[電子電路]單相三電平逆變器及控制研究

1、摘要摘要當今世界，電能越來越成為人們?nèi)粘Ｉ詈凸I(yè)生產(chǎn)中的重要能源，而其質(zhì)量和指標在不同的情況下有不同的要求。隨著交流電機調(diào)速技術(shù)的逐漸成熟，高性能大容量的交流調(diào)速技術(shù)顯得尤為重要。三電平逆變器由于具有輸出容量大、輸出電壓高、電流諧波含量小、控制方法成熟簡單等優(yōu)點，在中高壓調(diào)速領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。而正弦脈寬調(diào)制（spwm）方法是三電平逆變器的核心技術(shù)之一。本文介紹了單相三電平逆變器的結(jié)構(gòu)和基本原理，及其spwm控制法的原理，并以載波同向spwm法對三電平逆變器進行控制。本文基于matlab/simulink對三電平逆變電路建立模型，并進行開環(huán)、閉環(huán)仿真，從而分析了逆變器輸出電壓的諧波含量、電

2、壓穩(wěn)定度。采用pi調(diào)節(jié)器設(shè)計對逆變器設(shè)計了雙閉環(huán)控制，同時對負載能力進行研究。關(guān)鍵詞三電平逆變器 正弦脈寬調(diào)制 matlab pi調(diào)節(jié)器i abstract nowadays,electrical energy has play a more and more role in peoples daily life and industrial production , and its quality and index in different circumstances have different requirements.along with the induction motor te

3、chnology mature gradually,high performance and capacity of ac control technology is particularly important.because of the advantages,such as high output capacity, high output voltage, small current harmonic content, and the control method is mature and simple, so the three-level inverter in high vol

4、tage control field is in a wide range of applications.the sinusoidal pulse width modulation (spwm) control method is one of the core technology of three-level inverter .this article describes the three-level inverter structure and basic principles, the pwm control method .with the method of carrier

5、homonymous spwm three-level inverter control.mtalba/simulink is used for the three-level inverter circuit model building, and the open loop, closed loop simulation in the paper.so as to analyze the harmonic content of inverter output voltage，and the voltage stability.the pi-controller is applied to

6、design the dual-loop,and do the research of ability to load.keywords：three-level inverter sinusoidal-pwm(spwm) matlab pi-controller 目 錄摘要ivabstractv第1章 緒論11.1 課題背景及意義11.2 多電平逆變技術(shù)的發(fā)展及意義41.2.1 多電平逆變技術(shù)的發(fā)展41.2.2 多電平逆變技術(shù)的意義41.3 課題研究的主要內(nèi)容及目標5第2章 多電平變換器的主電路拓撲及工作原理62.1 多電平逆變技術(shù)分類與選擇62.2二極管鉗位式三電平逆變器的拓撲及工作原理82

7、.3 二極管鉗位三電平逆變器的特點13本章小結(jié)15第3章 多電平逆變器的調(diào)制策略163.1 多電平逆變器的控制目標及pwm技術(shù)163.2 逆變器調(diào)制技術(shù)的分類173.3 三電平逆變器的spwm技術(shù)18本章小結(jié)20第4章 逆變電路的數(shù)學模型建和參數(shù)設(shè)計214.1 逆變器的基本要求214.2 單相逆變器的數(shù)學模型214.3 逆變器濾波器的設(shè)計234.4 逆變器閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)器的設(shè)計264.5 pi調(diào)節(jié)器參數(shù)計算294.5.1 電壓電流瞬時值雙閉環(huán)控制系統(tǒng)294.5.2 外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電壓瞬時值控制系統(tǒng)304.5.3 外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電流瞬時值控制系統(tǒng)32本章小結(jié)33第5章 三電平逆變器的mat

8、lab仿真及分析345.1 三電平逆變器的matlab/simulink模型345.2逆變器的matlab仿真與分析365.2.1 開環(huán)系統(tǒng)的仿真與分析365.2.2 閉環(huán)系統(tǒng)的仿真與分析39本章小結(jié)50第6章 逆變器控制電路選擇及器件列選516.1 pi調(diào)節(jié)器集成芯片sg3525516.1.1 集成芯片sg3525的介紹516.1.1 三電平逆變器pi調(diào)節(jié)器的sg3525的實現(xiàn)556.2驅(qū)動芯片ir2110566.2.1 驅(qū)動芯片ir2110566.2.1 ir2110在三電平逆變器中的參數(shù)設(shè)計586.3 逆變器元器件列選58本章小結(jié)59結(jié)論2參考文獻4致謝6附錄17附錄26iii燕山大學本

9、科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 第1章 緒論1.1 課題背景及意義電能是當前時代國家經(jīng)濟發(fā)展和人民生活的不可或缺的能源。我國的電能生產(chǎn)與發(fā)展已名列世界前茅，但是仍滿足不了工業(yè)生產(chǎn)和人民生活的提高的需要。由于缺電，生產(chǎn)不能按照正常的速度和秩序進行，影響了國民經(jīng)濟的發(fā)展和人民生活水平的提高。與此同時，在電能十分緊張的情況下，由于技術(shù)落后，電能的浪費現(xiàn)象也十分嚴重。例如在工業(yè)用電中根據(jù)國家有關(guān)部門的調(diào)查統(tǒng)計，年發(fā)電量的60%70%用于電動機拖動。其中90%是用于交流電動機的直接恒速拖動，由于不能實現(xiàn)變頻條數(shù)，每年都會造成很大的電能浪費。如占工業(yè)用電30%以上的風機和泵類負載，全國共有約4700萬臺以上，總功率

10、達1.3億kw以上，由于這類負載的工況變化較大，如果將直接恒速拖動改動用中、高壓容量變頻調(diào)速拖動，就可以達到明顯的節(jié)電效果，以平均節(jié)電20%計算，全國一年可以節(jié)電約500億kwh，相當于一個年發(fā)電量1500萬kw的發(fā)電站。此外，中、高壓大容量變頻調(diào)速系統(tǒng)在軋鋼、水泥、造紙、船舶等工業(yè)與生活領(lǐng)域中的應(yīng)用，可以是系統(tǒng)性能最佳，可以提高生產(chǎn)效率和產(chǎn)品質(zhì)量。同時在解決環(huán)境污染方面，中、高壓大容量變頻調(diào)速系統(tǒng)也是一種最好、最直接的方法之一，如告訴電氣化鐵路、城市地鐵和輕軌以及電動汽車等，可以大大減少尾氣排放的污染。3 自1957年美國通用電氣公司研制的第一個晶閘管面世開始，電力電子技術(shù)從此誕生。晶閘管是

