三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡控制研究畢業(yè)論文-副本

1、攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文）三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡控制研究學(xué)生姓名： 學(xué)生學(xué)號： 201210502052院（系）： 電氣信息工程學(xué)院年級專業(yè)：12級電氣工程及自動化指導(dǎo)教師： 二一六年五月攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 摘要摘要中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器是眾多三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，電路結(jié)構(gòu)簡單、易于實(shí)現(xiàn)數(shù)字化調(diào)制的，但是由于其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)難免會出現(xiàn)中點(diǎn)電位不平衡的現(xiàn)象。該現(xiàn)象導(dǎo)致逆變器輸出波形的諧波含量增加，甚至產(chǎn)生畸變，影響逆變器系統(tǒng)的安全可靠運(yùn)行，因此，必須對中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器的中點(diǎn)電位進(jìn)行控制。本文主要采用的是空間矢量PWM控制方法，分析了空間矢量調(diào)制的基本原理，推算出各個(gè)區(qū)域

2、各個(gè)小三角形的判斷規(guī)則，并根據(jù)參考矢量落在某區(qū)域某小三角形內(nèi)來計(jì)算出各個(gè)合成電壓矢量的作用時(shí)間以及矢量優(yōu)化方法。然后再基于中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器中點(diǎn)電位不平衡的原因，提出中點(diǎn)電位調(diào)制算法。最后在MATLAB/Simulink仿真平臺上對中點(diǎn)電位平衡控制進(jìn)行仿真并驗(yàn)證該控制方案的正確性和可行性。關(guān)鍵詞三電平逆變器，中點(diǎn)鉗位，中點(diǎn)電位，空間矢量I攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） ABSTRACTABSTRACTNPC three-level inverter has more simple circuit structure and is easier to achieve modulation a

3、mong many kinds of three-level inverter topology. However, because of the characteristics of its topology, the problem of neutral-point unbalance may occur, which will cause a higher harmonic content in the waveform of inverter, even distortion affecting the stable operation of inverter system. For

4、this reason, we have to control the neutral point of NPC three-level inverter.The thesis analyzes the basic principle of vector modulation technique and calculates the judgment of triangles in every area. And according to vector in some triangle, the functioning time of the synthesizing voltage vect

5、ors and the optimizing way of the vectors can be calculated. After that, the neutral-point modulation algorithms can be put forward on the basic of the reasons of the unbalanced neutral-point of NPC three-level inverter. Lastly, the balanced control of neutral-point will be simulated and proved in M

6、ATLAB/Simulink.Key words Three-level inverter, Neutral Point Clamped, Midpoint potential, SpaceVectorII攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 目 錄目 錄 摘要IABSTRACTII1 前言42 三電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理62.1引言62.2飛跨電容型三電平逆變器62.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理62.2.2飛跨電容型三電平逆變器的特點(diǎn)82.3級聯(lián)型三電平逆變器82.3.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理82.3.2級聯(lián)型三電平逆變器特點(diǎn)92.4中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器92.4.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理92.4.2

7、 NPC三電平逆變器的特點(diǎn)102.5本章小結(jié)103 NPC三電平逆變器SVPWM控制方法研究113.1引言113.2 NPC三電平逆變器空間電壓矢量113.3 NPC三電平逆變器空間電壓矢量PWM的傳統(tǒng)算法133.4矢量分配及優(yōu)化173.5 本章小結(jié)184 中點(diǎn)電位平衡控制研究204.1 引言204.2 NPC 三電平逆變器中點(diǎn)電位不平衡原因204.3 中點(diǎn)電位平衡控制224.4 調(diào)節(jié)因子失效與修正234.5 本章小結(jié)245 實(shí)驗(yàn)仿真255.1 引言255.3 仿真結(jié)果275.4 本章小結(jié)296 全文總結(jié)30致謝3133攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 1 前言1 前言需要應(yīng)用到逆變器的場合非常

8、廣泛，在能源轉(zhuǎn)換的過程中起著不可或缺的作用，而兩電平逆變器由于具有功率管的開關(guān)損耗高、輸出電壓電流諧波含量較高、功率管承受的電壓較大的等特點(diǎn)，在中高容量場合應(yīng)用得不是很廣泛。三電平逆變器的出現(xiàn)，將大功率逆變器的研究提升到了新的階段。如果是要跟兩電平逆變器相比較的話，則三電平逆變器具有以下優(yōu)勢：（1）開關(guān)管的開關(guān)損耗低；（2）相同開關(guān)頻率下，輸出電壓電流諧波含量大幅降低；（3）開關(guān)管承受的電壓為直流電源電壓的一半1。因此，三電平逆變器在高壓變頻器、靜止無功發(fā)生器、有源電力濾波器、柔性交流輸電、電網(wǎng)無功補(bǔ)償和吸收等多個(gè)領(lǐng)域得到了廣泛的推廣。其中，NPC三電平逆變器是相對與其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變器被研究

9、得最為熱門的。該逆變器由于自身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)特點(diǎn)，難于避免地出現(xiàn)直流側(cè)中點(diǎn)電位不平衡現(xiàn)象。中點(diǎn)電位不平衡會給逆變系統(tǒng)帶來諸多問題，主要為：系統(tǒng)器件擊穿風(fēng)險(xiǎn)增大，輸出波形產(chǎn)生畸變，輸出波形諧波含量增大，功率管承受電壓增高以及使用壽命變短，導(dǎo)致系統(tǒng)輸出電能質(zhì)量變差。為了使NPC三電平逆變器安全穩(wěn)定地運(yùn)行，必須確保直流側(cè)電容中點(diǎn)電位平衡。平衡中點(diǎn)電位的方法主要有兩種，分別為硬件控制方法和算法控制方法。硬件控制方法則是選擇在直流側(cè)使用兩個(gè)獨(dú)立的直流電源，直接避免了中點(diǎn)電位不平衡；算法控制方法則是通過調(diào)整脈沖寬度調(diào)制（PWM）脈沖序列來平衡中點(diǎn)電位。如果采用硬件控制方法，則增加硬件使系統(tǒng)成本增加，如果采用算法

