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1、C2000參賽項(xiàng)目報(bào)告(命題組)題 目: 基于TMS320F2808的音頻頻率數(shù)字掃頻儀 學(xué) 校: 云南大學(xué) 指導(dǎo)教師: 基于TMS320F2808的音頻頻率數(shù)字掃頻儀摘 要:本數(shù)字掃頻儀采用TMS320F2808DSP芯片作為核心器件,實(shí)現(xiàn)了命題中的全部技術(shù)指標(biāo)。本設(shè)計(jì)在不使用DAC與DDS芯片的情況下,根據(jù)DDS芯片的原理利用F2808芯片在軟件上實(shí)現(xiàn)了DDS的功能,產(chǎn)生了步進(jìn)小于1.5Hz的掃頻信號(hào)。帶阻網(wǎng)絡(luò)采用Sallen-Key有源濾波器結(jié)構(gòu),使陷波中心頻率的衰減大于10dB(以10KHz為基準(zhǔn))。為了充分發(fā)揮F2808的軟件資源,本設(shè)計(jì)未使用硬件峰值檢波電路而是直接對(duì)帶阻網(wǎng)絡(luò)輸出信
2、號(hào)進(jìn)行高速采樣,實(shí)現(xiàn)了對(duì)幅頻特性的精確測(cè)量。在顯示模塊中,按照約定的協(xié)議令F2808的SCI和PC進(jìn)行通信,在PC端利用Labview軟件開發(fā)了友好的顯示界面,可方便對(duì)被測(cè)帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性信息進(jìn)行處理、顯示、存儲(chǔ)和波形的打印輸出。系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果表明本設(shè)計(jì)方案是可行的、精確的。此外,本論文詳述了均衡算法,計(jì)算出了算法中的關(guān)鍵參數(shù)并對(duì)算法的實(shí)時(shí)運(yùn)算量進(jìn)行了分析。關(guān)鍵詞:音頻頻率 數(shù)字掃頻儀 DSP 均衡算法 實(shí)時(shí)處理Digital tester for audio frequency response characteristic based on TMS320F2808Huangjingchan
3、g,Mushujuan,zhaojinli(School of Information Science and Engineering,Yunnan University)Abstract:A simple digital frequency response characteristic tester is developed with TMS320F2808 DSP chip in our design, we have realized all of technical specifications. Without using DAC and DDS chip, we have ach
4、ieved the function of DDS by means of F2808s software resources. According to the principle of DDS, we get the audio frequency signal whose increment is less than 1.5Hz. Sallen-key structure is adopted as band-stop network, it makes frequency response characteristic attenuates greater than 10d- B(wi
5、th 10KHZ as the standard) at notch center frequency. In order to reduce cost and not to use hardware peak amplitude detector circuit, we sample the output signal of bandstop structure in a high speed sampling rate, and finally get the amplitude-frequency characteristics accurately. In display module
6、, F2808 communicates with PC in centain protocol , and at the PC-side Labview is used to develop a friendly interface, which is convenient to process and save data, display graph, as well as print out amplitude-frequency graph of band-stop network. Systems test shows that our design is feasible and
7、accurate. Besides, the paper details equalization-algorithm, calculates key parameters of the algorithm, do a real-time computation analysis and make a equalizer based on this algorithm.Key words:Digital response characteristic tester, audio frequency, DSP, equalization algorithm,real-time processin
8、g目 錄1.引言12.掃頻系統(tǒng)指標(biāo)13.掃頻系統(tǒng)方案13.1掃頻儀原理13.2掃頻信號(hào)的產(chǎn)生23.2本系統(tǒng)介紹33.3掃頻儀算法及數(shù)據(jù)處理34.掃頻系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)54.1低通濾波電路64.2 DSP最小系統(tǒng)64.3通訊模塊74.4電源管理模塊75.掃頻系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)85.1軟件總體框圖85.2初始化模塊85.3中斷模塊95.4掃頻信號(hào)的產(chǎn)生模塊95.5 幅頻特性測(cè)試模塊105.6 SCI通信模塊106.均衡系統(tǒng)算法設(shè)計(jì)126.1均衡算法設(shè)計(jì)126.2均衡算法運(yùn)算量分析157.系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)計(jì)與創(chuàng)新178.評(píng)測(cè)與結(jié)論188.1評(píng)測(cè)188.2結(jié)論209.參考文獻(xiàn)2110.附錄2110.1實(shí)物照片2110.