11、通過對門極的控制能夠使其導通而不能關(guān)斷的器件，因而屬于半控型器件。70年代后期，以門極客觀段晶閘管（gto）、電力雙極型晶體管（bjt）和電力場效應(yīng)晶體管（power-mosfet）為代表的全控型器件迅速發(fā)展。全控型器件的特點是，通過門極的控制既可以使其開通又可以使其關(guān)斷。在80年代后期，以絕緣柵極雙極型晶體管（igbt）為代表的復(fù)合型器件異軍突起。隨著全控型電力電子器件的不斷進步，電力電子技術(shù)的應(yīng)用越來越廣泛，也開啟了電力電子技術(shù)的新的紀元。4隨著電力電子技術(shù)在低壓小功率的用電領(lǐng)域的廣泛應(yīng)用，其技術(shù)在許多方面已漸趨成熟，將來的研究目標是高功率密度、高效率、高性能；而在高壓大功率的工業(yè)和輸配電

12、領(lǐng)域，各方面的技術(shù)正成為當今電力電子技術(shù)的研究重點。一方面，人們希望電力電子裝置能夠處理越來越高的電壓等級和容量等級。例如，電力系統(tǒng)中的高壓直流輸電（hvdc），以靜止同步補償器（statcom）和有源電力濾波器（apf）等為代表的柔性交流輸電技術(shù)（facts）,以及以高壓變頻為代表的大電機驅(qū)動和大功率電源裝置等；另一方面，為了滿足輸出電壓諧波含量的要求，有希望這些大功率電力電子裝置能工作在高開關(guān)頻率下，并且盡量減少電磁干擾（emi）問題。3為了滿足對電力電子裝置的諸多要求，人們提出了很多方案,如將器件串聯(lián)以承受高壓，將器件并聯(lián)以承受大電流，或者將多個裝置串聯(lián)或并聯(lián)來達到目的。但是，由于生產(chǎn)制

13、造使得電力電子器件參數(shù)具有離散性，需要復(fù)雜的動、靜態(tài)均壓電路和均流電路。均壓電路會導致系統(tǒng)控制復(fù)雜，損耗增加；而器件均流，對于具有負沮度系數(shù)的功率器件來說是一件相當困難的事情。同時，對于器件串并聯(lián)，驅(qū)動電路的要求也大大提高，要求延遲時間接近、并盡量短。在關(guān)斷過程中，由于恢復(fù)性能的差異，數(shù)量眾多的吸收電路也是必不可少的，降低了系統(tǒng)的可靠性，井且這一方案對抽出電壓諧波改善沒有任何貢獻，因而應(yīng)用范圍受到了一定的局限。隨著電力電子裝置等非線性負載在電力系統(tǒng)、工業(yè)、軌道交通以及家電中的大量應(yīng)用，對電網(wǎng)的無功與諧波污染也日益嚴重。電網(wǎng)中的無功與諧波不僅可以降低發(fā)電、輸配電和用電的效率，同時也降低了電氣設(shè)備

14、的可靠性，嚴重時還可能損壞設(shè)備、危及電網(wǎng)的安全運行。我國的電網(wǎng)具有以下特點：超大規(guī)模；超長距離、超大容量電力傳輸；超級水、火發(fā)電中心與能源基地；超重負載中心；能源中心與負載中心聯(lián)系非常薄弱；交、直流混合輸電；多種控制裝置混合。這些特點決定了我國的電網(wǎng)將面臨非常嚴重的安全和穩(wěn)定的隱患問題，而克服這些問題的有效辦法就是發(fā)展柔性交流輸電系統(tǒng)（facts）和治理電網(wǎng)的無功與諧波污染，以提高電力系統(tǒng)的可控性和可靠性，提高電能的輸送能力以及系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性。為此，采用高壓大容量多電平逆變器構(gòu)成的綜合潮流控制器（upfc）和電力有源濾波無疑是一種最直接最有效的治理方法。多電平逆變器與傳統(tǒng)兩電平逆變器相比

15、，具有許多優(yōu)勢，如控制方式靈活、輸出電壓的相位和幅值便于調(diào)節(jié)與控制、輸出電壓的諧波含量低、逆變效率高、可以使用價格更便宜的低頻高壓大功率開關(guān)器件、適合于高壓大功率輸出等。因此，在各種高壓大功中的ac一dc變換、dc一dc變換和dc一ac變換中得到應(yīng)用，但主要應(yīng)用于高壓大功率交流電動機的變頻調(diào)速、直流輸電和電能質(zhì)量綜合治理及超導儲能，感應(yīng)加熱和大功率不間斷電源( ups)等領(lǐng)域。同時在清潔能源的利用上也起到重要作用，如風力發(fā)電和太陽能發(fā)電可以通過高壓多電平逆變器入網(wǎng)。隨著大量電力電子裝置的普及使用以及變壓器、交流電動機、整流器、熒光燈等非線性感性負載比例的增加，電網(wǎng)所受到的無功功率與諧波污染日益

16、嚴重，而無功功率補償和電力有源濾波器也向著高壓大功率的方向發(fā)展。因此，多電平逆變器在電能質(zhì)量綜合治理上也有著廣泛的應(yīng)用前景。高壓大容量交流電動機的變頻調(diào)速系統(tǒng)，是多電平逆變器的另一個重要領(lǐng)域，在城市自來水廠用的供水泵，電廠用的給水泵、引風機、水泵，鋼廠軋鋼用的大容量交流電動機拖動、制氧機、除塵風，石油工業(yè)用的壓縮機，煤礦用的排水泵、排風扇，交通運輸用的電力機車，船舶用的電力推進系統(tǒng)，軌道交通用的機車牽引系統(tǒng)等，采用多電平逆變器的變頻調(diào)速系統(tǒng)可以節(jié)省大量能源，不但可以提高生產(chǎn)效率，而且還可以實現(xiàn)重載和高速列車的牽引?？傊?，在當前我國國民經(jīng)濟高速發(fā)展的今天，多電平逆變器將有著廣闊的應(yīng)用前景。當前研