10、控制方法則不會增加系統(tǒng)成本，因而更具用吸引力。本文的研究目的就是采用算法控制方法中的一種來實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡控制。該方法是以SVPWM算法為基礎(chǔ)，引入調(diào)節(jié)因子，并分析在部分區(qū)域失效的原因和提出修正的方法。本文的主要內(nèi)容劃分為六個(gè)章節(jié)進(jìn)行闡述，各個(gè)章節(jié)的主要內(nèi)容如下：第1章闡述了本課題的研究背景和意義，扼要介紹了中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器的優(yōu)缺點(diǎn)和本文的研究目的。第2章闡述了常見的三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及工作原理，具體分析了相對應(yīng)的優(yōu)缺點(diǎn)。第3章介紹了中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器SVPWM理論知識和傳統(tǒng)算法，給出了矢量作用時(shí)間的計(jì)算公式并提出矢量的優(yōu)化策略。第4章針對中點(diǎn)鉗位型三電平逆

11、變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析中點(diǎn)電位不平衡的原因，建立中點(diǎn)電流的數(shù)學(xué)模型，提出中點(diǎn)電荷的調(diào)制方法。第5章在MATLAB/Simulink仿真平臺上對中點(diǎn)電位平衡控制進(jìn)行仿真并驗(yàn)證該控制方案的正確性和可行性。第6章對全文的內(nèi)容進(jìn)行總結(jié)，并且提出了算法中存在的一些問題和給出了進(jìn)一步研究方向的指導(dǎo)和個(gè)人建議。攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 2 三電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理2 三電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理2.1引言三電平逆變器發(fā)展出很多類型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，目前常見的有以下三種：飛跨電容型三電平逆變器（Flying-capacitor Three-level Inverter)、級聯(lián)型三電平逆變器（Casc

12、ade Three-level Inverter）、中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器（Neutral-point-Clamped Three-Level Inverter）。下面分別就這三種常見的三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析。2.2飛跨電容型三電平逆變器2.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理飛跨電容型三電平逆變器2的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-1所示。圖 2.1 飛跨電容型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)由圖2.1可以看出，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中每個(gè)橋臂包含四個(gè)開關(guān)器件，四個(gè)反并聯(lián)二極管和一個(gè)電容。另外，直流側(cè)有兩個(gè)相同的電容器串聯(lián)，因此，飛跨電容電壓必須等于，這樣電路才能正常工作。以A相為例子，開關(guān)與、開關(guān)與工作狀態(tài)互補(bǔ)，并以表示A相的輸出狀

13、態(tài)。如圖2-2(a)所示，當(dāng)與同時(shí)導(dǎo)通，與同時(shí)關(guān)斷時(shí)，輸出與直流正母線相連，輸出為高電平，定義為P狀態(tài)，則Sa=P，=；如圖2-2(b)所示，當(dāng)與同時(shí)導(dǎo)通，與同時(shí)關(guān)斷時(shí)，輸出與直流負(fù)母線相連，輸出為低電平，定義為N狀態(tài)，則=N，=-；如圖2-2(c)所示，當(dāng)與同時(shí)導(dǎo)通，與同時(shí)關(guān)斷時(shí)，直流母線對電容充電，輸出為零電平，定義為O+狀態(tài)，則=O，=0；如圖2-2(d)所示，當(dāng)與同時(shí)導(dǎo)通，與同時(shí)關(guān)斷時(shí)，電容對負(fù)載放電，輸出為零電平，定義為O-狀態(tài)，則=O，=0。圖2-2 A相的三種開關(guān)狀態(tài)（以電流流向負(fù)載為例）綜上所述，只用當(dāng)飛跨電容型逆變器處于O+狀態(tài)和O-狀態(tài)時(shí)，才會對電容Ca的電壓產(chǎn)生影響，而處

14、于P狀態(tài)和N狀態(tài)則不會。要使逆變器正常工作，必須確保電容Ca的電壓平衡。O+狀態(tài)和O-狀態(tài)分別對電容Ca進(jìn)行充電和放電，因此，使得O+狀態(tài)和O-狀態(tài)所持續(xù)的時(shí)間相同，就可以確保電容Ca的電壓平衡。 表2-2飛跨電容型三電平逆變器輸出狀態(tài)與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系（以A相為例）輸出狀態(tài)Sa輸出電P開開關(guān)關(guān)0+0開關(guān)開關(guān)0-關(guān)開關(guān)開N-關(guān)關(guān)開開2.2.2飛跨電容型三電平逆變器的特點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：（1）電路比較容易向多電平拓展；（2）輸出電壓電流諧波含量較低，且波形較好；（3）逆變器對器件的耐壓要求不高。缺點(diǎn)：（1）上文提到鉗位電容Ca的電壓必須保持平衡，電路才能正常運(yùn)行，控制方法需要考慮電容的充電和放電過程，導(dǎo)致控

15、制方法變得復(fù)雜化；（2）逆變器中使用了過多的鉗位電容，使得系統(tǒng)的可靠性變差，還會增加系統(tǒng)成本和體積。由于這些顯著的缺點(diǎn)，所以該逆變器難于得到廣泛的推廣。2.3級聯(lián)型三電平逆變器2.3.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理級聯(lián)型三電平逆變器3指的是由獨(dú)立的直流電源的H橋作為基本單元級聯(lián)而成的一種串聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于不存在直流電容分壓問題，所以也不存在直流電容分壓的均壓問題。其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-3所示。圖2-3級聯(lián)型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由上圖可知，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中每個(gè)H橋都包括了一個(gè)獨(dú)立直流電源和四個(gè)開關(guān)器件。系統(tǒng)由三個(gè)H橋并聯(lián)而成，每個(gè)H橋又由兩個(gè)基本橋臂并聯(lián)組成，三個(gè)獨(dú)立的直流電源、分別給對應(yīng)的H橋進(jìn)行供電。這樣的