9、2掃頻儀顯示界面2310.3現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試圖片231. 引言頻率特性是一個(gè)網(wǎng)絡(luò)性能最直觀的反映。掃頻儀也稱頻率特性測(cè)試儀,用于測(cè)量網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性,它可根據(jù)頻率特性的測(cè)量原理進(jìn)行設(shè)計(jì)制作,是一種快速、簡(jiǎn)便、實(shí)時(shí)、動(dòng)態(tài)、多參數(shù)、直觀的測(cè)量?jī)x器,可廣泛應(yīng)用于電子工程等領(lǐng)域。由于模擬式掃頻儀價(jià)格昂貴,不能對(duì)測(cè)得的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,更不能打印網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)曲線,給使用帶來(lái)諸多不便。為此,設(shè)計(jì)數(shù)字式掃頻儀極具現(xiàn)實(shí)意義。TI公司的DSP以其運(yùn)行速度快,運(yùn)算精度高,動(dòng)態(tài)范圍寬等諸多特點(diǎn)風(fēng)靡于世,受到廣大電子工程師的青睞,成為了電子設(shè)備中首選的核心器件。本團(tuán)隊(duì)的設(shè)計(jì)基于TMS320F2808DSP平臺(tái),完成了掃
10、頻儀的設(shè)計(jì)、制作及測(cè)試。2. 掃頻系統(tǒng)指標(biāo)本設(shè)計(jì)完成了題目中提出的所有要求,并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了擴(kuò)展。本設(shè)計(jì)不僅實(shí)現(xiàn)了掃頻信號(hào)的產(chǎn)生、帶阻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)、幅頻特性的測(cè)試和顯示,還可以存儲(chǔ)測(cè)試數(shù)據(jù)、打印幅頻特性曲線。現(xiàn)將題目的要求指標(biāo)和本設(shè)計(jì)所達(dá)到的各項(xiàng)指標(biāo)在表1中進(jìn)行比較。表 1 各項(xiàng)指標(biāo)對(duì)照表基本點(diǎn)要求要求指標(biāo)本設(shè)計(jì)達(dá)到指標(biāo)掃頻信號(hào)源掃頻信號(hào)范圍2020KHz1920.86KHz掃頻步進(jìn)10Hz1.5Hz輸出信號(hào)幅度03V0.85V輸出電阻600W600W帶阻網(wǎng)絡(luò)最大衰減10dB18dB幅頻特性測(cè)試輸入電阻600W600W幅頻特性誤差3.51%幅頻特性顯示顯示方式PC或示波器顯示PC顯示注:1、表
11、1中的幅頻特性誤差是以國(guó)泰電子數(shù)字掃頻儀SA1005A的測(cè)量結(jié)果為基準(zhǔn)的;2、 本設(shè)計(jì)采用TMS320F2808作為處理器,采用OPA2354作為運(yùn)算放大器,采用TPS73hd318作為電源管理芯片,未使用外部ADC、DAC及DDS芯片,使用的器件均符合器件要求。3. 掃頻系統(tǒng)方案3.1掃頻儀原理現(xiàn)在較常用的數(shù)字掃頻儀的設(shè)計(jì)方主要有以下兩種方案。方案一:設(shè)計(jì)一個(gè)信號(hào)發(fā)生器,產(chǎn)生幅度恒定的掃頻信號(hào),并把產(chǎn)生的正弦信號(hào)作為激勵(lì)加到被測(cè)網(wǎng)絡(luò)上,然后在網(wǎng)絡(luò)輸出端測(cè)出不同頻率下的信號(hào)幅值,將所測(cè)得的幅值與信號(hào)源的幅值相除,便得到了幅頻特性。該方法是手工方法的數(shù)字化,其要點(diǎn)是需產(chǎn)生掃頻信號(hào),并測(cè)得帶阻網(wǎng)絡(luò)
12、輸出端不同頻率下信號(hào)的幅值。方案二:與方案一類似,但是不直接測(cè)出不同頻率下信號(hào)的幅值,而是分別對(duì)帶阻網(wǎng)絡(luò)的輸入、輸出信號(hào)做FFT變換接著將對(duì)應(yīng)頻率成分處的幅值相除。該方案的要點(diǎn)是對(duì)輸入、輸出信號(hào)做精確的FFT變換。方案一簡(jiǎn)單直觀,物理概念清晰,性能穩(wěn)定,而方案二的計(jì)算量較大,故本設(shè)計(jì)采用方案一。3.2掃頻信號(hào)的產(chǎn)生方案一:直接頻率合成。它是最早的頻率方法,是使基準(zhǔn)信號(hào)通過(guò)脈沖形成電路來(lái)產(chǎn)生具有豐富諧波的窄脈沖,隨后通過(guò)混頻、分頻、倍頻、濾波等步驟,進(jìn)行頻率變換與組合,以產(chǎn)生我們需要的大量離散頻率。直接頻率合成能實(shí)現(xiàn)快速頻率變換、幾乎任意高的頻率分辨率、低相位噪聲以及所有方法中最高的工作頻率。但
13、是直接頻率合成技術(shù)需要較多的硬件設(shè)備,不僅增大了頻率合成器的體積和重量,而且輸出的諧波、噪聲及寄生頻率都難以抑制。這種方法已不再多用。也不適合測(cè)試儀器集成化、數(shù)字化,小型化、低功耗的發(fā)展趨勢(shì),因此本系統(tǒng)不采用這種方法。方案二:鎖相環(huán)路合成。鎖相頻率合成是應(yīng)用鎖相環(huán)路(PLL)的頻率合成方法,常稱為間接頻率合成,主要由鎖相環(huán)路和壓控振蕩器組成。壓控振蕩器的輸出信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的諧波在鑒相器里進(jìn)行相位比較,當(dāng)振蕩頻率調(diào)整到接近于基準(zhǔn)信號(hào)的某次諧波頻率時(shí),環(huán)路就能自動(dòng)地把振蕩頻率鎖到這個(gè)諧波頻率上。這種頻率合成器的最大優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單,指標(biāo)也可以做得較高。但是,由于它是利用基準(zhǔn)信號(hào)的諧波頻率作為參考頻率,故