17、究的重點的應(yīng)用：1)在電力系統(tǒng)中，作為直流輸電的高壓整流器和高壓逆變器使用，和作為治理無功與諧波污染的靜止無功功率發(fā)生器與電力有源濾波器的主電路使用；(2)在高壓大功率傳動機械，或高壓大功率交流電動機變頻調(diào)系統(tǒng)中作為整流器與逆變器使用，如應(yīng)用于工業(yè)風機或泵類的變頻調(diào)速系統(tǒng)以及軌道交通系統(tǒng)的牽引力。1.2 多電平逆變技術(shù)的發(fā)展及意義1.2.1 多電平逆變技術(shù)的發(fā)展1980年，由日本長岡科技大學南波江章(a.kira nabae)等人在ieee工業(yè)應(yīng)用年會上提出了二極管鉗位式三電平逆變器主電路的結(jié)構(gòu)，這標志著多電平逆變器時代的來臨。1983年，p.m.bhagwat等人將三電平擴展到了五電平、七電

18、平和多電平二極管鉗位式逆變器。1988年，m.machesoni等人提出了具有獨立直流電源的級聯(lián)式多電平逆變器。1992年，法國學者t.a.meynard和h.foch提出了飛跨電容鉗位式多電平逆變器。2000年，fang z.peng在ieee工業(yè)應(yīng)用年會上提出一種通用式的多電平逆變器的主電路結(jié)構(gòu)。同年，m.d.manjrekan等人提出了單相全橋式逆變單元串聯(lián)式多電平逆變器。3、4、13、14多電平逆變器主要應(yīng)用在高壓大功率交流電動機的變頻調(diào)速、直流輸電和電能質(zhì)量綜合治理以及超導儲能、感應(yīng)加熱和大功率不間斷電源(ups)等領(lǐng)域；同時在清潔能源的利用上也起到了重要的作用，如風力發(fā)電和太陽能發(fā)

19、電可以通過高壓多電平逆變器入網(wǎng)。在我國國民經(jīng)濟高速發(fā)展的今天，多電平逆變器已經(jīng)滲透到了各個領(lǐng)域，有著廣闊的應(yīng)用前景。1.2.2 多電平逆變技術(shù)的意義多電平逆變技術(shù)是通過改進變換器自身的拓撲結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)高壓大功率輸出的，并不需要升降壓變壓器和均壓電路。多電平的應(yīng)用，使得電平數(shù)量增多，每個器件上所承受的電壓應(yīng)力也有所減少，減輕了對全控器件性能上的要求。同時，輸出電壓的諧波成分得到了良好的改善，低頻諧波的含量得到了極大的減少，可以實現(xiàn)濾波的小型化與簡單化。多電平應(yīng)用的推廣，使得高壓大功率交流變換器的研究成為熱點。多電平電路具有以下優(yōu)點：（1） 對于n電平輸出電路，每個功率器件承受的電壓僅為直流電壓母線

20、的1/(n-1)，對器件的耐壓要求降低，而且無需考慮器件均壓問題。（2） 由于輸出電平的增加，在相同開關(guān)頻率的基礎(chǔ)上，多電平輸出的開關(guān)損耗小，輸電效率高。（3） 由于輸出電壓電平的增多，使得輸出電壓在波形上更接近正弦波，電壓畸變（thd）減小，諧波含量低。（4） 由于電平數(shù)增多，每個開關(guān)管承受電壓低，也降低了du/dt，也改善了裝置的emi特性。（5） 無需輸出變壓器，大大地減小了系統(tǒng)的體積和損耗。多電平變換器的概念是在中點鉗位（npc,neutral point clamped）變換器的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的。它的基本思想是由多個電平臺階來擬合成階梯波，以逼近正弦波。電平數(shù)量越多，階梯波臺階也就越

21、多，從而也就越接近正弦波，諧波成分也就越少。但是，隨著電平數(shù)的增多，對器件數(shù)量的需求將成倍增長，而且在驅(qū)動和控制上來說也更為復(fù)雜。141.3 課題研究的主要內(nèi)容及目標通過學習了解逆變器電路的基本原理，針對425v輸入的主電路直流電壓，采用多電平技術(shù)，經(jīng)過電能變換得到有效值為220v的交流電。主電路采用二極管鉗位式三電平逆變器主電路，根據(jù)施加的pwm驅(qū)動信號分析主電路工作原理，設(shè)計主電路參數(shù)和濾波器件的參數(shù)，進行開環(huán)仿真。再通過設(shè)計閉環(huán)控制系統(tǒng)，電流內(nèi)環(huán)保證電流的穩(wěn)定跟隨電壓，電壓外環(huán)保證輸出電壓穩(wěn)定輸出，開展系統(tǒng)閉環(huán)仿真研究，使輸出的電壓穩(wěn)定度為1%，設(shè)計調(diào)節(jié)器及參數(shù)。 驅(qū)動方式分別用載波調(diào)制

22、脈寬調(diào)制的方法（spwm）和空間矢量脈寬調(diào)制（svpwm），通過比較兩種不同的調(diào)制控制方法，設(shè)計不同參數(shù)的電路元件參數(shù)，并且比較二者的異同及優(yōu)劣。第2章 多電平變換器的主電路拓撲及工作原理2.1 多電平逆變技術(shù)分類與選擇由文獻3、4、12得知，多電平逆變器的發(fā)展過程中，形成了三種主要類別的電路拓撲結(jié)構(gòu)。主要分為以下三類（以五電平為例）：1、二極管鉗位型多電平逆變器（diode-clamped multilevel inverter），如圖（2-1）所示；2、飛跨電容型多電平逆變器（flying-capacitor multilevel inverter）,如圖（2-2）所示；3、級聯(lián)型多電平逆

23、變器（cascaded multilevel inverter）,如圖（2-3）所示。如圖（2-1）所示的鉗位型多電平逆變電路，此電路為五電平逆變器。圖2-1二極管鉗位式多電平逆變器單臂電路分壓電容將直流電壓平均分為四等分，每相橋臂有8個開關(guān)器件，開關(guān)器件開關(guān)的不同組合，能夠使輸出電壓得到e/2、e/4、0、-e/4、-e/2共五個電平。傳統(tǒng)的二極管鉗位型多電平變換器中，當電平數(shù)超過三時，鉗位二極管因需要阻斷多倍電平電壓，通常由多個相同標稱值的二極管串聯(lián)。如圖（2-2）所示的飛跨電容型5電平逆變器的單臂電路，同樣有8個功率開關(guān)管，左側(cè)同樣有4個分壓電容，將輸入直流電壓平均分為四等分。與二極管鉗