16、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不需要考慮直流電容電壓分壓問題，因此在控制方法上實(shí)現(xiàn)起來就相對簡單很多。以A相為例子，H橋必須必須工作在四種狀態(tài)，分別定義為：P狀態(tài)、N狀態(tài)、O+狀態(tài)、O-狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)管VT1與VT4同時(shí)導(dǎo)通，VT2與VT3同時(shí)關(guān)斷時(shí)，A相H橋就處于一個(gè)正向?qū)ǖ臓顟B(tài)，此時(shí)的工作狀態(tài)為P狀態(tài)，輸出電壓為UA=，輸出狀態(tài)SA=P；當(dāng)開關(guān)管VT2與VT3同時(shí)導(dǎo)通，VT1與VT4同時(shí)關(guān)斷時(shí)，A相H橋就處于一個(gè)反向?qū)ǖ臓顟B(tài)，此時(shí)的工作狀態(tài)為N狀態(tài)，輸出電壓為UA=-輸出狀態(tài)SA=N；當(dāng)開關(guān)管VT1與VT3同時(shí)導(dǎo)通，VT2與VT4同時(shí)關(guān)斷時(shí)，A相H橋就處于一個(gè)正向旁路的狀態(tài)，此時(shí)的工作狀態(tài)為O+狀態(tài)，輸出電壓

17、為UA=0，輸出狀態(tài)SA=O+；當(dāng)開關(guān)管VT2與VT4同時(shí)導(dǎo)通，VT1與VT3同時(shí)關(guān)斷時(shí)，A相H橋就處于一個(gè)反向旁路的狀態(tài)，此時(shí)的工作狀態(tài)為O-狀態(tài)，輸出電壓為UA=0，輸出狀態(tài)SA=O-。表2-3級聯(lián)型三電平逆變器輸出狀態(tài)與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系（以A相為例)輸出狀態(tài)SA輸出電壓UAVT1VT2VT3VT4PVdc1開關(guān)關(guān)開O+0開關(guān)開關(guān)O-關(guān)開關(guān)開N-Vdc1關(guān)開開關(guān)2.3.2級聯(lián)型三電平逆變器特點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：（1）每個(gè)H橋的器件和結(jié)構(gòu)基本一致，可以互換，使得逆變系統(tǒng)便于維護(hù)；（2）該逆變器容易實(shí)現(xiàn)模塊化，容易實(shí)現(xiàn)擴(kuò)展電平數(shù)，軟開關(guān)技術(shù)也比較容易得以實(shí)現(xiàn)；（3）每個(gè)H橋都具有獨(dú)立的直流電源，避免了直流電

18、容電壓不平衡的現(xiàn)象，并且每個(gè)H橋可以單獨(dú)控制，這使得控制方法變得簡單化；（4）逆變器輸入功率因數(shù)高，輸出電壓諧波含量低，對電網(wǎng)污染小。缺點(diǎn)：（1）每個(gè)H橋都需要獨(dú)立的直流電源，使得逆變器系統(tǒng)的體積變大，如果向多電平擴(kuò)展時(shí)，系統(tǒng)器件數(shù)目增多，系統(tǒng)成本也增加了，當(dāng)然系統(tǒng)體積也會變得巨大；（2）如果應(yīng)用此類逆變器來進(jìn)行四象限運(yùn)行，會變得異常困難。2.4中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器2.4.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器4,簡稱NPC三電平逆變器，此類逆變器的主電路結(jié)構(gòu)以及控制電路結(jié)構(gòu)比較簡單，控制方法也比較容易。其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-4所示。圖2-4 NPC三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)從上圖可以看出，N

19、PC三電平逆變器由兩個(gè)直流分壓電容C1、C2（C1=C2）和三個(gè)橋臂組成，而每個(gè)橋臂包含四個(gè)主開關(guān)管Sn1、Sn2、Sn3、Sn4（n=a,b,c），四個(gè)續(xù)流二極管Dn1、Dn2、Dn3、Dn4（n=a,b,c）、和兩個(gè)鉗位二極管Dzn1、Dzn2（n=a,b,c）組成。電路中鉗位二極管的是起鉗位作用并防止C1（或C2）工作時(shí)短路。由于自身結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，NPC逆變器在中大容量的應(yīng)用場合，得到了廣泛的研究以及推廣。以A相為例子，將逆變器的工作狀態(tài)分別定義為：P狀態(tài)、N狀態(tài)、O狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)管Sa1與Sa2同時(shí)導(dǎo)通，Sa3與Sa4同時(shí)關(guān)斷時(shí)，此時(shí)的工作狀態(tài)為P狀態(tài)，輸出電壓為UA=Vdc/2，輸出狀態(tài)

20、SA=P；當(dāng)開關(guān)管Sa3與Sa4同時(shí)導(dǎo)通，Sa1與Sa2同時(shí)關(guān)斷時(shí)，此時(shí)的工作狀態(tài)為N狀態(tài)，輸出電壓為UA=-Vdc/2，輸出狀態(tài)SA=N；當(dāng)開關(guān)管Sa2與Sa3同時(shí)導(dǎo)通，Sa1與Sa4同時(shí)關(guān)斷時(shí)，此時(shí)的工作狀態(tài)為O狀態(tài)，輸出電壓為UA=0，輸出狀態(tài)SA=O。根據(jù)以上工作原理分析得出，開關(guān)管Sa1與Sa4是不能同時(shí)導(dǎo)通的，并且開關(guān)管Sa1與Sa3、開關(guān)管Sa2與Sa4的工作狀態(tài)互補(bǔ)。表2-4 NPC三電平逆變器輸出狀態(tài)與開關(guān)狀態(tài)的關(guān)系（以A相為例）輸出狀態(tài)SA輸出電壓UASa1Sa2Sa3Sa4PVdc/2開開關(guān)關(guān)O0關(guān)開開關(guān)N-Vdc/2關(guān)關(guān)開開2.4.2 NPC三電平逆變器的特點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：（1

21、）該逆變器對器件的一致性的要求較低，系統(tǒng)可靠性高，對外圍電路的干擾較?。唬?）系統(tǒng)輸出電壓電流諧波含量較低，輸出電壓波形質(zhì)量高；（3）開關(guān)器件承受電壓較小，這也是NPC三電平逆變器能在中高容量場合得到廣泛推廣的原因；（4）相對于上文提及的兩種逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該逆變器的控制方法比較簡單，而且在系統(tǒng)成本上也有顯著的優(yōu)勢。缺點(diǎn)：（1）如表2-4可以看出，開關(guān)管Sa2與Sa3的開關(guān)時(shí)間是Sa1與Sa4的兩倍，不同開關(guān)器件的開關(guān)時(shí)間不同，這樣導(dǎo)致了同一個(gè)橋臂的開關(guān)器件的額定電流也不相同；（2）表2-4可以看出，開關(guān)管Sa2與Sa3的開關(guān)頻率是Sa1與Sa4的兩倍，不同開關(guān)器件的開關(guān)損耗不同，這樣導(dǎo)致了同

