將輸入的三相交流電經(jīng)整流；中間電路濾波后的直流供給逆變器；逆變電路將直流電逆變?yōu)?0Hz的三相正弦交流電。主電路系統(tǒng)組成框圖如圖2所示。 圖2 主電路系統(tǒng)組成框圖1） 主電路參數(shù)的確定 為了得到36V的電壓，我們知道逆變過來的電路中的關(guān)系，直流側(cè)的電壓=這里的調(diào)制度M=0.7； U=36/1.732=20V.逆推過去，是經(jīng)過不可控整流過來的，=2.45*；所以=32.65V。所以變壓器變比選擇220/33。濾波電路的參數(shù)選擇 常見的濾波電路有LC,LCL等，LC濾波的電路如圖4所示： 圖4 LC濾波電路濾波電路的輸入輸出傳遞函數(shù)為：式中，為

4、基波角頻率，n為諧波次數(shù)。令截止頻率，則：的選擇決定了幅頻特性的基本特征。越大，對(duì)高頻的衰減能力越差，越小，對(duì)高頻的衰減能越強(qiáng)，但是L、C參數(shù)值增大，會(huì)使濾波器成本增加，體積變大，因此需要合理選擇。由于根據(jù)圖4所示，設(shè)濾波電路后端等效負(fù)載阻抗為Z。則在該處阻抗?jié)M足匹配條件：令截止頻率，則：繼而可得， S=100VA,S=UI,故I=等效阻抗Z=U/I=20/1.6=12.5.w=1.56k所以L=12.5/1.56k=8mH,C=1/12.5*1.56=501F 2） 檢測調(diào)理電路該檢測調(diào)理電路由霍爾檢測、偏置電路和濾波電路三部分組成。 1）電壓霍爾檢測電路的設(shè)計(jì) 該實(shí)驗(yàn)中使用CHV25P來測

5、量電壓，其原邊被測電壓與副邊輸出電壓電氣隔離。CHV25P的具體參數(shù)如下：原邊輸入額定電流=10mA,對(duì)應(yīng)副邊輸出電流=25m,即原邊與副邊電流比為10:25。 電壓霍爾傳感器的M端輸出采樣電壓。經(jīng)過調(diào)理電路后與dsp的A/D采集相連接，電流霍爾，采樣的交流電壓的峰值應(yīng)部大于1.5V,即采樣電壓的有效值U=1.5/=1V?？紤]到電壓霍爾傳感器原邊輸入和副邊輸出電流之比為8mA:20mA,即原邊輸入電流I=8mA,對(duì)應(yīng)副邊的輸出電流=20mA,由=可推出采樣電阻的值。由于副邊輸出電壓應(yīng)不大于1V，即=50 即選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻=47，原邊與強(qiáng)電部分相連接，輸入電壓的有效值為20v，考慮到安全裕量，原邊

6、輸入電流不大于8mA,即功率電阻=2.K,功率P=/R=0.2W.2) 偏置電路通常利用電流、電壓傳感器檢測交流電流和電壓時(shí)，霍爾元件副邊輸出的電流或電壓為交流。TI公司的DSP內(nèi)部的A/D轉(zhuǎn)換模塊為單極性的，因此霍爾元件輸出的交流電流火電壓需要先經(jīng)過偏置電路處理后才能進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換。例如DSP的A/D轉(zhuǎn)換芯片電壓輸入范圍為03V，所以霍爾元件M端輸出的交流電壓加1.5V的偏置后進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換，原理圖如圖所示，這是比較常見的同相加法電路，由霍爾M端輸出的電壓接偏置電路的輸入端，由于霍爾M端輸出的交流電壓峰值為1.5V，因此偏置電路的端輸入電壓值為1.5V,且R11=R12偏置電路輸出的電壓剛好