24、位不同的是，這種電路采用的是跨接在串聯(lián)開關(guān)器件之間的串聯(lián)電容進行電容進行鉗位的。該電路的電壓組合跟為靈活，即對于相同的輸出電壓，可以由不同的開關(guān)狀態(tài)組合得到。對于一個有n電平的飛跨電容型電路，每個橋臂需要2(n-1)個開關(guān)器件，(n-1)個直流分壓電容以及(n-1)(n-2)/2個鉗位電容。圖2-2飛跨電容型多電平逆變器單臂電路如圖（2-3）所示的級聯(lián)型五電平變換器拓撲單臂電路，它是由兩個兩電平橋式電路級聯(lián)而成的。與二極管鉗位型和飛跨電容型多電平變換器相比，級聯(lián)型拓撲不需要大量的鉗位二極管和飛跨電容，但是需要的是多個獨立電源。對于一個n電平的級聯(lián)型拓撲，每個橋臂需要（n-1）/2個獨立直流電壓

25、源和2(n-1)個主開關(guān)器件。圖2-3級聯(lián)型多電平變換器三種不同的電路拓撲，各有其優(yōu)缺點。三種電路電平數(shù)越多，輸出電壓諧波含量越少。但二極管鉗位型多電平需要大量鉗位二極管，而且存在直流分壓電容電壓不平衡問題；飛跨電容型多電平電路則需要大量的鉗位電容，若用于純無功負載時，存在飛跨電容電壓的不平衡；級聯(lián)型多電平電路需要多個獨立直流電源。當采用不控整流得到直流源是，為零減小對電網(wǎng)的諧波干擾，通常采用多繞組曲折變壓器的多重化來實現(xiàn)，而且不易實現(xiàn)四象限運行。2.2二極管鉗位式三電平逆變器的拓撲及工作原理三電平二極管鉗位式逆變器主電路拓撲如圖2-4所示，其控制方法種類很多。其中應(yīng)用最廣泛的是spwm控制法

26、，使變頻器輸出的交流電壓波形近似為正弦波。本文采用的是spwm控制法中的載波反向?qū)盈Bpwm法，由兩電平spwm法發(fā)展而來，兩個相位相反的三角載波對稱的分布于橫軸上下，并用同一個正弦波進行調(diào)制。假定輸出的三個電平分別為p，0，n，當正弦調(diào)制波的正半周大于上層的三角載波時，輸出電平為p，即為+e；當正弦調(diào)制波的負半周小于下層的三角載波時，輸出電平為n，即為-e；其他部分輸出電平為0電平，即為0。圖2-4.單相三電平二極管鉗位式逆變電路這種控制方法的優(yōu)點是輸出的矩形脈沖波形對稱，輸出電壓數(shù)學表達式易于推導，且實現(xiàn)簡單。缺點是直流電壓利用率低，有效開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗較大。載波反向?qū)盈Bpwm控制方法

27、三電平逆變器輸出電壓的諧波有如下特點：直流分量為零基波為：me/4sinwt,其中m為調(diào)制度，e為直流電源；不含基帶諧波，不含載波和載波諧波；只存在n為奇數(shù)的載波上下邊頻諧波。每個橋臂由由四個開關(guān)管串聯(lián)而成，此處選用的功率器件為igbt。圖2-5表示的是四個開關(guān)管在不同的工作狀態(tài)下產(chǎn)生的工作波形。圖中，四個不同的狀態(tài)標示的開關(guān)管編號表示。此時處于開通狀態(tài)的開關(guān)管。由圖可以看出，逆變器工作過程中圖2-5.三電平逆變器的工作波形一共有三中電平狀態(tài)。通過開關(guān)管導通狀況的不同組合，產(chǎn)生了四種工作模式，如下圖2-6所示。a) 工作模式1b）工作模式2c)工作模式3d)工作模式4圖2-6.主電路的工作模式

28、主電路的工作模式分析如下：1）工作模式1：給vtl、vt2導通觸發(fā)脈沖，vt3、vt4關(guān)斷，電路電流流過主管vtl、vt2，忽略管壓降，該相輸出端電壓uo=e。2)工作模式2、3：給vt2、vt3導通觸發(fā)脈沖，vtl、vt4關(guān)斷，若電流為正，則電流流過鉗位二極管vd1、主管vt2，工作在模式2，忽略管壓降，此時該相輸出端電壓為uo=0；若電流為負，則電流流過鉗位二極管vd2、主管vt3，工作在模式3，忽略管壓降，此時該相輸出端電壓為uo=0。3)工作模式4：給vt3、vt4導通觸發(fā)脈沖，vtl、vt2關(guān)斷,電流流過主管vt3、vt4，忽略管壓降,該相輸出端電壓uo=-e。表2-1列出了開關(guān)管導

29、通與輸出電平的關(guān)系(其中1表示該管導通，0表示該管關(guān)斷，下同）如表1所示，從三電平逆變器主電路的一相橋臂的結(jié)構(gòu)出發(fā)，可以得出輸出端的三種狀態(tài)：“1”狀態(tài)，vo=+e(狀態(tài)編號設(shè)為p)；“0”狀態(tài)，vo=0(狀態(tài)編號設(shè)為0)；“-1”狀態(tài)，vo=-e(狀態(tài)編號設(shè)為n)。為了保證每個功率器件在關(guān)斷狀態(tài)承受e電壓，則狀態(tài)變化時，通過中性點電位0的過渡。由分析可以看出，對主開關(guān)器件控制脈沖是有嚴格要求的，以防止同一橋臂貫穿短路。即：vtl與vt3，vt2與vt4的控制脈沖都要求是互反的，同時每一對主開關(guān)器件要遵循先斷后通的原則。并且輸出端電位由+e向-e轉(zhuǎn)變時先要經(jīng)過0電位的過渡，即每相電位只能向相鄰

30、電位過渡，不允許輸出電位的跳變。表2-2給出了a相電位發(fā)生變化時，功率開關(guān)器件的工作狀態(tài)。由表2-2可知，單相橋臂的狀態(tài)變化只存在四種可能：即0變到1，1變到0，0變到-1，-1變到0?？刂茽顟B(tài)在0和1之間反復(fù)變化時，必須使vt2導通、vt4關(guān)斷，控制vtl和vt3交替通斷；控制狀態(tài)在0和-1之間反復(fù)變化時，必須使vt3導通、vtl關(guān)斷，控制vt2和vt4交替通斷。2.3 二極管鉗位三電平逆變器的特點三電平結(jié)構(gòu)的特點是采用多個二極管對相應(yīng)開關(guān)元件進行鉗位，輸出相應(yīng)三電平的相電壓。這種拓撲的優(yōu)缺點如下：優(yōu)點：(1)對器件的耐壓要求不高。開關(guān)元器件所承受的關(guān)斷電壓為直流母線電壓的一半。且由于沒有兩