22、一個(gè)橋臂的開關(guān)器件的開關(guān)損耗也不一致；（3）該逆變器直流側(cè)電容存在均壓問題，這是制約逆變器應(yīng)用的最大障礙。如果直流側(cè)電容電壓不平衡，則會導(dǎo)致系統(tǒng)器件擊穿風(fēng)險(xiǎn)增大，輸出波形產(chǎn)生畸變，功率管承受電壓增高以及使用壽命變短。2.5本章小結(jié)本章主要介紹了常見的三電平逆變器的類型及其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和對應(yīng)的工作原理。在高壓大功率場合下，具有代表性的三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括NPC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和飛跨電容型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其次是級聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。飛跨電容型成本高，可靠性差；級聯(lián)型成本高，體積大；相對以上兩種，NPC型成本低，控制方法簡單。因此，NPC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有明顯的優(yōu)勢，應(yīng)用最為廣泛。攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 3 NP

23、C三電平逆變器SVPWM控制方法研究3 NPC三電平逆變器SVPWM控制方法研究3.1引言三電平逆變器的控制算法是以兩電平的控制算法為基礎(chǔ)發(fā)展延伸而來的，一般采用以下兩種方法：（1）空間矢量脈沖寬度調(diào)制，簡稱SVPWM。此方法需要計(jì)算每個(gè)基本電壓矢量的作用時(shí)間，然后再按照某一順序產(chǎn)生輸出脈沖序列；（2）載波脈沖寬度調(diào)制，簡稱CBPWM。此方法是經(jīng)過載波與調(diào)制波比較后得到想要脈沖序列。SVPWM與CBPWM有著很大的區(qū)別，SVPWM主要研究逆變器獲得的正弦磁通鏈軌跡，并與SPWM組成一種PWM控制方法。本文將要對SVPWM控制方法進(jìn)行介紹。3.2 NPC三電平逆變器空間電壓矢量如果負(fù)載為三相對稱

24、系統(tǒng)的話，當(dāng)電動機(jī)輸入三相正弦電壓時(shí)，則有(3-1)空間電壓矢量為：(3-2)如果我們假設(shè)NPC逆變器輸出的電壓分別為：、，電動機(jī)的相電壓分別為：、。根據(jù)上面公式（3-2）可以得出：(3-3)其中為電動機(jī)定子電壓空間矢量。NPC三電平逆變器的理想模型如圖3-1所示。圖3-1 NPC三電平逆變器的理想模型由上圖可以看出，逆變器的零電位是以圖中的O點(diǎn)作為參考點(diǎn)，上一章分析可以知道，NPC三電平逆變器的每一相都有三個(gè)輸出狀態(tài)分別為：P狀態(tài)、N狀態(tài)、O狀態(tài)，而對應(yīng)的輸出電壓分別為：、-、0。下面換一種表示方法，以2、1、0分別表示P狀態(tài)、O狀態(tài)、N狀態(tài)，則整理成下式：其中(n=a，b，c）為NPC逆變

25、器對應(yīng)相的輸出狀態(tài)。不難看出，每一相都有三個(gè)不同的輸出狀態(tài)（2，1，0），NPC逆變器有三相，所以，輸出狀態(tài)就有33=27種。然后再根據(jù)公式（3-2），就有了電壓空間矢量的表達(dá)式為：(3-4)其中。由公式（3-4）就可以畫出如圖3-2所示，在矢量平面上的NPC三電平逆變器空間電壓矢量分布圖。 圖3-2 NPC三電平逆變器空間電壓矢量分布圖上圖是以2，1，0分別替代了P，O，N三種開關(guān)狀態(tài)之后畫的分布圖。例如圖中的210，數(shù)字從左到右表示A，B，C三相輸出相對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)為P（正），O（零），N（負(fù)）。外邊大六邊形的頂點(diǎn)200，220，020，022，002，202為六個(gè)大矢量，對應(yīng)幅值為2Vd

26、c/3；外邊大六邊形的兩個(gè)頂點(diǎn)之間的中點(diǎn)210，120，021，012，102，201為六個(gè)中矢量，對應(yīng)幅值為/3；內(nèi)部小六邊形的頂點(diǎn)100和211，221和110，121和010，122和011，112和001，212和101為六對小矢量，對應(yīng)幅值為Vdc/3；六邊形中點(diǎn)222，111，000為三個(gè)零矢量，對應(yīng)幅值為0。除去重復(fù)的六個(gè)小矢量和三個(gè)零矢量，一共只有19個(gè)基本空間矢量。圖中大寫字母A，B，C，D，E，F(xiàn)代表矢量分布的六大區(qū)域；大寫字母旁邊的數(shù)字1，2，3，4表示區(qū)域內(nèi)的小三角形區(qū)域。例如A1，A2，A3，A4表示A區(qū)域里面的小三角形1，小三角形2，小三角形3，小三角形4，其它的以

27、此類推。3.3 NPC三電平逆變器空間電壓矢量PWM的傳統(tǒng)算法（一）參考電壓矢量Vref的合成原理在一個(gè)系統(tǒng)采樣周期內(nèi)，如果已知一個(gè)參考電壓矢量Vref的話，可以用距離其最近的三個(gè)基本電壓矢量來合成，根據(jù)伏秒平衡原理可以得出 （3-5）在上面的方程組中，t0、t1、t2分別是V0、V1、V2矢量對應(yīng)的作用時(shí)間；TS則為系統(tǒng)采樣周期，方程組（3-5）是計(jì)算各個(gè)基本矢量作用時(shí)間的基本公式。要想求得各個(gè)電壓基本矢量對應(yīng)的作用時(shí)間，首先要判斷參考電壓矢量Vref在哪個(gè)區(qū)域內(nèi)的小三角形里面，然后再根據(jù)上面式子求得對應(yīng)電壓基本矢量對應(yīng)的作用時(shí)間。（二）判斷Vref所在區(qū)域在SVPWM的傳統(tǒng)算法里邊，判斷V