14、要求壓控振蕩器的精度必須在0.5內(nèi),如超出這個(gè)范圍就會(huì)錯(cuò)誤鎖定在鄰近的諧波上,因而造成選擇頻道困難。且對(duì)調(diào)諧機(jī)構(gòu)性能要求較高,并且倍頻次數(shù)越多,分辨力就越差,因此,這種方法提供的頻道數(shù)是有限的。這與本系統(tǒng)要求的掃頻信號(hào)源的指標(biāo)相去甚遠(yuǎn)。因此,也不能采用這種方案來(lái)實(shí)現(xiàn)。方案三:數(shù)字鎖相法。數(shù)字式頻率合成器是鎖存式頻率合成器的一種特例,其區(qū)別在于鎖相環(huán)路中插入一個(gè)可變分頻器。這種頻率合成器采用了數(shù)字控制的部件,壓控振蕩器的輸出信號(hào)在與基準(zhǔn)信號(hào)進(jìn)行相位比較之前先進(jìn)行N次分頻,壓控振蕩器的輸出頻率由分頻比N來(lái)決定,當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),壓控振蕩器的輸出頻率與基準(zhǔn)頻率的關(guān)系是,從這個(gè)關(guān)系式看出,數(shù)字式頻率合成器
15、是一種數(shù)字控制的鎖相壓控振蕩器,其輸出頻率是基準(zhǔn)頻率的整數(shù)倍,通過(guò)控制邏輯來(lái)改變分頻比N,壓控振蕩器的輸出頻率將被控制在不同的頻道上。但是該方法的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間較長(zhǎng),并且很難達(dá)到較小的頻率間隔,所以本系統(tǒng)也不準(zhǔn)備采用這種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)掃頻信號(hào)源。方案四:直接數(shù)字頻率合成。直接數(shù)字頻率合成技術(shù)即DDS(Direct Digital Frequency Synthesizer),是近年來(lái)隨著數(shù)字集成電路和微電子技術(shù)的發(fā)展而迅速發(fā)展起來(lái)的第三代頻率合成技術(shù)。它的基本原理就是將波形數(shù)據(jù)先存儲(chǔ),然后在頻率數(shù)據(jù)和基準(zhǔn)脈沖的作用下通過(guò)相位累加器從存儲(chǔ)器中讀出波形數(shù)據(jù),經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換后再濾波輸出。DDS技術(shù)具有頻率轉(zhuǎn)換
16、時(shí)間短、頻率穩(wěn)定度高、相位噪聲低、相位分辨率高、輸出相位連續(xù)、易于集成、具有任意波形的輸出能力及數(shù)字調(diào)制功能等突出優(yōu)點(diǎn)。而且具有體積小,功耗低的特點(diǎn),能夠很好的適應(yīng)本系統(tǒng)的要求,因此采用DDS技術(shù)對(duì)信號(hào)源電路進(jìn)行設(shè)計(jì)是一種較為合適的方法。在本題目中雖然不允許使用DDS芯片,但是可以根據(jù)DDS的原理,利用F2808的軟件資源在軟件上實(shí)現(xiàn)DDS的功能。3.2本系統(tǒng)介紹由于不得使用外部DAC和DDS芯片且TMS320F2808不具有DA功能,本設(shè)計(jì)先利用2808內(nèi)部的PWM發(fā)生器和信號(hào)調(diào)理1電路(低通濾波電路)模擬了DAC芯片的功能,進(jìn)而利用該模擬DA和2808的軟件資源設(shè)計(jì)了簡(jiǎn)易的DDS發(fā)生器,實(shí)
17、現(xiàn)了幅度恒定的掃頻信號(hào)的產(chǎn)生。帶阻網(wǎng)絡(luò)采用Sallen-Key結(jié)構(gòu),陷波中心頻率為1080Hz ,Q值為1.613,最大衰減為18db(參考10kHz)。信號(hào)調(diào)理2電路由低通濾波電路組成,它可實(shí)現(xiàn)抗混疊的作用。因?yàn)閽哳l信號(hào)的幅度是恒定的,所以當(dāng)DSP測(cè)得信號(hào)調(diào)理2電路的輸出信號(hào)的幅度后,即可獲得帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性。DSP按照約定的協(xié)議令SCI單元與PC通信,將幅頻特性的測(cè)試結(jié)果發(fā)送給PC,PC則利用Labview實(shí)現(xiàn)了幅頻特性信息的處理、顯示、保存、打印輸出。本設(shè)計(jì)是以設(shè)計(jì)盡量簡(jiǎn)單,測(cè)量精度盡量高為目標(biāo),在盡量發(fā)揮DSP軟件資源的驅(qū)動(dòng)下完成的,總體框圖如圖3.1所示。圖3.1 總體框圖3.3掃
18、頻儀算法及數(shù)據(jù)處理(1)直接數(shù)字頻率合成(DDS)技術(shù)圖3.2 DDS基本原理圖3.2是DDS的基本原理圖,相位累加器由N位加法器與N位累加寄存器級(jí)聯(lián)構(gòu)成。每來(lái)一個(gè)時(shí)鐘脈沖fs,加法器將頻率控制字k與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加。累加寄存器將加法器在上一個(gè)時(shí)鐘脈沖作用后所產(chǎn)生的新相位數(shù)據(jù)反饋到加法器的輸入端,以使加法器在下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的作用下繼續(xù)與頻率控制字k相加。這樣,相位累加器在時(shí)鐘作用下,不斷對(duì)頻率控制字進(jìn)行線性相位累加。由此可以看出,相位累加器在每一個(gè)時(shí)鐘脈沖輸入時(shí),把頻率控制字累加一次,相位累加器輸出的數(shù)據(jù)就是合成信號(hào)的相位,相位累加器的溢出頻率就是DDS輸出的信號(hào)頻率。波形存儲(chǔ)
19、表存儲(chǔ)了一個(gè)完整周期的正弦波的數(shù)字幅度信息,每個(gè)查找表的地址對(duì)應(yīng)正弦波中范圍內(nèi)的一個(gè)相位點(diǎn)。用相位累加器輸出的數(shù)據(jù)作為波形存儲(chǔ)器(ROM)的相位取樣地址,這樣就可把存儲(chǔ)在波形存儲(chǔ)器內(nèi)的波形抽樣值(二進(jìn)制編碼)經(jīng)查找表查出,完成相位到幅值的轉(zhuǎn)換。波形存儲(chǔ)器的輸出送到D/A轉(zhuǎn)換器,D/A轉(zhuǎn)換器將數(shù)字量形式的波形幅值轉(zhuǎn)換成模擬量形式的信號(hào)。在頻率的設(shè)置與電路的調(diào)節(jié)中, K被稱為頻率控制字,也叫相位增量。即每個(gè)K值就對(duì)應(yīng)一個(gè)正弦波的頻率。在DDS中輸出信號(hào)的頻率為 (31)其中,為輸出信號(hào)的頻率,為時(shí)鐘頻率,N為相位累加器的字長(zhǎng)。當(dāng)K=1時(shí),得到DDS輸出信號(hào)的最小頻率(頻率分辨率) (32)DDS輸