31、電平逆變器中兩個串聯(lián)器件同時導通、關(guān)斷的問題，故對開關(guān)器件動態(tài)性能的要求低，開關(guān)器件受到的電壓應(yīng)力小，系統(tǒng)的可靠性高。 (2)逆變電路輸出為三電平階梯波，其形狀接近于正弦波，在開關(guān)頻率相同的情況下，諧波含量比兩電平電路要小得多，而且電平數(shù)越多，輸出電壓諧波含量越少。(3)逆變器的直流側(cè)采用電容分壓以形成多電平，不需要結(jié)構(gòu)復(fù)雜的曲折聯(lián)結(jié)變壓器就可直接實現(xiàn)高壓大功率，縮小了裝置的體積。(4)不存在動態(tài)均壓問題. 由于鉗位二極管的使用, 使得npc 逆變器不需要考慮動態(tài)均壓, 這是傳統(tǒng)的二電平逆變器所不具有的。(5)由于輸出電壓的電平數(shù)比兩電平逆變器多，各梯級電平之間的變化小，dv/dt低，因此對外

32、圍電路的電磁干擾小，對負載電動機的沖擊小，在開關(guān)頻率附近的諧波幅值也比較小。缺點：(1)需要大量鉗位二極管。(2)同一橋臂的功率器件開關(guān)頻率不同，每個橋臂中部的開關(guān)管同靠近直流母線的開關(guān)器件相比，前者導通時間遠大于后者，造成開關(guān)器件的利用率不同，前者流過的電流較多，承擔的負荷較大。(3)存在直流分壓電容電壓不平衡的問題，這是此電路的致命弱點。直流側(cè)電容由于一個周期內(nèi)流入和流出的電流不同，導致某些電容總在放電，另一些總在充電，使得電容電壓不均衡，最終導致輸出電平不對稱。因而需要通過有效的控制策略來平衡中點電壓，否則實際輸出波形將和理論相差甚遠。(4)現(xiàn)有的電力電子器件的耐壓不夠，對國內(nèi)的6000

33、v和10000v的應(yīng)用場合，需要采用電力電子器件串聯(lián)或改電動機接法或加裝輸出升壓變壓器等措施。本章小結(jié)本章主要研究了三種傳統(tǒng)的多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，即二極管箝位型多電平逆變器、飛跨電容型多電平逆變器、級聯(lián)h橋型多電平逆變器。對多電平逆變技術(shù)的電路拓撲進行了介紹，特別對二極管鉗位式三電平逆變技術(shù)的工作原理進行了詳細的分析和介紹。第3章 多電平逆變器的調(diào)制策略3.1 多電平逆變器的控制目標及pwm技術(shù)多電平逆變器的pwm控制技術(shù)是多電平逆變器研究中一個相當關(guān)鍵的技術(shù)，它與多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)的提出是共生的，因為它不僅決定多電平逆變的實現(xiàn)與否，而且，對多電平逆變器的輸出波形質(zhì)量、電路中的器件應(yīng)力、系

34、統(tǒng)損耗的減少和效率的提高都有直接的影響。多電平逆變器的調(diào)制在傳統(tǒng)兩電平的基礎(chǔ)上增加了零電平，從而使輸出電壓的諧波含量更進一步減少。pwm控制技術(shù)的基本原理是根據(jù)采樣控制理論中的一個重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。上述原理可以稱之為面積等效原理，它是pwm控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。下面分析如何用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦波。如圖3-1a所示，的正弦半波分成n等份，就可以把正弦半波看成是由n個彼此相連的脈沖序列組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于，但幅值不等，且脈沖頂部

35、不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點和相應(yīng)正弦波部分的中點重合，且使矩形脈沖和相應(yīng)的正弦波部分面積相等，就可以得到圖3-1b所示的脈沖序列。這就是pwm波形?？梢钥闯?，各脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)面積等效原理，pwm波形和正弦半波是等效的。對于負半周期也可以按同樣的方法得到pwm波形。像這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的pwm波形，稱為spwm（sinusoidal pwm）波形。1、2、614圖3-1 用pwm波代替正弦半波3.2 逆變器調(diào)制技術(shù)的分類多電平逆變器pwm控

36、制技術(shù)是用一種參考波為正弦波的波形作為調(diào)制波，而以(頻率調(diào)制比)倍于調(diào)制波頻率的三角波為載波。由于三角波的上下寬度是線性變化的，因此通過正弦調(diào)制波與三角波進行比較在正弦波大于三角波的部分就可以得到一組幅值相等、寬度正比于正弦波的矩形脈沖序列來等效正弦波，用開關(guān)量取代模擬量，并通過逆變開關(guān)管的通斷控制，把直流電能變換成多電平pwm交流電能。多電平逆變器的pwm控制方法主要分為兩類：空間電壓矢量調(diào)制法和多載波pwm調(diào)制法34、12、14。1、空間電壓矢量調(diào)制法不同的pwm控制方法適合于不同的主電路結(jié)構(gòu)?？臻g電壓矢量控制方法適合于五電平以下的多電平逆變器。五電平以上的多電平逆變器不適用空間電壓矢量控

37、制法，因為它的電路非常復(fù)雜。對于五電平以上的多電平逆變器電路，更適合采用多載波調(diào)制控制法，它可以使電路大大簡化。2、多載波pwm調(diào)制策略逆變器的調(diào)制策略對輸出電壓諧波、開關(guān)損耗、電容電壓的平衡等方面產(chǎn)生很大的影響。對于多電平逆變器，基于多載波的pwm調(diào)制策略是用于多電平拓撲結(jié)構(gòu)最常用的方法。其原理是利用一個調(diào)制信號波(通常為正弦波)與多個載波信號(一般為三角波)相交，來產(chǎn)生開關(guān)器件的驅(qū)動波形。多載波pwm調(diào)制技術(shù)可分為兩類：載波移相法(pspwm)和載波垂直分布法(cdpwm)。pspwm方法采用是幅值和頻率都相同的載波信號。將載波信號與參考正弦波信號進行比較，如果參考信號大于三角載波信號，則