28、ref所在區(qū)域一般分為兩步走：第一步先確定Vref處于哪個(gè)大區(qū)域里面；第二步再確定處于大區(qū)域的哪個(gè)小三角形里面。再者，由圖3-2的分布圖不難看出，電壓矢量的分布是具有對稱性的。例如當(dāng)Vref在A區(qū)域的某個(gè)小三角形內(nèi)時(shí)進(jìn)行分析后，其它的五個(gè)區(qū)域?qū)?yīng)的小三角形可以通過轉(zhuǎn)換到A區(qū)域?qū)?yīng)的小三角形內(nèi)進(jìn)行計(jì)算。以下以A區(qū)域進(jìn)行分析，如圖3-3所示。圖3-3 V ref在A區(qū)域的分析圖上圖的V0、V1、V2、V7、V8、V9是指電壓基本矢量，是指參考矢量Vref與坐標(biāo)軸的夾角。由于Vref所在的坐標(biāo)系與逆變器輸出電壓所在的ABC坐標(biāo)系不同，這里就需要用到坐標(biāo)系變換。由三相靜止坐標(biāo) ABC 到兩相靜止坐標(biāo)變

29、換，簡稱 Clark 變換：可以化成方程組的形式： (3-6)式子中V、V分別表示逆變器輸出的三相交流電壓Va、Vb、Vc變換到坐標(biāo)系中的兩相交流電壓，是Vref在坐標(biāo)、坐標(biāo)上的幅值分量，并且有參考矢量幅值。當(dāng)V ref處于A區(qū)域時(shí)，0°<<60°；當(dāng)V ref處于B區(qū)域時(shí)，60°<<120°；當(dāng)V ref處于C區(qū)域時(shí)，120°<<180°；當(dāng)V ref處于D區(qū)域時(shí)，180°<<240°；當(dāng)V ref處于E區(qū)域時(shí)，240°<<300°；

30、當(dāng)V ref處于F區(qū)域時(shí)，300°<<360°。控制系統(tǒng)中是利用V和V來判斷V ref所在的區(qū)域，所以需要做一些簡單地轉(zhuǎn)換。如果>0而且>0，那么Vref處于A區(qū)域。如果>0而且<0，那么Vref處于B區(qū)域。如果>0而且<0，那么Vref處于C區(qū)域。如果<0 而且<0，那么Vref處于D區(qū)域。如果<0 而且<0，那么Vref處于E區(qū)域。如果<0 而且>0，那么Vref處于F區(qū)域5。判斷完Vref所在的大區(qū)域，接下來就進(jìn)行判斷Vref處于哪個(gè)的小三角形內(nèi)了。判斷依據(jù)就有以下三條規(guī)則：(1)；（

31、2）；（3）。其中Vdc是指逆變器直流電源電壓。當(dāng)V、V符合規(guī)則（1）時(shí)，Vref處于小三角形A1內(nèi)；當(dāng)V、V不符合規(guī)則（1），但符合規(guī)則（2）時(shí)，Vref處于小三角形A2內(nèi)；當(dāng)V、V不符合規(guī)則（1），不符合規(guī)則（2），但符合規(guī)則（3）時(shí)，V ref處于小三角形A4內(nèi)；當(dāng)V、V均不符合規(guī)則（1）、規(guī)則（2）、規(guī)則（3）時(shí)，V ref處于小三角形A3內(nèi)。整理如表3-1 所示。表 3-1 小三角形區(qū)域與判斷規(guī)則的關(guān)系（注：表示不管符不符合）小三角形區(qū)域規(guī)則（1）規(guī)則（2）規(guī)則（3）A1符合A2不符合符合A3不符合不符合不符合A4不符合不符合符合（3） 確定合成Vref的三個(gè)基本矢量以及計(jì)算對應(yīng)的作

32、用時(shí)間看上圖3-3，以Vref處于A區(qū)域A3小三角形內(nèi)為例，Vref由V1、V2、V8合成，根據(jù)上一章節(jié)3.2提到的大中小矢量對應(yīng)的幅值再結(jié)合公式（3-5）就可以整理得出： (3-7)( 為Vref與軸的夾角，Vdc 為逆變器直流電源電壓，)令公式(3-7)中等號兩邊實(shí)部與虛部分別相等，整理得到以下結(jié)果: (3-8)Vref處于A區(qū)域A1三角形內(nèi)，Vref由V0、V1、V2合成，對應(yīng)的作用時(shí)間分別為t0、t1、t2。計(jì)算公式為： (3-9)Vref處于A區(qū)域A2三角形內(nèi)，Vref由V1、V7、V8合成，對應(yīng)的作用時(shí)間分別為t1、t7、t8。計(jì)算公式為： (3-10)Vref處于A區(qū)域A4三角形

33、內(nèi)，Vref由V2、V8、V9合成，對應(yīng)的作用時(shí)間分別為t2、t8、t9。計(jì)算公式為： (3-11)以上公式中的 m 均表示為調(diào)制比，。上面給出的關(guān)于矢量作用時(shí)間的計(jì)算公式均是以表示的，這樣在控制系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)起來不大方便，因此，需要尋找更方便的方法來計(jì)算矢量的作用時(shí)間。與判斷 Vref 所在區(qū)域一樣，使用V 、V來表示矢量作用時(shí)間是控制系統(tǒng)中比較常見的方法。下面我們嘗試一下：由歐拉公式可知， （3-12）所以 （3-13）同樣以Vref處于A區(qū)域A3小三角形內(nèi)為例，將公式（3-13）代入到公式（3-7），結(jié)合公式（3-12）并且使等號兩邊實(shí)部與虛部分別相等，整理得到： （3-14）其它小三角形區(qū)

34、域內(nèi)也樣用相同的方法計(jì)算，結(jié)果如下： (3-15) (3-16) (3-17)以上是A區(qū)域內(nèi)各個(gè)小三角形中的基本矢量作用時(shí)間的計(jì)算公式。如果當(dāng)參考矢量Vref處于其它五個(gè)區(qū)域的時(shí)候，需要做一些簡單的轉(zhuǎn)換。也就是把角轉(zhuǎn)換到A區(qū)域中，再根據(jù)Vref所在的小三角形區(qū)域按照對應(yīng)的公式（3-14）、（3-15）、（3-16）、（3-17）計(jì)算基本電壓矢量的作用時(shí)間6。3.4矢量分配及優(yōu)化在計(jì)算完基本矢量的作用時(shí)間之后，接下來就需要進(jìn)行矢量分配以及優(yōu)化了。在一個(gè)采樣周期內(nèi)，逆變器系統(tǒng)的開關(guān)管的開關(guān)動作越少，系統(tǒng)的開關(guān)損耗就越低，并且因?yàn)殚_關(guān)狀態(tài)切換而引起的偶次諧波也會變得越少。矢量分配的輸出次序是否合理，