20、出信號(hào)的最大頻率取決于N和Nyquist采樣定理,其為 (33)由此可知,K的最大值為2N-1。因此只要N足夠大,DDS可以得到很細(xì)的頻率間隔。因此,若要改變輸出信號(hào)的頻率只要改變頻率控制字K即可。 各模塊的作用如下:a) 累加器:累加器是由一個(gè)寄存器和一個(gè)加法器級(jí)聯(lián)構(gòu)成的,每來(lái)一個(gè)時(shí)鐘脈沖,加法器就將頻率控制字K與寄存器輸出的累加相位值相加,得到的值就作為查詢正弦表的地址,每經(jīng)過(guò)2N/K個(gè)時(shí)鐘周期后,就遍歷了一次正弦表,也就是輸出了一個(gè)周期的正弦波,輸出的正弦波的頻率為=*K/。b) 波形存儲(chǔ)器:波形存儲(chǔ)器存儲(chǔ)了一個(gè)完整周期的正弦波的離散幅值,在DSP的ROM中固化了一個(gè)512點(diǎn)的正弦表。雖
21、然我們的N值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于512,但是在N很大時(shí)相鄰采樣點(diǎn)的幅值相差不大,因此為了節(jié)省存儲(chǔ)空間,我們就利用ROM中固化的正弦表作為波形存儲(chǔ)器,當(dāng)查詢正弦表的地址在ROM中不存在時(shí),我們就取ROM中與該地址最近的一個(gè)存儲(chǔ)幅值作為輸出。c) D/A轉(zhuǎn)換器:D/A轉(zhuǎn)換器就是實(shí)現(xiàn)數(shù)模轉(zhuǎn)換的過(guò)程,在實(shí)驗(yàn)中是用PWM波發(fā)生器來(lái)實(shí)現(xiàn)的,每一個(gè)查表輸出后的幅值對(duì)應(yīng)一個(gè)周期相同但是占空比不同的PWM波。d) 低通濾波器(LPF):通過(guò)對(duì)D/A輸出的階梯波進(jìn)行頻譜分析,發(fā)現(xiàn)輸出頻率除外,還有分布在、2兩邊處的非諧波分量,其幅值包絡(luò)為辛格函數(shù)。因此,為了取出,必須在D/A轉(zhuǎn)換器的輸出端接截止頻率為/2的低通濾波器。本軟件
22、DDS的低通濾波器由信號(hào)調(diào)理1電路來(lái)完成。本作品構(gòu)建的軟件DDS框圖如下所示:圖3.3 軟件DDS框圖4. 掃頻系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)系統(tǒng)硬件部分由以下四部分組成:DSP最小系統(tǒng)、低通濾波電路、帶阻網(wǎng)絡(luò)電路、抗混疊濾波電路、通訊模塊和電源管理模塊,下面分別介紹。4.1低通濾波電路 圖4.1 低通濾波電路(信號(hào)調(diào)理1) 如圖4.1所示,低通濾波器采用Sallen-Key有源低通濾波器結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)的濾波器有性能穩(wěn)定,增益容易調(diào)節(jié),輸入阻抗高,輸出阻抗低的特點(diǎn)。為了保證在帶阻網(wǎng)絡(luò)的輸入端獲得2020KHz的正弦信號(hào),本低通濾波器的3dB截止頻率設(shè)為23KHz。有源低通濾波電路的運(yùn)算放大器采用TI的OPA235
23、4,其采用單雙電源供電,電源電壓范圍為2.55.5V,帶寬為250M,可適用于各種高性能的有源濾波器。信號(hào)調(diào)理2中的抗混疊濾波器亦是采用Sallen-Key結(jié)構(gòu),不同的是其3dB截止頻率設(shè)為500KHz(采樣率的一半)。4.2 DSP最小系統(tǒng) 本最小系統(tǒng)主要包括TMS320F2808、時(shí)鐘電路、復(fù)位電路、JTAG口等。信號(hào)處理模塊以DSP芯片TMS320F2808為核心。TMS320F2808含有豐富的片上外設(shè)資源,如ADC、PIE、看門狗、SCI、SPI等。本系統(tǒng)未使用F2808片上看門狗和SPI模塊,而只使用了其片上ePWM、ADC、PIE、GPIO及SCI等模塊,無(wú)需外擴(kuò)ROM。系統(tǒng)中,
24、F2808協(xié)調(diào)著整個(gè)系統(tǒng)各模塊的有序工作及承擔(dān)著信號(hào)處理的任務(wù)。F2808的另一個(gè)特點(diǎn)就是有16路12 位的ADC,及6路高精度的PWM (HRPWM),此ePWM可用于模擬高精度的D/A,此特點(diǎn)是完成本設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。最小系統(tǒng)時(shí)鐘電路如圖4.2所示。圖4.2 時(shí)鐘發(fā)生電路復(fù)位電路采用簡(jiǎn)單的電源上電復(fù)位電路。JTAG口方便程序的調(diào)試和燒寫。4.3通訊模塊通訊模塊接至F2808的SCI單元,通過(guò)9芯標(biāo)準(zhǔn)RS-232口與其它系統(tǒng)進(jìn)行串行通訊。選用F2808片上SCIA作為串行通訊口,選用MAX3232作為串口通訊信號(hào)電平轉(zhuǎn)換模塊的主要器件,其波特率最高可達(dá)250Kbit/s。串行通訊部分硬件連接圖如圖
25、4.3所示。圖 4.3 通訊部分硬件連接圖4.4電源管理模塊本描頻儀根據(jù)題目建議采用單電源供電,為了突出便攜式設(shè)備的特點(diǎn),采用了USB接口為系統(tǒng)提供+5V的電源。電源的管理主要由芯片TPS73HD318完成,其有兩個(gè)電壓調(diào)節(jié)閥,分別輸出3.3V和1.8V的電壓,這正好為F2808的內(nèi)核和外核供電。TPS70302與TPS73HD318功能類似,只不過(guò)它的兩個(gè)電壓調(diào)節(jié)閥的輸出電壓是可在1.225.5V之間調(diào)節(jié)的,因?yàn)門PS70302的外圍電路較為復(fù)雜,且本系統(tǒng)只需3.3V和1.8V兩個(gè)固定電壓,故采用TPS73HD318來(lái)管理電源。系統(tǒng)供電電路總體框圖如圖4.4所示。圖4.4 系統(tǒng)總體供電框圖5
26、. 掃頻系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)5.1軟件總體框圖 系統(tǒng)軟件采用的模塊化設(shè)計(jì)方案,將完成特定功能的每個(gè)模塊各寫成一個(gè)子程序,由主程序統(tǒng)一調(diào)用。系統(tǒng)軟件包含的主要模塊有:初始化模塊,主程序監(jiān)控模塊、中斷模塊。其中,主程序監(jiān)控模塊包括:掃頻信號(hào)產(chǎn)生模塊、幅頻特性測(cè)試模塊、SCI通信模塊。中斷模塊又包括ePWM中斷、ADC中斷。軟件的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如下圖所示。 圖5.1 軟件總體框圖5.2初始化模塊 初始化模塊主要是進(jìn)行2808芯片、全局變量的初始化操作。主要包括ePWM、SCI、ADC、GPIO、PIE等各個(gè)模塊的初始化。在該系統(tǒng)中將2808的CPU時(shí)鐘頻率配置成為100MHz,禁止看門狗模塊,并且配置外設(shè)高速