38、相應(yīng)于該載波信號的開關(guān)器件導通；反之如果參考信號小于三角波信號，則相應(yīng)于該載波信號的開關(guān)器件關(guān)斷。置于個開關(guān)器件的載波信號的初始相位依次移動。該調(diào)制方式下，低次諧波含量比較小，但是高次諧波總含量比較大，因此諧波畸變率比較高。cdpwm方法同樣采用幅值和頻率都相同的載波信號。按照連續(xù)的帶寬對這些載波信號進行排列，使其完全分布在逆變器的線性調(diào)制區(qū)。參考正弦波的初始相位為0，且以0參考軸為中心。即在參考正弦波的正半周，參考波與0參考軸以上的所有載波信號進行比較，當參考波每大于一個載波時，便輸出一個正的電壓，否則輸出0電平；反之亦然。該方法又可分為兩種情況：(a)所有載波相位都相同。輸出波形的高次諧波

39、總含量較小，但是低次諧波含量較大。(b)對稱軸上下載波反相。輸出波形的低次諧波含量有所減少，但高次諧波含量有所增加。3.3 三電平逆變器的spwm技術(shù)載多電平逆變器的載波調(diào)制pwm法中，多電平逆變器的載波有頻率、幅值、相位、水平方向和豎直方向等多個自由度。由文獻8知，常采用多電平逆變器載波交疊式pwm法（carrier-over-lapping pwm,簡稱copwm）。圖3-2 載波交疊式pwm調(diào)制法三電平逆變器的驅(qū)動信號如圖（3-2）需要四路脈寬控制信號，其中s1和s3的控制信號相同，但反相180度；s2和s4的控制信號相同，也反相180度。這樣思路控制信號就變成了只需兩路控制信號即可。應(yīng)

40、用兩路交疊的載波，一路調(diào)制波即可調(diào)制脈沖，如圖（3-3）。p2p1圖3-3 pwm控制脈沖的產(chǎn)生如圖（3-3）為正弦波與三角波的比較產(chǎn)生pwm脈沖，p1信號接往s1和反相后接s3，p2信號接往s2和反相后接s4。由圖可看出正弦波的幅值略小于三角波的峰峰值，使調(diào)制工作與高調(diào)制度的情況下。正半周波時，正弦波始終高于下面三角波，則產(chǎn)生的pwm波使s4始終關(guān)斷；同理負半周波，s1始終關(guān)斷。本章小結(jié)本章主要討論了多電平逆器的pwm調(diào)制方法。首先介紹了多電平逆變器的控制目標及pwm技術(shù)的基本原理。在第二節(jié)介紹了pwm脈沖波產(chǎn)生的兩種方法，分別是空間電壓矢量調(diào)制法，多載波pwm調(diào)制策略。第三節(jié)，詳細介紹了多

41、載波調(diào)制pwm，闡述了各個開關(guān)管的工作狀態(tài)。通過本章的介紹，對多電平逆變器的調(diào)制方法進行詳細了解。第4章 逆變電路的數(shù)學模型建和參數(shù)設(shè)計4.1 逆變器的基本要求1、針對425v輸入的主電路直流電壓，設(shè)計二極管前位式三電平spwm逆變器主電路，根據(jù)施加的spwm驅(qū)動信號分析主電路工作原理，設(shè)計主電路參數(shù)，進行開環(huán)仿真。2、設(shè)計閉環(huán)控制系統(tǒng)，保證輸出電壓穩(wěn)定輸出，開展系統(tǒng)閉環(huán)仿真研究，設(shè)計調(diào)節(jié)器及參數(shù)。 輸入電壓：425v（dc） 輸出電壓：220 v（ac）有效值輸出電壓穩(wěn)定度：1% 輸出功率：5kw 開關(guān)頻率：20khz 4.2 單相逆變器的數(shù)學模型單相半橋式逆變器電路模型如圖(4-1)所示，

42、pwm控制脈沖是正弦波和三角波比較而得到的。由于開關(guān)狀態(tài)是不連續(xù)的，分析時則采用狀態(tài)空間平均法。文獻2提出狀態(tài)空間平均法是基于輸出頻率遠小于開關(guān)頻率的情況下，在一個開關(guān)周期內(nèi)，用變量的平均值代替其瞬時值，從而得到一個平均的模型。圖中e表示直流輸入電源，s1、s2表示開關(guān)器件，l、c表示電容和電感組成的濾波器件。r表示等效電阻，通?？珊雎圆挥?。r為負載。電橋電壓輸出電a的電壓與輸出電壓之間的傳遞函數(shù)為g(s) (4-1) 圖4-1 單相半橋式電路雙極性spwm調(diào)制值，vi可以表示為 (4-2)式中，s為開關(guān)函數(shù)。s=1表示s1、s2（或s3、s4）同時導通；當s1或s4斷開時，s=0。圖4-2

43、spwm調(diào)制示意圖由文獻11知，參考圖4-2，知調(diào)制器輸入逆變橋的穩(wěn)態(tài)比例為 （4-3）式中vtri為三角載波的電壓幅值。逆變橋環(huán)節(jié)動態(tài)模型可以等效為一個慣性環(huán)節(jié)，而時間常數(shù)tstf （tf 表示開關(guān)頻率的倒數(shù)，tf =1/f），取ts=tf。故而，逆變橋的傳遞函數(shù)則為下式 （4-4）其中等效條件為，為截止頻率。所以結(jié)合式（3-1）和式（3-4），可得到從調(diào)制器輸入至逆變器輸出的傳遞函數(shù)為 （4-5）由以上建立的數(shù)學模型及推導的傳遞函數(shù)，可以得到逆變器主電路等效框圖如圖4-3所示圖4-3 逆變器主電路等效框圖4.3 逆變器濾波器的設(shè)計由文獻2知，在spwm逆變器中，逆變器的輸出lc濾波器主要用