35、直接關(guān)系到逆變系統(tǒng)輸出電能質(zhì)量的好壞。電壓矢量的輸出次序一般需要遵守以下原則：任意一次電壓矢量的變化只能有一個(gè)橋臂的開關(guān)動作，表現(xiàn)在二進(jìn)制矢量中只有一位變化。這是因?yàn)槿绻试S有兩個(gè)或三個(gè)橋臂同時(shí)動作，則在線電壓的半周期內(nèi)會出現(xiàn)發(fā)極性的電壓脈沖，產(chǎn)生反向轉(zhuǎn)矩，引起轉(zhuǎn)矩脈動和電磁噪聲7。本文采用的是最為常見的中心對稱七段式SVPWM電壓矢量作用次序的輸出方法。下面給出V ref處于A區(qū)域A1小三角形內(nèi)的電壓矢量次序圖，如圖3-4所示。從圖中可以看出，在一個(gè)采樣周期T S內(nèi)，當(dāng)開關(guān)狀態(tài)S a、S b、S c切換的時(shí)候，只需要改變其中一個(gè)開關(guān)狀態(tài)就可以了，并且輸出次序成中心對稱。這樣既遵守了上面提到了

36、輸出次序原則，又能降低逆變器運(yùn)行時(shí)的開關(guān)頻率和開關(guān)損耗，還能減少開關(guān)器件在切換狀態(tài)時(shí)所帶來的偶次諧波。圖 3-4 A 區(qū)域 A1 小三角形內(nèi)電壓矢量作用次序輸出次序?yàn)椋?22221211111211221222，t0、t2、t1是指由上面公式（3-15）求出參考矢量Vref處于A區(qū)域A1小三角形內(nèi)對應(yīng)電壓矢量的作用時(shí)間。由圖3-2空間電壓矢量分布圖可以知道，222和111表示的是同一個(gè)電壓矢量，在七段式輸出的一個(gè)采樣周期TS內(nèi)出現(xiàn)四次，所以出現(xiàn)一段的時(shí)間為t0/4。其它的也是同樣的道理。3.5 本章小結(jié)本章主要介紹了NPC三電平逆變器的空間電壓矢量及其傳統(tǒng)的空間電壓PWM控制算法，也介紹了矢量

37、分配及其優(yōu)化方法。簡述了區(qū)域判斷和矢量作用時(shí)間計(jì)算等方法，提出了矢量輸出次序的分配和優(yōu)化方案，這能直接降低逆變系統(tǒng)的能耗和提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及改善系統(tǒng)的輸出電能質(zhì)量。SVPWM的傳統(tǒng)算法主要總結(jié)為四個(gè)步驟：（1）首先進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的變換，再判斷參考矢量Vref所處的小三角形內(nèi)；（2）在步驟（1）的基礎(chǔ)上找出Vref的最近三矢量；（3）求得該最近三矢量的對應(yīng)作用時(shí)間；（4）確定電壓矢量的輸出次序以及對應(yīng)的作用時(shí)間。該算法還沒有加入中點(diǎn)電位控制策略，控制效果還不太理想，有關(guān)中點(diǎn)電位控制的研究在下一章節(jié)將會有詳細(xì)地介紹。攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 4 中點(diǎn)電位平衡控制研究4 中點(diǎn)

38、電位平衡控制研究4.1 引言 根據(jù)上一章節(jié)分析，采用了空間電壓矢量PWM方法控制的NPC三電平逆變器，由于沒有考慮因其自身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所帶來的不可避免的直流側(cè)分壓電容均壓問題，其控制效果是不理想的。中點(diǎn)電位平不平衡是嚴(yán)重地影響著NPC三電平逆變器系統(tǒng)是否穩(wěn)定運(yùn)行、輸出波形是否趨近正弦波和輸出電能質(zhì)量是否優(yōu)良，因此中點(diǎn)電位是在此類逆變器控制系統(tǒng)中不可忽視的。下面對于中點(diǎn)電位不平衡原因以及抑制中點(diǎn)電位波動分析。4.2 NPC 三電平逆變器中點(diǎn)電位不平衡原因由第3章節(jié)的第2小節(jié)分析和圖3-2的空間電壓矢量分布圖不難發(fā)現(xiàn)，從最外邊的大六邊形往中心點(diǎn)方向，每前進(jìn)一層，電壓矢量的冗余度就會增加1。例如，最外邊

39、的大六邊形的頂點(diǎn)（大矢量）和兩兩頂點(diǎn)間的中點(diǎn)（中矢量）的冗余度為1，也是就說，只有一個(gè)與之對應(yīng)的電壓矢量；再往里面則如內(nèi)層的小六邊形的頂點(diǎn)（小矢量）冗余度為2，因?yàn)橛袃蓚€(gè)與之對應(yīng)的電壓矢量；最里層的中心點(diǎn)（零矢量）冗余度為3，有三個(gè)與之對應(yīng)的電壓矢量。圖 4-1 NPC 三電平逆變器 A 相部分參照圖 4-1，以 A 相為例分析當(dāng)逆變器輸出不同開關(guān)狀態(tài)時(shí)的電流流經(jīng)途徑，以電流流向負(fù)載方向?yàn)檎＃?）輸出狀態(tài)為2狀態(tài)（P狀態(tài)）時(shí)，電流為正時(shí)的流經(jīng)途徑為：電容C1的正極開關(guān)管Sa1開關(guān)管Sa2A相負(fù)載，電流為負(fù)時(shí)的流經(jīng)途徑為：A相負(fù)載開關(guān)管Sa2開關(guān)管Sa1電容C1的正極；（2）輸出狀態(tài)為1狀態(tài)（

