D類功放的原理(共14頁)

1、D類功放的原理在音響領(lǐng)域里人們一直堅守著A類功放的陣地。認(rèn)為A類功放聲音最為清新透明，具有很高的保真度。但是，A類功放的低效率和高損耗卻是它無法克服的先天頑疾。B類功放雖然效率提高很多，但實際效率僅為50%左右，在小型便攜式音響設(shè)備如汽車功放、筆記本電腦音頻系統(tǒng)和專業(yè)超大功率功放場合，仍感效率偏低不能令人滿意。所以，效率極高的，因其符合綠色革命的潮流正受著各方面的重視。由于集成電路技術(shù)的發(fā)展，原來用分立元件制作的很復(fù)雜的調(diào)制電路，現(xiàn)在無論在技術(shù)上還是在價格上均已不成問題。而且近年來數(shù)字音響技術(shù)的發(fā)展，人們發(fā)現(xiàn)與數(shù)字音響有很多相通之處，進(jìn)一步顯示出的發(fā)展優(yōu)勢。是放大元件處于開關(guān)工作狀態(tài)的一種放大

2、模式。無信號輸入時放大器處于截止?fàn)顟B(tài)，不耗電。工作時，靠輸入信號讓晶體管進(jìn)入飽和狀態(tài)，晶體管相當(dāng)于一個接通的開關(guān)，把電源與負(fù)載直接接通。理想晶體管因為沒有飽和壓降而不耗電，實際上晶體管總會有很小的飽和壓降而消耗部分電能。這種耗電只與管子的特性有關(guān)，而與信號輸出的大小無關(guān)，所以特別有利于超大功率的場合。在理想情況下，的效率為100%，B類功放的效率為78.5%，A類功放的效率才50%或25%（按負(fù)載方式而定）。實際上只具有開關(guān)功能，早期僅用于繼電器和電機(jī)等執(zhí)行元件的開關(guān)控制電路中。然而，開關(guān)功能（也就是產(chǎn)生數(shù)字信號的功能）隨著數(shù)字音頻技術(shù)研究的不斷深入，用與Hi-Fi音頻放大的道路卻日益暢通。2

3、0世紀(jì)60年代，設(shè)計人員開始研究用于音頻的放大技術(shù)，70年代Bose公司就開始生產(chǎn)D類汽車功放。一方面汽車用蓄電池供電需要更高的效率，另一方面空間小無法放入有大散熱板結(jié)構(gòu)的功放，兩者都希望有D類這樣高效的放大器來放大音頻信號。其中關(guān)鍵的一步就是對音頻信號的調(diào)制。圖1是的基本結(jié)構(gòu)，可分為三個部分：圖基本結(jié)構(gòu)第一部分為調(diào)制器，最簡單的只需用一只運(yùn)放構(gòu)成比較器即可完成。把原始音頻信號加上一定直流偏置后放在運(yùn)放的正輸入端，另通過自激振蕩生成一個三角形波加到運(yùn)放的負(fù)輸入端。當(dāng)正端上的電位高于負(fù)端三角波電位時，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。若音頻輸入信號為零、直流偏置三角波峰值的1/2，則比較器輸

4、出的高低電平持續(xù)的時間一樣，輸出就是一個占空比為1：1的方波。當(dāng)有音頻信號輸入時，正半周期間，比較器輸出高電平的時間比低電平長，方波的占空比大于1：1；負(fù)半周期間，由于還有直流偏置，所以比較器正輸入端的電平還是大于零，但音頻信號幅度高于三角波幅度的時間卻大為減少，方波占空比小于1：1。這樣，比較器輸出的波形就是一個脈沖寬度被音頻信號幅度調(diào)制后的波形，稱為PWM（Pulse Width Modulation脈寬調(diào)制）或PDM（Pulse Duration Modulation脈沖持續(xù)時間調(diào)制）波形。音頻信息被調(diào)制到脈沖波形中。分頁第二部分就是，這是一個脈沖控制的大電流開關(guān)放大器，把比較器輸出的P