7、滿足dsp的A/D轉(zhuǎn)換芯片電壓輸入范圍為03V的要求，所以同比例放大系數(shù)為1，即R13=R14.通常集成運(yùn)算放大器的兩個(gè)輸入端外接電阻阻值在1K級(jí)到100級(jí)，取R11=R12=R13=R14=51K即可滿足要求。 3)濾波電路 實(shí)際應(yīng)用中信號(hào)波形由于干擾原因，往往含有較多的高次諧波，此時(shí)如果直接進(jìn)入dsp的A/D時(shí)，A/D轉(zhuǎn)換芯片采集到的信號(hào)就不能真實(shí)反映實(shí)際電路中的信號(hào)，因此經(jīng)過偏置電路輸出的信號(hào)一般還需要經(jīng)過一級(jí)濾波電路后再進(jìn)入DSP的A/D。典型的濾波電路為二階巴特沃斯低通濾波器。 二階巴特沃斯濾波器電路，電容C的容量宜在微法數(shù)量級(jí)以下，電阻的阻值一般應(yīng)在幾百千歐以內(nèi)。這里取標(biāo)準(zhǔn)電容=0

8、.1F,濾波的截止頻率取1.56K，R21=1,R22=1.02K。4、 +-15V電源的設(shè)計(jì) 隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展，穩(wěn)壓電路也制成了集成器件，本次穩(wěn)壓選擇用三段集成穩(wěn)壓器w7815和w7915以及電容組成，電容C3，C4一般取幾百幾千微法。當(dāng)穩(wěn)壓器距離整流波電路比較遠(yuǎn)時(shí)，在輸入端必須接入電容器c3和C4，以抵消線路的電感效應(yīng)，防止產(chǎn)生自激震蕩，輸出端電容C5和c6用以濾除輸出端的高頻信號(hào)，以改善電路的暫態(tài)響應(yīng)。 5、軟件參考流程本系統(tǒng)采用DSP28335為主控器件，軟件代碼采用C語言編程。程序由主程序和兩個(gè)中斷服務(wù)程序組成，主程序主要完成與上位機(jī)的通信（查詢方法）；定時(shí)下溢中斷完成信號(hào)的采集

9、、運(yùn)算和PWM波的輸出，AD有定時(shí)器1下溢中斷驅(qū)動(dòng)。程序流程如圖5所示： (a)主程序流程 (b)定時(shí)器下溢中斷流程 (c) A/D采樣子程序圖5 DSP的序流程圖1）控制算法選擇在本系統(tǒng)中選用數(shù)字PID控制算法，數(shù)字PID控制在生產(chǎn)過程中是一種最普遍采用的控制方法，將偏差的比例(P)、積分(I)和微分(D)通過線性組合構(gòu)成控制量，對(duì)被控對(duì)象進(jìn)行控制，故稱PID控制器。數(shù)字PID控制是一種采樣控制，它只能根據(jù)采樣時(shí)刻的偏差值計(jì)算控制量。因此，需要采用離散化方法。PID控制算法有增量式和位置式。我們采用增量式算法。PID控制器各校正環(huán)節(jié)的作用如下：(1)比例環(huán)節(jié)：成比例地反映控制系統(tǒng)的偏差信號(hào)e

10、(t)，偏差一旦產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減小偏差。(2)積分環(huán)節(jié)：主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的無差度。積分作用的強(qiáng)弱取決于積分時(shí)間常數(shù)T，T越大，積分作用越弱，反之則越強(qiáng)。(3)微分環(huán)節(jié)：反映偏差信號(hào)的變化趨勢(變化速率)，并能在偏差信號(hào)變得太大之前，在系統(tǒng)中引入一個(gè)有效的早期修正傳號(hào)，從而加快系統(tǒng)的動(dòng)作速度，減少調(diào)節(jié)時(shí)間。2） SPWM波程序設(shè)計(jì) SPWM技術(shù)目前已經(jīng)在實(shí)際得到非常普遍的應(yīng)用。經(jīng)過長期的發(fā)展，大致可分成電壓SPWM，電流SPWM和磁通SPWM。其中電壓和電流SPWM是從電源角度出發(fā)的SPWM，而磁通SPWM則是從電動(dòng)機(jī)角度出發(fā)的SPWM。 電壓SPWM技術(shù)是通過生成的