40、O狀態(tài)）時(shí)，電流為正時(shí)的流經(jīng)途徑為：電容C2的正極直流側(cè)電容中點(diǎn)O二極管D1開關(guān)管Sa2A相負(fù)載，電流為負(fù)時(shí)的流經(jīng)途徑為：A相負(fù)載開關(guān)管Sa3二極管D2直流側(cè)電容中點(diǎn)O；（3）輸出狀態(tài)為0狀態(tài)（N狀態(tài)）時(shí)，電流流為正時(shí)的流經(jīng)途徑為：電容C2的負(fù)極開關(guān)管Sa4開關(guān)管Sa3A相負(fù)載，電流流為負(fù)時(shí)的流經(jīng)途徑為：A相負(fù)載開關(guān)管Sa3開關(guān)管Sa4電容C2的負(fù)極。不難發(fā)現(xiàn)，輸出狀態(tài)為2狀態(tài)和0狀態(tài)時(shí)，電流沒有流經(jīng)直流側(cè)電容的中點(diǎn)O，因此不會對中點(diǎn)電位平衡造成影響。相反的，輸出狀態(tài)為1狀態(tài)時(shí)，電流由于流經(jīng)了直流側(cè)電容的中點(diǎn)O，所以造成直流側(cè)的分壓電容C1和C2的充放電不平衡，直接引起中點(diǎn)電位的波動。下面具體

41、分析中點(diǎn)電位不平衡原因。 (a)200 (b)111 (c)210 (d)100 (e)211圖 4-2 輸出狀態(tài)簡化電路和電流回路的五種情況圖4-2中假設(shè)io為中點(diǎn)電流，且以流向負(fù)載方向?yàn)檎?，ia、ib、ic分別為A相、B相、C相的電流。圖(a)200開關(guān)狀態(tài)（大矢量）的簡化電路和圖（b）111開關(guān)狀態(tài)（零矢量）的簡化電路所示，沒有中點(diǎn)電流流經(jīng)負(fù)載，所以中點(diǎn)電位io=0，此時(shí)直流側(cè)的電容C1和C2的電壓不會受到影響，處于平衡狀態(tài)。圖（c）210開關(guān)狀態(tài)（中矢量）的簡化電路所示，有中點(diǎn)電流流經(jīng)負(fù)載，且中點(diǎn)電流i o=i b。如果中點(diǎn)電流方向?yàn)檎娙軨1充電，電壓升高，電容C2放電，電壓降低，

42、造成中點(diǎn)電位為(V C2-V C1)/2降低；再有，如果中點(diǎn)電流方向?yàn)樨?fù)，電容C1放電，電壓降低，電容C2充電，電壓升高，造成中點(diǎn)電位為(V C2-V C1)/2升高。這里可以看出，中點(diǎn)電流的方向不同，對中點(diǎn)電位造成的影響也會不同，且方向相反，對中點(diǎn)電位造成的影響是相反的。圖（d）100開關(guān)狀態(tài)（小矢量）的簡化電路所示，io=ia；圖（e）所示211開關(guān)狀態(tài)（小矢量）的簡化電路所示，io=ib+ic，又因?yàn)閕a+ib+ic=0，所以io=-ia。不難發(fā)現(xiàn)，100和211這兩組開關(guān)狀態(tài)對中點(diǎn)電壓的影響是相反的。再回顧圖3-2空間電壓矢量分布圖可以得出，100和211是一對正負(fù)冗余小矢量。這就是N

43、PC三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡控制的一個(gè)突破口：調(diào)節(jié)正負(fù)冗余小矢量的作用時(shí)間來達(dá)到中點(diǎn)電位平衡的效果8-9。根據(jù)上文定義的開關(guān)狀態(tài)，中點(diǎn)電流io可以由下面公式得到10： (4-1)其中，abs( )為取絕對值函數(shù)。由公式（4-1）繪制下面表格：表 4-1 中小矢量開關(guān)狀態(tài)和對應(yīng)中點(diǎn)電流正小矢量開關(guān)狀態(tài)中點(diǎn)電流io負(fù)小矢量開關(guān)狀態(tài)中點(diǎn)電流io中矢量開關(guān)狀態(tài)中點(diǎn)電流io100ia211-ia210ib221ic110-ic120ia010ib121-ib021ic122ia011-ia012ib001ic112-ic102ia212ib101-ib201ic注： i a 、i b 、i c 可以通過

44、檢測三相負(fù)載電流得到。4.3 中點(diǎn)電位平衡控制假設(shè)直流側(cè)電容C1、C2分別對應(yīng)的電容電壓為VC1、VC2，則其電壓差Vdc為： (4-2)其中，Vdc的值是可以通過檢測中點(diǎn)電壓得到。再假設(shè)直流側(cè)電容C1、C2分別對應(yīng)的電容電荷為QC1、QC2，則中點(diǎn)電荷QO為： (4-3)其中，C為電容C1、C2的電容值。本文采用的是七段式空間電壓矢量PWM控制方法，中點(diǎn)電荷變化量Q為： (4-4)其中，i0、i1、i2、i3表示對應(yīng)電壓矢量開關(guān)狀態(tài)下的中點(diǎn)電流。由上一小節(jié)提到，調(diào)節(jié)正負(fù)冗余小矢量的作用時(shí)間來達(dá)到中點(diǎn)電位平衡的效果。如果中點(diǎn)電壓平衡了，則有： (4-5)加入調(diào)節(jié)因子f重新分配本文第3章第4小節(jié)

45、提到的矢量輸出次序，每一段的矢量作用時(shí)間為：。將重新分配的矢量作用時(shí)間代入公式（4-4），得到新的中點(diǎn)電荷變化量Q： (4-6)i0與i3對應(yīng)的矢量是一對正負(fù)冗余小矢量，根據(jù)上一小節(jié)的分析就有了i0=-i3，將其代入公式（4-6）整理得到： (4-7)由公式（4-3）和（4-7）聯(lián)立方程組求得： (4-8)以上公式中出現(xiàn)的f是指調(diào)節(jié)冗余小矢量的作用時(shí)間調(diào)節(jié)因子，為了不讓作用時(shí)間被調(diào)節(jié)成負(fù)數(shù)，因此，f必須在-1,1區(qū)間內(nèi)。如果f超出了這個(gè)區(qū)間，中點(diǎn)電位波動只能得到某種程度的改善，但是不能被控制。加入調(diào)節(jié)因子f后的七段式空間電壓矢量PWM控制的電壓矢量作用時(shí)間為：,這樣中點(diǎn)電位波動就能有了很好的控