5、WM信號變成高電壓、大電流的大功率PWM信號。能夠輸出的最大功率有負(fù)載、電源電壓和晶體管允許流過的電流來決定。第三部分需把大功率PWM波形中的聲音信息還原出來。方法很簡單，只需要用一個低通濾波器。但由于此時電流很大，RC結(jié)構(gòu)的低通濾波器電阻會耗能，不能采用，必須使用LC低通濾波器。當(dāng)占空比大于1：1的脈沖到來時，C的充電時間大于放電時間，輸出電平上升；窄脈沖到來時，放電時間長，輸出電平下降，正好與原音頻信號的幅度變化相一致，所以原音頻信號被恢復(fù)出來，見圖2。圖模擬工作設(shè)計考慮的角度與AB類功放完全不同。此時功放管的線性已沒有太大意義，更重要的開關(guān)響應(yīng)和飽和壓降。由于功放管處理的脈沖頻率是音頻信

6、號的幾十倍，且要求保持良好的脈沖前后沿，所以管子的開關(guān)響應(yīng)要好。另外，整機(jī)的效率全在于管子飽和壓降引起的管耗。所以，飽和管壓降小不但效率高，功放管的散熱結(jié)構(gòu)也能得到簡化。若干年前，這種高頻大功率管的價格昂貴，在一定程度上限制了的發(fā)展?，F(xiàn)在小電流控制大電流的MOSFET已普遍運(yùn)用于工業(yè)領(lǐng)域，特別是近年來UHC MOSFET已在Hi-Fi功放上應(yīng)用，器件的障礙已經(jīng)消除。調(diào)制電路也是的一個特殊環(huán)節(jié)。要把20KHz以下的音頻調(diào)制成PWM信號，三角波的頻率至少要達(dá)到200KHz。頻率過低達(dá)到同樣要求的THD標(biāo)準(zhǔn)，對無源LC低通濾波器的元件要求就高，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。頻率高，輸出波形的鋸齒小，更加接近原波形，TH

7、D小，而且可以用低數(shù)值、小體積和精度要求相對差一些的電感和電容來制成濾波器，造價相應(yīng)降低。但此時晶體管的開關(guān)損耗會隨頻率上升而上升，無源器件中的高頻損耗、謝頻的取膚效應(yīng)都會使整機(jī)效率下降。更高的調(diào)制頻率還會出現(xiàn)射頻干擾，所以調(diào)制頻率也不能高于1MHz。同時，三角波形的形狀、頻率的準(zhǔn)確性和時鐘信號的抖晃都會影響到以后復(fù)原的信號與原信號不同而產(chǎn)生失真。所以要實現(xiàn)高保真，出現(xiàn)了很多與數(shù)字音響保真相同的考慮。還有一個與音質(zhì)有很大關(guān)系的因數(shù)就是位于驅(qū)動輸出與負(fù)載之間的無源濾波器。該低通濾波器工作在大電流下，負(fù)載就是音箱。嚴(yán)格地講，設(shè)計時應(yīng)把音箱阻抗的變化一起考慮進(jìn)去，但作為一個功放產(chǎn)品指定音箱是行不通的

8、，所以與音箱的搭配中更有發(fā)燒友馳騁的天地。實際證明，當(dāng)失真要求在0.5%以下時，用二階Butterworth最平坦響應(yīng)低通濾波器就能達(dá)到要求。如要求更高則需用四階濾波器，這時成本和匹配等問題都必須加以考慮。近年來，一般應(yīng)用的已有集成電路芯片，用戶只需按要求設(shè)計低通濾波器即可。數(shù)字功放與D類功放的區(qū)別數(shù)字功放與D類功放的區(qū)別 常見D類功放（PWM功放）的工作原理：PWM功放只能接受模擬音頻信號，用內(nèi)部三角波發(fā)生器產(chǎn)生的三角波和它進(jìn)行比較，其結(jié)果就是一個脈寬調(diào)制信號（PWM），然后將PWM信號放大并還原成模擬音頻信號。因此，PWM功放是用脈沖寬度對模擬音頻幅度進(jìn)行模擬的，其信息的傳遞過程是模擬的、

9、非量化的、非代碼性的。并且由于目前器件性能的限制，PWM功放不可能采用太高的采樣頻率，在性能指標(biāo)上尚達(dá)不到Hi-Fi級的水平。而數(shù)字功放采用一些寬度固定的脈沖來數(shù)字地量化、編碼模擬音頻信號，使音頻信號的還原更為真實。二、數(shù)字功放和模擬功放的區(qū)別數(shù)字功放由于工作方式與傳統(tǒng)模擬功放完全不同，因此克服了模擬功放固有的一些缺點(diǎn)，并且具備了一些獨(dú)有的特點(diǎn)。1. 過載能力與功率儲備數(shù)字功放電路的過載能力遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于模擬功放。模擬功放電路分為A類、B類或AB類功率放大電路，正常工作時功放管工作在線性區(qū)；當(dāng)過載后，功放管工作在飽和區(qū)，出現(xiàn)諧波失真，失真程度呈指數(shù)級增加，音質(zhì)迅速變壞。而數(shù)字功放在功率放大時一直處于