11、SPWM波信號(hào)來控制逆變器的開關(guān)管，從而實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)電源變頻的一種技術(shù)。產(chǎn)生電壓SPWM信號(hào)的方法有硬件法和軟件法。其中軟件法是使電路成本最低的方法，它通過實(shí)時(shí)計(jì)算來生成SPWM波。但是實(shí)時(shí)計(jì)算對(duì)控制器的運(yùn)算速度要求非常高。DSP無疑是能滿足這一要求的最理想的控制器。電壓SPWM 信號(hào)實(shí)時(shí)計(jì)算需要數(shù)學(xué)模型。建立數(shù)學(xué)模型的方法很多，有諧波消去法、等面積法、采樣型SPWM法以及由它們派生出的各種方法。對(duì)稱規(guī)則采樣法的數(shù)學(xué)模型非常簡單，但是由于每個(gè)載波周期只采樣一次，因此所形成的階梯波與正弦波的逼近程度仍然存在較大的誤差。如果既在三角波的頂點(diǎn)對(duì)稱軸采樣，又在三角波的底點(diǎn)對(duì)稱軸位置采樣，也就是每個(gè)載波周

12、期采樣兩次，這樣所形成的階梯波的逼近程度會(huì)大大提高。由于這樣采樣所形成的階梯波與三角波的交點(diǎn)并不對(duì)稱，因此稱其為不對(duì)稱規(guī)則采樣法。與規(guī)則采樣法相比每個(gè)載波周期采樣兩次，這樣形成的階梯波與正弦波的逼近程度會(huì)大大提高。由于采用了內(nèi)存大運(yùn)算速度高的DSP，軟件控制算法選用不對(duì)稱規(guī)則采樣法。不對(duì)稱規(guī)則采樣法生成SPWM波如圖6所示：由于采用不對(duì)稱規(guī)則的算法，要用到正弦函數(shù)、浮點(diǎn)數(shù)的計(jì)算，單獨(dú)用匯編語言實(shí)現(xiàn)較為麻煩，同時(shí)為提高運(yùn)行速度，故采用C語言與匯編混合編程實(shí)現(xiàn)。 圖6 不對(duì)稱規(guī)則采樣法生成SPWM波當(dāng)在三角波的頂點(diǎn)對(duì)稱軸位置t1時(shí)刻采樣時(shí)，則有當(dāng)在三角波的底點(diǎn)位置t2時(shí)刻采樣時(shí)，則有 將三角形相似

13、關(guān)系式 代入上面兩個(gè)式子得： 生成 SPWM波的脈寬為：由于每個(gè)載波周期采樣兩次，所以 式中k為偶數(shù)時(shí)代表頂點(diǎn)采樣，k為奇數(shù)時(shí)底點(diǎn)采樣。不對(duì)稱規(guī)則采樣法的數(shù)學(xué)模型盡管略微復(fù)雜一些，但由于其階梯波更接近于正弦波，所以諧波分量的幅值更小，在實(shí)際中得到更多的使用。 以上是單相SPWM波生成的數(shù)學(xué)模型。如果要生成三相SPWM波，必須使用三條正弦波和同一條三角波求交點(diǎn)。三條正弦相差120度，即： 如果使用不對(duì)稱規(guī)則采樣法，則頂點(diǎn)采樣時(shí)有：底點(diǎn)采樣時(shí)有：圖7 SPWM產(chǎn)生流程圖圖8 SPWM波中斷程序流程圖3) 交流采樣測量程序設(shè)計(jì)系統(tǒng)中交流特征參數(shù)U 、I 、P、Q 、cos、f 的采樣測量是系統(tǒng)設(shè)計(jì)中

14、一個(gè)最重要的環(huán)節(jié)。交流采樣有以下3 種方法:(1)交/ 直流變換采樣方法這種采樣方法將交流電流和電壓Uab 、Ia 、Ucb 、Ic先轉(zhuǎn)成直流信號(hào)再送A/ D 轉(zhuǎn)換器進(jìn)行采樣，通過檢測電壓、電流以及兩者之間的相位差，再用公式計(jì)算出三相電路的有功功率P、無功功率Q 、功率因數(shù)cos 交/ 直流變換采樣計(jì)算方法的優(yōu)點(diǎn)是運(yùn)算簡單、對(duì)A/ D 轉(zhuǎn)換器的速度要求低、運(yùn)算工作量小、對(duì)處理器的速度和性能要求也高， 電流電壓測量的穩(wěn)定性好；它的缺點(diǎn)是首先增加了交/ 直流變換環(huán)節(jié)，變換器反應(yīng)速度慢（至少45 周期） 且精度不高（一般大于0. 2級(jí)），所以這種方法測量精度差、反應(yīng)速度慢。其次，由于采用過零比較器，