44、來濾除開關(guān)頻率及其鄰近頻帶的諧波?？疾煲粋€濾波器性能的優(yōu)劣首先是看它對諧波的抑制能力，具體可以從thd值來體現(xiàn)，另外需要盡量減小濾波器對逆變器附加的電流應(yīng)力。電流應(yīng)力增大，除使器件損耗及線路損耗加大外，另一方面也使功率元件的容量增大。thd值小的要求與濾波器引起的附加電流應(yīng)力小的要求往往是矛盾的。lc濾波器的示意圖如下圖4-4所示。圖4-4 lc濾波器示意圖在濾波電路中，忽略逆變電路等效電阻時，濾波器的傳遞函數(shù)為 （4-5）式中，為自然振蕩角頻率，；為阻尼比。圖4-5濾波器伯德圖分析這是一個典型的二階振蕩系統(tǒng)，從頻域上分析，考慮幅頻特性和相頻特性，知道影響濾波效果的參數(shù)主要是轉(zhuǎn)折角頻率和阻尼比

45、。選擇spwm逆變器的輸出lc濾波器的轉(zhuǎn)折頻率遠遠低于開關(guān)頻率，這樣對開關(guān)頻率及其附近頻帶的諧波具有明顯的抑制作用。取。已知開關(guān)頻率，則有 （4-6）再由公式 （4-7）知最大電流脈動量滿足以上關(guān)系。式中，e為直流母線電壓，l為電感值，為開關(guān)頻率。圖4-5是濾波器在不同的電阻負載下的伯德圖曲線，即在不同的值時的伯德圖曲線。由圖中的曲線可以看出隨著在rad/s時出現(xiàn)了衰減，接近-40db的衰減。由公式（4-6）、（4-7）可確定電感l(wèi)和電容c的值，最終取電感值l=1mh，電容值c=11。根據(jù)公式可得到以下關(guān)系曲線圖：a）b）圖4-6 阻尼系數(shù)與負載電阻的關(guān)系曲線圖4-6為在電感值l=1mh，電容

46、值c=11時的阻尼系數(shù)和負載電阻r的關(guān)系曲線。圖4-6a)為負載電阻r小于100時的關(guān)系曲線，4-6b）為負載電阻r大于100時的關(guān)系曲線。由圖可以看出，隨著負載電阻r的增大，阻尼系數(shù)將不斷減少，漸進趨近0。4.4 逆變器閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)器的設(shè)計在通過查閱文獻資料2、1519,發(fā)現(xiàn)了逆變器雙閉環(huán)控制不同模型的確立。分別基于不同的情況考慮，而得到的。如下：電壓電流瞬時值雙閉環(huán)控制系統(tǒng)、電壓外環(huán)平均值電壓內(nèi)環(huán)瞬時值控制系統(tǒng)、電壓外環(huán)平均值電流內(nèi)環(huán)瞬時值。下面就三種策略進行分析。策略1：電壓電流瞬時值雙閉環(huán)控制系統(tǒng)傳統(tǒng)的spwm型的逆變器，以輸出電壓作為反饋信號實現(xiàn)單閉環(huán)控制。由于變換器本身等效為二階系

47、統(tǒng)，存在著響應(yīng)速度慢、穩(wěn)定性差等問題。特別是在逆變電源中，系統(tǒng)的動態(tài)性能差。電流調(diào)節(jié)控制正是為了彌補電壓調(diào)節(jié)控制的缺點應(yīng)運而生。它以變換器的全部狀態(tài)變量電感電流和電容電壓（即輸出電壓）為反饋變量，在電壓外環(huán)的基礎(chǔ)上增加了電流內(nèi)環(huán)，電流環(huán)時間常數(shù)小跟蹤能力好，系統(tǒng)動靜態(tài)性能大大改善，但是電感電流反饋控制也存在著逆變器輸出外特性軟、帶非線性負載能力差的問題。電流反饋的加入，隨之就產(chǎn)生了電感電流反饋和電容電流反饋兩種電流反饋設(shè)計思路，下面就兩種思路進行闡述。電感電流反饋的瞬時值控制的具體實現(xiàn)方法：采用正弦電壓基準和輸出電壓反饋經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器后作為電流基準，電流基準和濾波電感電流反饋值的誤差經(jīng)過比例放

48、大后和三角載波進行交截或者是經(jīng)過滯環(huán)比較器，得到正弦脈寬調(diào)制信號來控制功率器件的導通與關(guān)斷，以保證輸出電壓保持穩(wěn)定。由于電感電流等于流經(jīng)功率管的電流，對電流基準進行限幅，可以達到功率管限流保護的作用。由于負載電流作用于電感電流內(nèi)環(huán)外部，負載效應(yīng)得不到很好的抑制，因此輸出外特性相對較差，且非線性負載情況下輸出電壓畸變較大。為了克服電感電流瞬時值反饋控制的不足，可以利用電感電流反饋加上負載電流前饋，這樣負載電流擾動的影響在內(nèi)環(huán)得到一定的抑制，而且提高了系統(tǒng)的動態(tài)性能和系統(tǒng)的輸出外特性。采用電容電流反饋的瞬時值控制的具體實現(xiàn)方法：采用正弦電壓基準和輸出電壓反饋經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器后作為電流基準，電流基準和

49、濾波電容電流反饋值的誤差經(jīng)過比例放大后和三角載波進行交截，得到正弦脈寬調(diào)制信號來控制功率器件的導通與關(guān)斷。負載電流包含在電容電流閉環(huán)內(nèi)，因此負載電流擾動的影響在內(nèi)環(huán)得到了抑制。由于輸出電壓是電容電流在電容上的積分，控制了電容電流也就控制了逆變器的輸出波形。負載的突變最先影響電容電流，電容電流內(nèi)環(huán)的快速響應(yīng)可以抑制負載的突變。因此，相對于電感電流反饋控制，采用電容電流反饋控制逆變器的外特性硬且動態(tài)響應(yīng)快、帶非線性負載能力強。電容電流瞬時值反饋控制不具有電流限制能力，但采取一定的措施可以實現(xiàn)負載電流限制和短路保護。2綜合兩種不同思路的不同作用，我們在此基于對逆變器電路電流大小的考慮，采用電感電流反

50、饋控制的方式進行電流閉環(huán)的設(shè)計，即電壓電流瞬時值雙閉環(huán)控制。系統(tǒng)控制框圖如圖4-7所示：圖4-7 電壓電流瞬時值雙閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖策略2：外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電壓瞬時值控制系統(tǒng)此控制法稱為電壓瞬時值控制法，如圖4-8所示為此法閉環(huán)系統(tǒng)框圖。為了保證輸出波形有效值的的精度，在瞬時值環(huán)外面加了一個平均值環(huán)來對輸出波形的幅值進行調(diào)整。這樣，內(nèi)環(huán)通過瞬時值獲得快速的動態(tài)性能，保證輸出畸變率低，外環(huán)使輸出電壓的平均值控制，保證較高的輸出精度。此策略并未體現(xiàn)出控制器對電路電流的控制能力，需另加控制電路。同時外環(huán)對電壓幅值進行控制，從而保證了輸出電壓達到所要求的標準。其閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖如圖4-8所示。圖4 -