46、制11-12。4.4 調(diào)節(jié)因子失效與修正調(diào)節(jié)因子f之所以會失效，是因?yàn)橛龅搅艘恍┱?fù)冗余小矢量的作用時(shí)間極其短的情況。如果再去調(diào)節(jié)這樣的一對冗余小矢量的作用時(shí)間的話，調(diào)節(jié)因子就會失效。如圖3-2的空間電壓矢量分布圖，在六大區(qū)域的小三角形X3(X=A,B,C,D,E,F)區(qū)域包含了兩對正負(fù)冗余小矢量，在這些區(qū)域內(nèi)正°負(fù)冗余小矢量的作用時(shí)間比其它區(qū)域短，也是調(diào)節(jié)因子失效的主要區(qū)域。這就需要將這些區(qū)域再分成兩部分，當(dāng)參考矢量Vref處于這兩部分區(qū)域時(shí)，再分別針對對應(yīng)一對正負(fù)冗余小矢量進(jìn)行調(diào)節(jié)。再次以A3區(qū)域?yàn)槔?dāng)判斷出Vref處于A3區(qū)域內(nèi)時(shí)，再根據(jù)值來對A3區(qū)域區(qū)分。假設(shè)當(dāng)0<3

47、0°，轉(zhuǎn)換成0<V/V/3時(shí)，Vref處于A3-1區(qū)域，此時(shí)針對100和211正負(fù)冗余小矢量作用時(shí)間進(jìn)行調(diào)節(jié)，輸出電壓矢量開關(guān)狀態(tài)次序?yàn)?11210110100110210211；當(dāng)30°<60°，轉(zhuǎn)換成/3<V/V時(shí)，Vref處于A3-2區(qū)域，此時(shí)針對221和110正負(fù)冗余小矢量作用時(shí)間進(jìn)行調(diào)節(jié)，輸出電壓矢量開關(guān)狀態(tài)狀態(tài)次序?yàn)?10210211221211210110。其它B3,C3,D3,E3,F3區(qū)域也是用同樣的方法來再次對區(qū)域進(jìn)行劃分，再調(diào)節(jié)對應(yīng)的正負(fù)冗余小矢量的作用時(shí)間。這樣就能保證每一對小矢量的作用時(shí)間足夠長，調(diào)節(jié)因子f就不會失效了。

48、4.5 本章小結(jié)這一章節(jié)分析了造成中點(diǎn)電位不平衡的原因是在電壓矢量的開關(guān)狀態(tài)下的中點(diǎn)電流不為零，并且介紹了控制中點(diǎn)電位平衡的方法以及提出對該方法失效時(shí)的修正策略。經(jīng)過改善的SVPWM控制方法，可以對中點(diǎn)電位起到很好的控制了。攀枝花學(xué)院本科畢業(yè)設(shè)計(jì)（論文） 5 實(shí)驗(yàn)仿真5 實(shí)驗(yàn)仿真5.1 引言本文的實(shí)驗(yàn)仿真平臺是MATLAB/Simulink，它向用戶提供一個(gè)動態(tài)系統(tǒng)的建模、仿真和綜合分析的集成環(huán)境。Simulink是一個(gè)非常簡單直觀的、結(jié)構(gòu)流程清晰和仿真精細(xì)的實(shí)驗(yàn)仿真平臺。5.2 模型的建立及其分析首先確定中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器的各項(xiàng)參數(shù)：（1）直流側(cè)電源電壓 V DC =200V； （2）基

49、波頻率為 50Hz，控制周期為1 * 10 - 4s；直流側(cè)電容 C1=C2=2200uF； （3）三相負(fù)載電阻均為 R=5 W ，電感 L=5 * 10 - 3H。用 Simulink 創(chuàng)建的中點(diǎn)鉗位型三電平逆變器主電路以及 SVPWM 控制電路的仿真模型如下圖 5-1 所以示。圖 5-1 NPC 三電平逆變器 SVPWM 控制模型由上圖可以看出，整個(gè)NPC三電平逆變器系統(tǒng)主要包含了：逆變電路和三相對稱Y型連接負(fù)載組成的主電路、獨(dú)立的直流電源、SVPWM控制電路以及部分檢測系統(tǒng)。檢測系統(tǒng)主要是為控制電路提供必要的電氣參數(shù)，控制電路是本文的要點(diǎn)，主要涉及了上文提到的參考矢量的區(qū)域判定和小三角形

50、區(qū)域判定、基本矢量的作用時(shí)間計(jì)算、基本矢量對應(yīng)開關(guān)狀態(tài)的輸出次序等等的內(nèi)容，如下圖5-2。圖 5-2 SVPWM 控制電路SVPWM 控制電路的輸入部分和算法部分如下圖， 圖 5-3 (a)輸入部分 圖 5-3 (b)算法部分輸入部分中的ua，ub，uc為控制電路的三相基波電壓，vd為直流側(cè)電容電壓差，ia，ib，ic為三電平逆變器輸出的三相電流，vd，ia，ib，ic均由檢測系統(tǒng)從主電路中檢測得到。算法部分是Simulink中的一個(gè)S函數(shù)，是對SVPWM算法的編程實(shí)現(xiàn)，在計(jì)算了矢量作用時(shí)間之后輸出三相電壓矢量的開關(guān)狀態(tài)在一個(gè)控制周期內(nèi)初次跳變的時(shí)間ta，tb，tc，為下面的PWM輸出做準(zhǔn)備。SVPWM 控制電路的 PWM 部分和輸出部分如下圖， 圖 5-4（a） PWM 部分 圖 5-4（b） 輸出部分PWM 部分中 S、N 分別表示六大區(qū)域的和對應(yīng)小三角形區(qū)域，上文提到的 ta，tb，tc 分別與三角載波比較產(chǎn)生 PWM 信號。輸出部分是根據(jù)參考矢量所在的小三角形區(qū)域和 PWM 信號產(chǎn)生對逆變器每個(gè)橋臂的開關(guān)管的控制信號，也是利用 S 函數(shù)實(shí)現(xiàn)的算法。5.3 仿真結(jié)