15、相位差測量比較容易受到干擾，且不易被濾除。另外，相位差測量要占用較多的資源，使得這種方法不適合用于多路測量。使用商化的功率模塊可以避開測量相位差， 但成本提高了很多。因此這種方法只適用于要求不高的場合。（2）均方根法根據(jù)電工學(xué)上對(duì)周期性信號(hào)有效值和平均功率的基本定義，并將其離散化可以得到： 為了提高精度，在連續(xù)一個(gè)周期內(nèi)取N = 20均勻地對(duì)交流信號(hào)Uab 、Ia 、Ucb 、Ic采樣20次， 算出有效值及對(duì)應(yīng)的有功功率P1 、P2 和無功功率Q1 、Q2，再根據(jù)兩表法的原理，計(jì)算出各種交流電的特征參數(shù)。這種測量方法的優(yōu)點(diǎn)是精度高、速度快。測量的有效值和平均功率一次就可以計(jì)算出來。其包含了基波

16、和各次諧波的綜合參數(shù)，真實(shí)地反應(yīng)了被測信號(hào)的實(shí)際情況， 但缺點(diǎn)是無法將基波和其它諧波分離開來，因此不能反映電源的供電質(zhì)量。另外為保證平均功率的精度必須在同一時(shí)刻對(duì)電壓電流進(jìn)行采樣，而增加了部分硬件的投資。（3）傅里葉級(jí)數(shù)法根據(jù)信號(hào)分析理論，周期函數(shù)f ( t ) 的傅里葉級(jí)數(shù)展開式經(jīng)推導(dǎo)、離散處理可以得出: 式中: Akrm 、Akxm 、Akm分別是k 次諧波的實(shí)部幅值、虛部幅值和正弦波幅值。平衡測量精度和計(jì)算工作量，在連續(xù)一個(gè)周期的時(shí)間間隔內(nèi)均勻地對(duì)交流信號(hào)Uab 、Ia 、Ucb 、Ic進(jìn)行12 次采樣， 可以算出各信號(hào)基波的電壓實(shí)部Uabrm 、Ucbrm 、電壓虛部Uabxm 和Uc

17、bxm 、電壓幅值Uabm和Ucbm 、電流實(shí)部Iarm和Icrm 、電流虛部Iaxm和Icxm 、電流幅值Iam和Icm ，進(jìn)而可以算出三相有效功率P、無功功率Q 和功率因數(shù)cos: 用同樣的方法可以算出其它諧波的特征參數(shù)。從上面的計(jì)算過程可以看出，傅里葉級(jí)數(shù)法可以計(jì)算出各次諧波的各種特征參數(shù)，計(jì)算精度較高。這對(duì)電源輸出質(zhì)量的分析是非常有用的。（4）基于瞬時(shí)無功理論的檢測方法 建立在矢量變換基礎(chǔ)上的瞬時(shí)無功理論是由日本學(xué)者Akagi在1984年提出的。其核心是采用一變換矩陣將三相電路的各相電壓和電流瞬時(shí)值變換到兩相正交的- 坐標(biāo)系上研究，使基波電流對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)功率為一直流量以便分離。該檢測方法