10、飽和區(qū)和截止區(qū)，只要功放管不損壞，失真度不會迅速增加，如圖1所示。圖1 全數(shù)字功放與普通功放過載失真度比較由于數(shù)字功放采用開關(guān)放大電路，效率極高，可達(dá)75%90%（模擬功放效率僅為30%50%），在工作時基本不發(fā)熱。因此它沒有模擬功放的靜態(tài)電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之前后無模擬放大、無負(fù)反饋的牽制，故具有更好的“動力”特性，瞬態(tài)響應(yīng)好，“爆棚感”極強(qiáng)。2. 交越失真和失配失真模擬B類功放在過零失真，這是由于晶體管在小電流時的非線性特性而引起的在輸出波形正負(fù)交叉處的失真（小信號時晶體管會工作在截止區(qū)，無電流通過，導(dǎo)致輸出嚴(yán)重失真）。而數(shù)字功放只工作在開關(guān)狀態(tài)，不會產(chǎn)生交越失真

11、。分頁模擬功放存在推挽對管特性不一致而造成輸出波形上下不對稱的失配失真，因此在設(shè)計推挽放大電路時，對功放管的要求非常嚴(yán)格。而數(shù)字功放對開關(guān)管的配對無特殊要求，基本上不需要嚴(yán)格的挑選即可使用。3. 功放和揚(yáng)聲器的匹配由于模擬功放中的功放管內(nèi)阻較大，所以在匹配不同阻值的揚(yáng)聲器時，模擬功放電路的工作狀態(tài)會受到負(fù)載（揚(yáng)聲器）大小的影響。而數(shù)字功放內(nèi)阻不超過0.2(開關(guān)管的內(nèi)阻加濾波器內(nèi)阻)，相對于負(fù)載（揚(yáng)聲器）的阻值（48）完全可以忽略不計，因此不存在與揚(yáng)聲器的匹配問題。4. 瞬態(tài)互調(diào)失真模擬功放幾乎全部采用負(fù)反饋電路，以保證其電聲指標(biāo)，在負(fù)反饋電路中，為了抑制寄生振蕩，采用相位補(bǔ)償電路，從而會產(chǎn)生瞬

12、態(tài)互調(diào)失真。數(shù)字功放在功率轉(zhuǎn)換上沒有采用任何模擬放大反饋電路，從而避免了瞬態(tài)互調(diào)失真。5. 聲像定位對模擬功放來說，輸出信號和輸入信號之間一般都存在著相位差，而且在輸出功率不同時，相位失真亦不同。而數(shù)字功放采用數(shù)字信號放大，使輸出信號與輸入信號相位完全一致，相移為零，因此聲像定位準(zhǔn)確。6. 升級換代數(shù)字功放通過簡單地更換開關(guān)放大模塊即可獲得大功率。大功率開關(guān)放大模塊成本較低，在專業(yè)領(lǐng)域發(fā)展前景廣闊。7. 生產(chǎn)調(diào)試模擬功放存在著各級工作點(diǎn)的調(diào)試問題，不利于大批量生產(chǎn)。而數(shù)字功放大部分為數(shù)字電路，一般不需調(diào)試即可正常工作，特別適合于大規(guī)模生產(chǎn)。三、數(shù)字功放和“數(shù)字化”功放、“數(shù)碼”功放的區(qū)別所謂的

13、“數(shù)字化”功放只是在前置級上采用數(shù)字信號處理的方式，在模擬音頻信號或數(shù)字音頻信號輸入后，采用現(xiàn)有的數(shù)字音頻處理集成電路，實現(xiàn)一些比如聲場處理、數(shù)字延時、混響等功能，最后再通過模擬功率放大模塊進(jìn)行音頻放大。其典型電路框圖如圖2所示。由圖2可知，其各模塊的接口都是采用模擬方式。而數(shù)字聲場處理模塊的大致原理框圖如圖3所示。分頁圖2 數(shù)字化功放電路的組成框圖 圖3 數(shù)字聲場處理模塊原理框圖雖然目前各集成電路廠家都推出了數(shù)字聲場處理、數(shù)字卡拉OK和數(shù)字杜比解碼集成電路。但是由于目前功放大都只能接收模擬音頻信號，所以各集成電路的接口也大多是模擬的，這就需要反復(fù)地進(jìn)行模/數(shù)、數(shù)/模轉(zhuǎn)換，由此會引入量化噪聲，