51、8 電壓外環(huán)平均值電壓內(nèi)環(huán)瞬時值系統(tǒng)控制框圖策略3：外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電流瞬時值控制系統(tǒng)策略3是在策略2的基礎(chǔ)上進行變異得到的。因為策略2并未對主電路的電流采取任何控制措施，于是變換思路便將內(nèi)環(huán)電壓瞬時值控制改為電感電流內(nèi)環(huán)控制。在電感電流為正弦波形的情況下，濾波電容一個周期進行平均值為零的充放電，使得輸出電壓仍然為正弦波。同時外環(huán)對電壓幅值進行控制，從而保證了輸出電壓達到所要求的標準。其閉環(huán)控制框圖如圖4-9所示。圖4-9 電壓外環(huán)平均值電流內(nèi)環(huán)瞬時值系統(tǒng)控制框圖4.5 pi調(diào)節(jié)器參數(shù)計算根據(jù)4.4節(jié)所提到的三電平逆變器雙閉環(huán)設(shè)計思路，分別有三種模型的pi調(diào)節(jié)器需要設(shè)計。4.5.1 電壓電流

52、瞬時值雙閉環(huán)控制系統(tǒng)電壓電流瞬時值雙閉環(huán)控制系統(tǒng)是分別取正弦的電壓電流量作為反饋量來進行閉環(huán)設(shè)計。電壓瞬時值取自經(jīng)過濾波的輸出端電壓，電流瞬時值取自濾波電感的電流瞬時值。電壓反饋作為外環(huán)反饋，這樣可以使輸出電壓得到穩(wěn)定的維持，具有較強的電壓抗擾性能。電流反饋作為內(nèi)環(huán)反饋，這樣使得輸出電流為正弦值，且能夠限制輸出電流的大小，能夠起到限流作用。因此，本文在此的設(shè)計思路參考文獻15所提的調(diào)節(jié)器的工程設(shè)計方法。結(jié)構(gòu)框圖參考圖4-7所示，進行pi調(diào)節(jié)器的設(shè)計。逆變電路的數(shù)學模型已經(jīng)得出，可以等效為一個慣性環(huán)節(jié) （4-8）其中，s。輸出電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)可以看作是恒定不變的，就可以忽略輸出電壓對電流環(huán)的

53、影響，從而可以將電流環(huán)被控對象的傳遞函數(shù)推導出如下 （4-9）其中，l=mh，r=0.1。為了保證電流內(nèi)環(huán)的跟隨性能良好，內(nèi)環(huán)采用設(shè)計為典型型系統(tǒng)的思路。設(shè)計計算過程忽略，得到內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器kip=0.01,kii=60。再將設(shè)計完的電流內(nèi)環(huán)等效為一個一階慣性環(huán)節(jié)圖4-10 等效后的系統(tǒng)框圖為了保證輸出電壓具有良好的抗擾性能，在此將電壓外環(huán)設(shè)計為典型型系統(tǒng)。設(shè)計計算過程忽略，得到內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器kvp=0.21，kvi=2100。4.5.2 外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電壓瞬時值控制系統(tǒng)電壓外環(huán)平均值電壓內(nèi)環(huán)瞬時值控制系統(tǒng)顧名思義，是控制系統(tǒng)的外環(huán)采用電壓的平均值作為反饋量，內(nèi)環(huán)是以電壓的瞬時值作為反饋量進行雙閉

54、環(huán)pi調(diào)節(jié)器設(shè)計的。外環(huán)的控制保證了輸出電壓在幅值或者有效值方面的精度得到了保證，而內(nèi)環(huán)的控制保證了輸出電壓波形的畸變率低，動態(tài)性能好。結(jié)構(gòu)框圖參考圖4-8所示，進行pi調(diào)節(jié)器的設(shè)計。內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)如下 （4-10）上式可以看出，被控系統(tǒng)是一個二階系統(tǒng)，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為 （4-11）內(nèi)環(huán)采用的是pi調(diào)節(jié)器，在設(shè)計pi調(diào)節(jié)器的參數(shù)是，把pi調(diào)節(jié)器的零點設(shè)置在濾波器的轉(zhuǎn)折頻率處，則有 （4-12）式中，和為pi調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。在系統(tǒng)穩(wěn)定性和系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)中得到一個比較這種的選擇，選取穿越頻率為轉(zhuǎn)折頻率的1/5-1/10，所以有 （4-13）由此可進行調(diào)節(jié)器參數(shù)的計算，如下 (4-14)

55、由式（4-14）可以計算得出，kip=0.0155,kii=14.65。 電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為 （4-15）式中為反饋傳遞函數(shù)，此處=1。在進行設(shè)計平均值外環(huán)時，把內(nèi)環(huán)作為被控對象。外環(huán)的參考值輸出電壓的幅值或者有效值，為直流量。由于外環(huán)僅調(diào)節(jié)輸出電壓的幅值，外環(huán)的輸出只是改變內(nèi)環(huán)參考正弦波的幅值。從控制的角度看，被控對象的輸入是50hz正弦波的幅值，輸出也是50hz正弦波的幅值，實際上被控對象的傳遞函數(shù)就是閉環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性上50hz頻率對應(yīng)的增益。則可以把電流內(nèi)環(huán)等效為一個比例系數(shù)kw （4-16）圖4-11 平均值外環(huán)等效框設(shè)計外環(huán)pi調(diào)節(jié)器時，pi調(diào)節(jié)器的零點的頻率設(shè)置在100hz，即;穿越頻率設(shè)置在20hz,即。所以有 （4-17）可以得到kwp=0.1，kwi=62.8。4.5.3 外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電流瞬時值控制系統(tǒng)電壓外環(huán)平均值電壓內(nèi)環(huán)瞬時值控制系統(tǒng)是由外環(huán)電壓平均值內(nèi)環(huán)電壓瞬時值控制系統(tǒng)控制方式衍生出的?？刂葡到y(tǒng)的外環(huán)采用電壓的平均值作為反饋量，內(nèi)環(huán)是以電路電流的瞬時值作為反饋量進行雙閉環(huán)pi調(diào)節(jié)器