27、時(shí)鐘為系統(tǒng)時(shí)鐘的2分頻,外設(shè)低速時(shí)鐘為系統(tǒng)時(shí)鐘的4分頻,開啟ePWM、SCI、ADC時(shí)鐘。在ePWM模塊的初始化時(shí)令該模塊的時(shí)鐘頻率與系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率相等,配置周期寄存器和時(shí)基計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)形式(可逆計(jì)數(shù))、將時(shí)基計(jì)數(shù)寄存器TBCTR清零(啟動(dòng)計(jì)數(shù)),并啟用指定引腳上的內(nèi)部上拉電阻,將GPIO0配置為ePWM的輸出引腳,關(guān)閉其他不用的引腳。SCI的初始化也就是引腳的初始化,配置復(fù)用寄存器GPAMUX2,將GPIO29、GPIO28分別配置為SCI-A的發(fā)送和接收引腳。在ADC的初始化時(shí)應(yīng)注意ADC的上電次序,當(dāng)ref和bandgap電路上電5ms后為主模塊上電,當(dāng)主模塊上電20us后再配置與ADC
28、相關(guān)的寄存器,此類寄存器的配置主要涉及采樣頻率、通道選取、通道個(gè)數(shù)等。GPIO的初始化包括InitePWMGpio,IniteADCGpio和InitSCIGpio。PIE初始化時(shí)首先要清除12組外設(shè)中斷寄存器和外設(shè)中斷標(biāo)志寄存器,接著初始化中斷向量表并使能PIE中斷。5.3中斷模塊 中斷模塊只含有ePWM中斷、ADC中斷和SCI中斷。在ePWM中斷中,每次進(jìn)入該中斷就改變一次PWM波的脈寬并清除中斷標(biāo)志位。ADC中斷與SCI中斷均采用讀中斷標(biāo)志位來(lái)處理,在幅頻特性測(cè)試時(shí),程序讀取ADC中斷標(biāo)志位,取結(jié)果寄存器中的值并且與上次的采樣值比較,保存較大的一個(gè),當(dāng)完成整個(gè)周期波形的采樣后,查詢SCI
29、中斷標(biāo)志位,在SCI中斷標(biāo)志位被置位時(shí)發(fā)送此時(shí)的頻率及最大的采樣值。一般應(yīng)用中,如果任務(wù)比較簡(jiǎn)單,且對(duì)將要發(fā)生的事件可預(yù)見,則要求盡量少用中斷模式。5.4掃頻信號(hào)的產(chǎn)生模塊由3.6章闡述的DDS原理可知,DDS主要包括四個(gè)部分:相位累加器、波形存儲(chǔ)器、D/A轉(zhuǎn)換器及低通濾波器。相位累加器可以由一條加法語(yǔ)句來(lái)實(shí)現(xiàn),波形存儲(chǔ)器可采用ROM中固化的正弦表,低通濾波電路用信號(hào)調(diào)理1實(shí)現(xiàn)。因此,為了產(chǎn)生掃頻信號(hào),我們只需模擬一個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器即可。由DAC的構(gòu)造原理可知,脈寬改變的PWM波與低通濾波器級(jí)聯(lián)可模擬DAC的功能。所以,掃頻信號(hào)產(chǎn)生的關(guān)鍵就在于將查表所得的值映射成脈寬可變的PWM波。為了產(chǎn)生脈寬
30、可變的PWM波,我們用到ePWM模塊中的時(shí)基(TB)子模塊、計(jì)數(shù)器比較器(CC)子模塊、動(dòng)作限定(AQ)子模塊。當(dāng)TB Counter(時(shí)基計(jì)數(shù)器)的值等于CMPA(比較寄存器)的值時(shí),若程序處于遞增計(jì)數(shù)模式,則強(qiáng)制ePWM1A輸出低電平。若程序處于遞減計(jì)數(shù)模式,則強(qiáng)制ePWM1A輸出高電平。這樣高低電平交替出現(xiàn),只要根據(jù)查表所得的值改變CMPA,就可得到周期固定但是占空比不同的PWM波。在硬件DDS中,當(dāng)遍歷一次正弦表時(shí)就輸出一個(gè)完整周期的正弦波,同理,在本軟件DDS中,令PWM波的脈寬隨遍歷一次正弦表所得的值而改變后再經(jīng)過(guò)低通濾波器,亦可得到一完整周期的正弦波。若進(jìn)入低通濾波器的PWM波的
31、個(gè)數(shù)(該個(gè)數(shù)為,K為頻率控制字)改變,則最終得到的正統(tǒng)波的頻率隨之改變。圖5.2 可逆計(jì)數(shù)模式下PWM波脈寬改變?cè)韴DCMPA寄存器的值是在中斷的過(guò)程中改變的,即PWM波的脈沖寬度的改變是在中斷內(nèi)完成的,該中斷子程序中有兩個(gè)參數(shù)A和J,其中A控制頻率的大小,從20Hz變化到20KHz,J控制各種頻率(比如20Hz)的正弦波中所含有的PWM波的個(gè)數(shù)。因此,本中斷是個(gè)二重循環(huán)的服務(wù)程序,具體程序流程圖如下所示。圖5.3 PWM波脈寬改變流程圖5.5 幅頻特性測(cè)試模塊本作品產(chǎn)生的掃頻信號(hào)的幅度是恒定的,因此為了測(cè)得帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線,我們只需測(cè)出帶阻輸出端各種頻率信號(hào)的幅值。在各種頻率信號(hào)的測(cè)試
32、中,本作品利用前后臺(tái)編程的思想:后臺(tái)(即中斷程序)產(chǎn)生掃頻信號(hào),并通過(guò)置位全局變量的方式通知前臺(tái)程序(即主程序)當(dāng)前帶阻網(wǎng)絡(luò)輸出端的頻率,主程序在得到該通知后先保存頻率值,接著啟動(dòng)AD采樣,最后將頻率值與采樣所得的幅值一起發(fā)送給下位機(jī)。為了充分利用DSP的軟件資源,降低硬件成本,我們不采用峰值檢波電路,而是利用較高的采樣率通過(guò)多次采樣求最大值來(lái)測(cè)量帶阻網(wǎng)絡(luò)輸出端各種頻率下信號(hào)的峰值。在幅頻特性測(cè)試模塊采樣率設(shè)置為1MHz,采用級(jí)聯(lián)方式進(jìn)行連續(xù)采樣,轉(zhuǎn)換通道設(shè)為ADCINA0,用軟件觸發(fā)的方式啟動(dòng)AD轉(zhuǎn)換。5.6 SCI通信模塊 SCI通信模塊由上位機(jī)通信程序和下位機(jī)通信程序組成,下面分別介紹。