14、使音質(zhì)惡化。全數(shù)字功放除了針對揚(yáng)聲器的接口以外（這是因為目前揚(yáng)聲器都只能接受模擬音頻信號），音頻信號在功放內(nèi)部都是以數(shù)字信號的方式進(jìn)行處理（包括功率放大）；對于模擬音頻信號，必須轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號后才能進(jìn)行處理。在已經(jīng)具備數(shù)字音頻的時代推出數(shù)字功放，將可能對音響技術(shù)的發(fā)展產(chǎn)生重大影響 D類功放電路介紹2007-01-06 00:00:00新聞來源：電子元器件網(wǎng)傳統(tǒng)的音頻功率有A類、AB類、B類、C類等幾種，其功率放大器件（管、晶體管、等）均工作于線性放大區(qū)域，屬線性放大器，其效率普遍不高，通常AB類放大器的效率不會超過60%。采用D類開關(guān)放大電路可明顯提高功放的效率。D類功放將音頻信號轉(zhuǎn)變?yōu)閷挾入S

15、信號幅度變化的高頻脈沖，控制功率管以相應(yīng)的頻率飽和導(dǎo)通或截止，功率管輸出的信號經(jīng)低通濾波器驅(qū)動揚(yáng)聲器發(fā)聲。因功率管大部分時間處于飽和導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)，功率損耗很小，其效率可達(dá)90%以上。典型的D類功放可提供200W輸出，效率達(dá)94%，諧波失真在1%2.8%。D類功放保真度不如線性放大器，但在很多場合已能滿足要求，例如汽車音響系統(tǒng)只要求低功率輸出時失真小于2%，滿功率輸出時小于5%，而且經(jīng)過改進(jìn)D類功放的性能還將有所提高。另外，D類功放不存在交越失真。D類開關(guān)放大器的概念源于50年前，但因其工作頻率至少應(yīng)為音頻信號上限頻率（20kHz）的45倍，早期采用電子管、晶體管的電路在功率、效率等方面還不能

16、充分體現(xiàn)其優(yōu)越性。20世紀(jì)80年代出現(xiàn)了開關(guān)速度和導(dǎo)通損耗滿足要求的，近年來又出現(xiàn)了集成前置驅(qū)動電路，如Harris公司的HIP4080，從而推動了D類功放的實用發(fā)展。D類功放所用的MOSFET為N溝道型，因為N型溝道MOSFET的導(dǎo)通損耗僅為相應(yīng)規(guī)格的P溝道MOSFET的1/3。D類開關(guān)放大器由積分器、占空比調(diào)制器、開關(guān)驅(qū)動電路及輸出濾波器組成，圖1(a)所示的電路為采用半橋驅(qū)動的D類功放，它采用了固定頻率的占空比調(diào)制器，功率管輸出的方波信號與音頻信號混合作為負(fù)反饋信號送入積分器。積分器兼有濾波作用，輸出修正信號送占空比調(diào)制器，占空比調(diào)制器由和三角波發(fā)生器組成圖1(b)，用修正信號對三角波進(jìn)

17、行調(diào)制產(chǎn)生調(diào)制輸出，推動功率管工作。負(fù)反饋應(yīng)取自低通濾波器之前，否則因濾波后的信號與輸入的信號有相位差（二階濾波器可能引起180的相位差），可能引起電路自激，需采用復(fù)雜的相位補(bǔ)償電路。驅(qū)動功率管的調(diào)制信號為占空比隨音頻輸入信號變化的方波，半橋驅(qū)動電路以相反的相位驅(qū)動兩個功率管，一個導(dǎo)通時另一個截止。采用方波驅(qū)動是為了使MOSFET盡可能地改變工作狀態(tài)，減少其處于線性放大區(qū)的時間，從而減少熱損耗，提高效率。該電路的效率主要取決于功率管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。輸出濾波器將方波轉(zhuǎn)變?yōu)榉糯蟮囊纛l信號，推動揚(yáng)聲器發(fā)聲。圖2為全橋驅(qū)動D類功放的原理簡圖。全橋驅(qū)動電路中負(fù)載上的電壓峰峰值兩倍于電源電壓，因而可