18、分為p-q運(yùn)算方式和ip-iq運(yùn)算方式。三相電路瞬時(shí)無功功率理論，首先在諧波和無功電流的實(shí)時(shí)檢測方面得到了成功的應(yīng)用。目前有源濾波器和靜止無功發(fā)生器中，基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波和無功電流檢測方法應(yīng)用最多，有關(guān)這方面的內(nèi)容將在第五章內(nèi)容中詳細(xì)講述，本節(jié)主要講述基波信號(hào)的檢測。下面以三相電流信號(hào)為例簡要說明。設(shè)三相電流信號(hào)為： 坐標(biāo)變換理論前面已有介紹，圖9a和9b分別以框圖形式給出了從三相靜止到兩相靜止坐標(biāo)系和從三相靜止到兩相旋轉(zhuǎn)的坐標(biāo)系變換示意圖。 圖9 坐標(biāo)變換示意圖坐標(biāo)變換可采用上述兩種方式進(jìn)行，以圖b為例轉(zhuǎn)換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的關(guān)系式為： 所以，基波電流的幅值和相位為： 同理可求的電壓的大

19、小和相位。其它交流特征參數(shù)P、Q 、cos、f可參照上節(jié)進(jìn)行求解。根據(jù)以上比較，四種采樣方法各有優(yōu)缺點(diǎn)、各有適用場合。根據(jù)目前需要分析電源輸出交流電的質(zhì)量，用傅里葉級(jí)數(shù)法測量交流特征參數(shù)較為適宜。5、 仿真1.matlab的仿真從matlab示波器中可以看見，從直流側(cè)輸出的電壓穩(wěn)定在80V,最后的出的交流電壓峰峰值為50V,50/1.414=35.36V,故所以最后電壓能穩(wěn)定在36V。調(diào)整度為0.8。調(diào)理電路的仿真調(diào)理電路仿真采用ewb,用2個(gè)電源模擬了霍爾器件出來的是1v的電壓以及模擬了開關(guān)頻率附近的高次諧波，從示波器可以看出，偏執(zhí)電路和濾波電路能滿足所需要的結(jié)果。 7、 硬件調(diào)試首先在ds

20、p28335上調(diào)試軟件是否正確的調(diào)節(jié)KP和KI，先是將KP設(shè)置成最小，逐漸增加KP,直到響應(yīng)快，超調(diào)小的響應(yīng)曲線出現(xiàn)為止。系統(tǒng)部出現(xiàn)震蕩，一般增大比例系數(shù)KP,可以加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度，有利于減少靜態(tài)誤差；但是過大的比例系數(shù)會(huì)使系統(tǒng)有較大的超調(diào)，因此產(chǎn)生震蕩，破壞系統(tǒng)的穩(wěn)定性。增大積分常數(shù)Ti有利于減少超調(diào)，減少震蕩，使系統(tǒng)穩(wěn)定，但系統(tǒng)的靜態(tài)誤差的消除將隨之減慢。最終選擇的kp=0.6,ki=0.4.在DSP28335片子上調(diào)試好后，就直接到實(shí)驗(yàn)臺(tái)上去調(diào)試了調(diào)試步驟：1. 先進(jìn)行開環(huán)調(diào)節(jié)，也就是不加PI，在程序中，首先用示波器觀察能否出現(xiàn)SPWM波。出來的波形是否正確；死去是否存在死去等。2.

21、觀察A/D是否能采集，以及采集來的數(shù)是否正確。通常AD的頻率國高時(shí)不能采集的，所以必須將AD的頻率進(jìn)行分頻。3. 加上霍爾，檢測A/D采集的波形，加上霍爾后，AD采集的數(shù)應(yīng)該乘以系數(shù)與實(shí)際電路中的值應(yīng)該相等。4. 用PI進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)。給它一個(gè)輸入，能否得到相應(yīng)的輸出。實(shí)際調(diào)試中遇到的問題以及解決方案：1. 沒出現(xiàn)SPWM波，受實(shí)驗(yàn)條件限制，實(shí)驗(yàn)器材中接線時(shí)用的PWM4，PWM5，PWM6，而實(shí)驗(yàn)程序中用的是PWM1，PWM2，PWM3，沒有對(duì)應(yīng)起來，故初，沒出現(xiàn)SPWM波。2. 在檢測SPWM過程中，從示波器觀察到死去沒有消除，正好相反，將死區(qū)上升沿觸發(fā)改為下降沿觸發(fā)后，除掉了死去。3. 在采集實(shí)際電路的電