33、(1)上位機(jī)通信程序設(shè)計(jì)在上位機(jī)軟件設(shè)計(jì)中,采用Labview實(shí)現(xiàn)DSP與PC的SCI通信??紤]到軟件的實(shí)用性和開 放性 ,采用VISA(Virtual Instrument Software Architecture)接口模塊進(jìn)行編程。VISA 是應(yīng)用于儀器編程的標(biāo)準(zhǔn) I/O 應(yīng)用程序接口,是工業(yè)界通用的儀器驅(qū)動(dòng)器標(biāo)準(zhǔn)應(yīng)用程序接口(API),采用面向?qū)ο缶幊蹋哂泻芎玫募嫒菪?、擴(kuò)展性和獨(dú)立性。當(dāng)外部設(shè)備變更時(shí),只需要更換幾個(gè)程序模塊即可,方便,高效。其軟件設(shè)計(jì)流程圖如圖5.4所示。 圖5.4 上位機(jī)軟件流程圖 圖5.5 下位機(jī)軟件流程圖 現(xiàn)在流行的高級(jí)數(shù)字儀器都有數(shù)據(jù)存儲(chǔ)、波形打印的功能,能
34、不能在上位機(jī)中構(gòu)建此類功能呢?Labview的開發(fā)環(huán)境同Windows是一致的,在它的File菜單下提供Print Window功能,可把前面版上的所有對(duì)象都打印出來(lái)。既然Labview已提供了打印窗口的功能,我們只需把要輸出打印的對(duì)象單獨(dú)放到一個(gè)窗口中,然后打印此窗口,不就把對(duì)象單獨(dú)打印出來(lái)了嗎?基于這種思想,我們可以設(shè)計(jì)一個(gè)子程序,子程序的前面版中只有一個(gè)對(duì)象,那就是要輸出打印的波形顯示對(duì)象。在主程序中把數(shù)據(jù)傳送給子程序中的對(duì)象,讓子程序在運(yùn)行完畢后自動(dòng)打印窗口,這樣就通過(guò)編程控制了對(duì)象的打印輸出。數(shù)據(jù)存儲(chǔ)功能則相對(duì)簡(jiǎn)單,在Labview中有文件I/O功能,因此,只需通過(guò)將需要存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)(
35、2)下位機(jī)通信程序設(shè)計(jì)下位機(jī)通信程序設(shè)計(jì)流程如圖5.5所示。在實(shí)驗(yàn)中由上位機(jī)發(fā)送一個(gè)控制命令觸發(fā)DSP運(yùn)行,當(dāng)DSP接收到命令時(shí)就啟動(dòng)ePWM模塊和A/D轉(zhuǎn)換模塊。在SCI初始化時(shí)將串口通信的幀格式配置為:8位數(shù)據(jù)位,1位停止位,無(wú)奇偶校驗(yàn)位,波特率為9600。在異步通信的方式下,通信雙方無(wú)同步時(shí)鐘,為了提高數(shù)據(jù)通信的準(zhǔn)確率,信息的傳送以 1個(gè)字符數(shù)據(jù)為單位,開頭與結(jié)尾均有特別的位碼供接收方識(shí)別。在實(shí)際應(yīng)用中,有大量的數(shù)據(jù)需要傳送,每個(gè)數(shù)據(jù)又包括多個(gè)字節(jié)。因此,在這種情況下,上位機(jī)需要對(duì)每一個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行拆分、打包,把變量標(biāo)識(shí)和數(shù)據(jù)值組合成一個(gè)完整的數(shù)據(jù)幀,然后通過(guò)串口依次發(fā)送打包后的數(shù)據(jù)幀。本系
36、統(tǒng)所采用的數(shù)據(jù)幀的格式如下: 圖5.6 數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)6. 均衡系統(tǒng)算法設(shè)計(jì)6.1均衡算法設(shè)計(jì)為了設(shè)計(jì)針對(duì)特定帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻均衡算法,首先要得到帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性,其次根據(jù)帶阻網(wǎng)絡(luò)與均衡器二者幅頻均衡的要求(互逆關(guān)系),推導(dǎo)出均衡器的系統(tǒng)傳輸函數(shù)。接著遵循濾波器的設(shè)計(jì)方法,設(shè)計(jì)出滿足均衡器傳輸函數(shù)的濾波器(簡(jiǎn)單而言,均衡器便是濾波器)。目前,均衡算法的設(shè)計(jì)都是依據(jù)上述思路進(jìn)行的。其具體實(shí)現(xiàn)方法主要有解析法和描點(diǎn)法兩種。在解析法中需要先準(zhǔn)確求出帶阻網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù),然后根據(jù)沖激不變法,為采樣周期 (6-1)把轉(zhuǎn)換為。接著根據(jù)求得其逆函數(shù), (6-2)此逆函數(shù)即為均衡器的傳輸函數(shù)。但是在實(shí)際計(jì)算中存在如
37、下問(wèn)題:、對(duì)于階數(shù)較高的帶阻網(wǎng)絡(luò),直接求過(guò)于復(fù)雜,難以推導(dǎo)。、由于元器件特征參數(shù)的實(shí)際值與標(biāo)稱值均有偏差,所示不能采用由標(biāo)稱值計(jì)算所得的系統(tǒng)傳輸函數(shù)來(lái)表示實(shí)際電路的傳輸函數(shù)。綜上兩點(diǎn)可知:在實(shí)際應(yīng)用中很難準(zhǔn)確推導(dǎo)出帶阻網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù),因此直接求的方法不宜取。在本設(shè)計(jì)中我們采用的是描點(diǎn)法。描點(diǎn)法:首先利用數(shù)字掃頻儀描繪帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線,其次取出幅頻特性曲線上各點(diǎn)的坐標(biāo),接著根據(jù)上一步得到的結(jié)果計(jì)算出均衡器幅頻特性包絡(luò)上各點(diǎn)的坐標(biāo),最后采用Matlab軟件算出均衡器的傳輸函數(shù)。基本部分帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線如下圖所示,圖6.1 帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線根據(jù)均衡關(guān)系得到的均衡器的幅頻特性曲線如下
38、圖所示,圖6.2 理想的均衡器的幅頻特性曲線得到均衡器幅頻特性的包絡(luò)信息后,我們便可以進(jìn)行均衡器的設(shè)計(jì)。在均衡器設(shè)計(jì)中為了提高濾波效應(yīng)并減小階數(shù),我們選用IIR濾波器。設(shè)均衡濾波器的傳輸函數(shù)的形式為 (6-3)上式對(duì)應(yīng)的時(shí)域方程是 (6-4)一般地,IIR濾波器取,其中值便是濾波器的階數(shù)。在MATLAB中,fdesign()是濾波器的設(shè)計(jì)函數(shù),當(dāng)輸入濾波器階數(shù)和由均衡關(guān)系計(jì)算出的均衡器傳輸函數(shù)的包絡(luò)信息時(shí)即可計(jì)算出。至此我們便得到了均衡器的傳輸函數(shù)。由MATLAB設(shè)計(jì)出的濾波器、由均衡關(guān)系得的理想濾波器二者的幅頻特性曲線如下圖所示,圖6.3 理想的均衡器與本作品設(shè)計(jì)的均衡器的幅頻特性曲線比較圖
39、6.4 陷波中心頻率附近的幅頻特性曲線比較在關(guān)鍵參數(shù)計(jì)算中,由經(jīng)驗(yàn)公式可計(jì)算出濾波器階數(shù)的粗略值,但是計(jì)算過(guò)程過(guò)于復(fù)雜且有較大偏差,因此,本設(shè)計(jì)采用窮極法來(lái)獲取濾波器的階數(shù)。即在計(jì)算中先代入一個(gè)適中的階數(shù),觀察均衡器與帶阻網(wǎng)絡(luò)的均衡程度,經(jīng)過(guò)幾次計(jì)算后便可得到一個(gè)使(題目中的符號(hào))到在20-20KHz頻率范圍內(nèi)的通帶起伏不大于1.5dB的濾波器的階數(shù)。在本設(shè)計(jì)中,當(dāng)濾波數(shù)階數(shù)為16時(shí),通頻帶內(nèi)的起伏為-1.700.48dB;當(dāng)濾波器的階數(shù)為18時(shí),計(jì)算結(jié)果不收斂,無(wú)效。而濾波器的階數(shù)為20時(shí),通頻帶內(nèi)的起伏為-1.3900.832dB,此時(shí)滿足題目要求。所以,本設(shè)計(jì)中濾波器的階數(shù)為20。所得其
40、余關(guān)鍵參數(shù)如下:b0b1b2b3b4b5b6b7b8b9b10-1.0457.610-24.30944.269-49.39532.321-7.667-6.7658.347-4.7331.766b11b12b13b14b15b16b17b18b19b20-0.5010.130-0.0350.008-0.001-2.9e-54.4e-5-8e-6-6.7e-7-2.3e-8a0a1a2a3a4a5a6a7a8a9a101-7.40224.115-45.03252.125-36.65111.9963.630-6.4913.7461.283a11a12a3a14a15a16a17a18a19a20K0
41、.283-0.0400.0032.5e-5-4.1e-55.9e-6-4.9e-72.6e-8-8.4e-101.2e-1116.2均衡算法運(yùn)算量分析采用TMS320F2808DSP芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)均衡算法,在程序上需要完成三個(gè)任務(wù):采樣、均衡濾波、D/A輸出??紤]到A/D轉(zhuǎn)換需要一定的轉(zhuǎn)換時(shí)間,如果等待轉(zhuǎn)換完成再進(jìn)行濾波那么就會(huì)浪費(fèi)時(shí)間降低效率,因此,我們采用先啟動(dòng)采樣轉(zhuǎn)換,然后對(duì)上次采樣結(jié)果進(jìn)行濾波處理,并D/A輸出。由于A/D轉(zhuǎn)換時(shí)間明顯小于濾波處理時(shí)間,所以濾波之后可以直接讀取此次轉(zhuǎn)換的結(jié)果作為下次濾波的輸入。這樣一來(lái),每次濾波都是對(duì)上次的采樣結(jié)果進(jìn)行的,濾波完成之后再取出本次采樣的結(jié)果。本
42、系統(tǒng)采用20階巴特沃斯型IIR數(shù)字濾波器,為了提高編程效率,把20階濾波器分成10個(gè)二階節(jié)來(lái)處理。利用MATLAB計(jì)算各二階節(jié)子系統(tǒng)傳輸函數(shù)的系數(shù)。具體原理如下如下:(1)在6.1節(jié)均衡算法設(shè)計(jì)中,我們得到濾波器系統(tǒng)傳輸函數(shù)。(6-5) (2)將系統(tǒng)傳輸函數(shù)分解為6個(gè)二階函數(shù)乘積的形式,即10個(gè)二階節(jié)級(jí)聯(lián)。 (6-6) (3)濾波的時(shí)候把前一個(gè)二階節(jié)的輸出作為后一個(gè)二階節(jié)的輸入,并保存中間變量,以供下次濾波使用。這樣完成10次二階節(jié)處理過(guò)程就實(shí)現(xiàn)了對(duì)一個(gè)輸入數(shù)據(jù)的濾波處理。二階節(jié)處理函數(shù)和濾波器的處理函數(shù)如下圖所示:圖6.5二階節(jié)數(shù)據(jù)處理流程均衡算發(fā)函數(shù)的總體流程圖如下圖所示:圖6.6 均衡算
43、法處理流程 由式(6-5)可知,若采用傳統(tǒng)系統(tǒng)傳輸函數(shù)的方式進(jìn)行均衡濾波需要461次乘加運(yùn)算,而采用二階節(jié)級(jí)聯(lián)的方式進(jìn)行均衡濾波只需要進(jìn)行119次乘加運(yùn)算。所以經(jīng)過(guò)運(yùn)算優(yōu)化后,本均衡算法的運(yùn)算量是119次乘加運(yùn)算。音頻的最高頻率是20KHz。因此,在對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行處理時(shí),其采樣率必須高于40KHz。C2000能否對(duì)音頻信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)處理關(guān)鍵在于C2000能否在內(nèi)完成采樣、濾波、DA輸出等各項(xiàng)操作。雖然F2808未自帶DA,但是我們可能通過(guò)ePWM模塊和低通濾波電路來(lái)模擬DA輸出。我們有兩條依據(jù)能說(shuō)明C2000可以實(shí)時(shí)處理本論文中提出的均衡算法。(1) 當(dāng)按40KHz進(jìn)行采樣時(shí),DSP有25us的
44、時(shí)間用于完成全部操作。因?yàn)樵贏/D采樣結(jié)束后DSP并未處在等待轉(zhuǎn)換結(jié)果的狀態(tài),而是在對(duì)上次采樣結(jié)果進(jìn)行濾波處理,所以A/D的轉(zhuǎn)換的時(shí)間并未浪費(fèi),此項(xiàng)時(shí)間與濾波時(shí)間重疊了,即在計(jì)算時(shí)只需計(jì)算濾波時(shí)間即可。D/A操作是采用ePWM模塊產(chǎn)生的PWM波進(jìn)行的,通過(guò)設(shè)置周期寄存器完成每次轉(zhuǎn)換只需要5us的時(shí)間,因此還有20us的時(shí)間分配給濾波操作。在運(yùn)算量分析時(shí)我們可知本均衡濾波只需要119次乘加運(yùn)算,每次乘加運(yùn)算歷時(shí)一個(gè)時(shí)鐘周期,則完成濾波操作只需要1.19us。由此可知,在40K采樣率時(shí),我們可以輕松地完成均衡算法。為了提高濾波效果,我們完全可以采用更高的采樣率進(jìn)行均衡濾波。(2) 在09年全國(guó)大學(xué)
45、生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽中我們用ARM7實(shí)現(xiàn)了此算法,并獲得了全國(guó)二等獎(jiǎng)的好成績(jī)。由于ARM7的速度只有80MHz,而2808有100MHz,因此我們完全相信2808可以實(shí)時(shí)處理該算法。我們也運(yùn)用該算法設(shè)計(jì)并制作了一個(gè)基于2808的均衡器,但由于時(shí)間原因,還沒(méi)有完全實(shí)現(xiàn)。7. 系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)計(jì)與創(chuàng)新本設(shè)計(jì)的的關(guān)鍵點(diǎn)有四個(gè)。一、本系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)充分考慮了成本問(wèn)題,盡力降低成本提高性價(jià)比。例如,在幅頻特性測(cè)試模塊中,本可以先采用峰值檢波電路對(duì)帶阻輸出端的信號(hào)進(jìn)行峰值檢波再由DSP對(duì)峰值檢波后的包絡(luò)進(jìn)行A/D采樣(在采樣率較低時(shí)即可實(shí)現(xiàn)精確測(cè)量),由此來(lái)獲得幅頻特性曲線。但是采用峰值檢波電路即增加了成本,為了降低成
46、本完全可以利用DSP直接對(duì)帶阻輸出端的信號(hào)進(jìn)行高速采樣,通過(guò)多次采樣取最大值的方式來(lái)獲取各個(gè)頻率點(diǎn)的峰值,以此來(lái)獲得幅頻特性曲線。在本設(shè)計(jì)中,充分利用了DSP的軟件資源,能由軟件實(shí)現(xiàn)的功能就由DSP的軟件資源實(shí)現(xiàn),減少了許多硬件模塊,大大降低了硬件成本。二、根據(jù)DDS的原理利用DSP軟件資源構(gòu)建了一個(gè)軟件DDS,實(shí)現(xiàn)了掃頻信號(hào)的產(chǎn)生;三、協(xié)調(diào)好DSP與PC的通信機(jī)制,使PC的顯示端能夠?qū)崟r(shí)接收、顯示、刷新幅頻特性曲線,并能將幅頻特性信息保存、打印輸出。本系統(tǒng)的創(chuàng)新點(diǎn)正是在充分考慮系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵而實(shí)現(xiàn)的,具體如下:1、利用硬件軟化的思想,用F2808的軟件資源實(shí)現(xiàn)了DDS(Direct Dig
47、ital Synthesis)芯片的功能,產(chǎn)生了所需頻率范圍內(nèi)的掃頻信號(hào),充分展示了DSP的強(qiáng)大功能,大大降低了掃頻儀的成本; 2、利用虛擬儀器的思想,令F2808的SCI單元與PC通信將幅頻特性曲線傳送給PC,實(shí)現(xiàn)了掃頻儀的數(shù)字化,可方便對(duì)測(cè)得的幅頻特性信息進(jìn)行處理、顯示、存儲(chǔ)和波形的打印輸出。該顯示模塊具有很好的兼容性、擴(kuò)展性和獨(dú)立性,是一個(gè)高效的數(shù)字儀器平臺(tái)。3、設(shè)計(jì)了一個(gè)F2808的最小開發(fā)板,該開發(fā)板上合理布置了DSP系統(tǒng)所需的必要資源,既可應(yīng)用于掃頻儀的制作也可用于均衡器的制作,提高了資源的利用率,為在F2808上實(shí)現(xiàn)均衡算法并制作均衡器提供了可能。8. 評(píng)測(cè)與結(jié)論8.1評(píng)測(cè)在本作
48、品中,掃頻信號(hào)的步進(jìn)、帶阻網(wǎng)絡(luò)的最大衰減、幅頻特性的測(cè)試、顯示等模塊性能的好壞最終都反映在掃頻儀掃頻時(shí)的精度上。在系統(tǒng)評(píng)測(cè)中,本設(shè)計(jì)選用國(guó)泰電子的SA1005A數(shù)字掃頻儀作為參考標(biāo)準(zhǔn),其可完成額定頻率范圍內(nèi)任意頻率段的頻率掃描功能,掃頻輸出大于0.5Vrms,頻率誤差小于50ppm。假設(shè)SA1005A在頻率為處測(cè)得的增益為A0,本作品在該頻率點(diǎn)處測(cè)得的增益為A1,則測(cè)量相對(duì)誤差由下式得出:在本作品中產(chǎn)生的掃頻信號(hào)源的步進(jìn)小于1.5 Hz,則在2020KHz的音頻范圍內(nèi),共有13320個(gè)頻率點(diǎn),然而,在通常PC的顯示屏上最多只能顯示1280個(gè)點(diǎn),因此我們?cè)陲@示頻率特性時(shí)沒(méi)有辦法顯示13320個(gè)。
49、此外,根據(jù)人體視覺分辨率不高的特點(diǎn),我們也沒(méi)有必要對(duì)音頻范圍內(nèi)的各個(gè)頻率點(diǎn)的幀頻特性進(jìn)行處理。雖然本作品產(chǎn)生的掃頻信號(hào)源的步進(jìn)是1.5Hz,但是基于以上兩點(diǎn)的考慮,本作品在幅頻特性的測(cè)試、顯示時(shí)采取的是類似對(duì)數(shù)掃頻的方法,即在低頻時(shí)測(cè)試的點(diǎn)多,在高頻時(shí)測(cè)試的點(diǎn)少,待遍歷整個(gè)音頻頻段后,再對(duì)所有測(cè)試點(diǎn)進(jìn)行插值并描述出整條幅頻特性曲線。由此可知,本作品測(cè)得的幅頻特性的最大誤差可能出在兩個(gè)頻段,一是大于5KHz的音頻高頻段(此時(shí)測(cè)試的點(diǎn)數(shù)較少),二是陷波的中心頻率附近(此時(shí)衰減較大亦可能產(chǎn)生較大誤差)。因此,本論文著重對(duì)這兩個(gè)頻段進(jìn)行評(píng)測(cè),因?yàn)槠渌l段的誤差是一定小于此二頻段的。測(cè)量結(jié)果如表2所示。
50、表2 掃頻儀幅頻特性測(cè)試誤差表(Hz)A1(dB)A0(dB)(%)陷波中心頻率6002.1912.1920.046 6501.4761.4760.000 7000.3910.3900.256 750-0.28-0.281-0.356 800-1.919-1.920-0.052 850-2.698-2.699-0.037 900-5.199-5.200-0.019 950-7.092-7.0920.000 1000-14.437-14.347-1.078 1050-16.438-16.439-0.010 1100-10.259-10.260-0.012 1150-6.544-6.5440.000 1200-3.695-3.698-0.
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