18、用單電源代替半橋驅(qū)動電路中的雙電源供電。全橋驅(qū)動與半橋驅(qū)動電路工作原理相似，但采用了四個MOSFET。反饋網(wǎng)絡(luò)中的濾波電路也有所不同，該電路中負(fù)載采用浮動接法，需要兩個低通濾波器來消除載波。四個功率管兩兩成對工作，為防止短路，驅(qū)動電路在關(guān)斷一對功率管后過一段時間才開啟另一對功率管。全橋中的功率管只需承受半橋中一半的電壓，其導(dǎo)通損耗比半橋電路要小，這是因為MOSFET導(dǎo)通時的漏源RDS(ON)與漏源電壓BVDSS不成線性關(guān)系，串聯(lián)的兩個MOSFET總的RDS(ON)比BVDSS增加一倍時單管的RDS(ON)小。圖全橋驅(qū)動D類功放電路簡圖功率管的選擇需要考慮以下幾點(diǎn)：峰值工作電壓、工作電流、開關(guān)速

19、度、開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗。峰值工作電壓和電流決定了MOSFET的規(guī)格，開關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗及輸出濾波損耗決定了輸出級的效率。計算公式如下Vp=(2P0ZL)1/2 Ip=Vp/ZL例如，要在8負(fù)載上獲得100W輸出，Vp為40V，Ip為5A，考慮到工作電壓應(yīng)留25%的裕量，相應(yīng)的MOSFET規(guī)格為50V/5A。選擇內(nèi)部包含一個具有較短反向恢復(fù)時間的的MOSFET可減小開關(guān)損耗，目前較快的反向恢復(fù)時間約100ns。較低的工作頻率、較小的柵源及較高驅(qū)動能力的驅(qū)動電路都有助于減小開關(guān)損耗。工作頻率過低會使輸出濾波器的設(shè)計變得困難，過高又會導(dǎo)致開關(guān)損耗增加并產(chǎn)生射頻干擾及電磁干擾，因此選擇工作頻率時需要綜

20、合考慮。解決了開關(guān)損耗問題之后，D類開關(guān)放大器的效率主要取決于功率管的導(dǎo)通損耗，換言之，選用RDS(ON)較小的MOSFET可提高放大器的效率。例如，MOSFET的RDS(ON)為200m，放大器效率比理想狀態(tài)下降5%，公式如下=2XRDS(ON)/ZL=0.4/8=0.05式中因子2對應(yīng)于全橋驅(qū)動電路。同樣，當(dāng)RDS(ON)為80m時，效率損失只有2%，也就是說效率取決于器件的制造工藝。圖3所示為圖2中反饋網(wǎng)絡(luò)的電路，功率管輸出信號經(jīng)1C處理成為反饋信號，其幅值約為輸出信號的1/11。音頻輸入信號經(jīng)緩沖放大器IC1B放大，與反饋信號一同送至積分器IC1A，經(jīng)處理產(chǎn)生修正信號送圖3中驅(qū)動IC的

21、比較器反相輸入端，從而產(chǎn)生調(diào)制輸出。圖3中還有另一路反饋取自電流采樣電阻，驅(qū)動IC據(jù)此對MOSFET作過流保護(hù)。圖全橋驅(qū)動D類功放反饋網(wǎng)絡(luò)電路該放大器的輸出采用了兩個巴特沃斯濾波器為負(fù)載提供音頻驅(qū)動電流，巴特沃斯濾波器保證了全頻段內(nèi)的平滑頻響，可使放大器具有良好的動態(tài)響應(yīng)。圖4中四結(jié)巴特沃斯濾波器的截止頻率為30KHz，對250KHz載波的衰減為74dB，增加階數(shù)或降低截止頻率可更有效地消除載波。巴特沃斯濾波器工作時要求負(fù)載為恒定值，而揚(yáng)聲器在高頻下將處于失控狀態(tài)，因此揚(yáng)聲器兩端并聯(lián)了RC濾波網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償，以保證高頻時電路的穩(wěn)定。圖截止頻率為30KHz的四階巴特沃斯濾波器該放大器驅(qū)動4負(fù)載輸出10

22、0W時，信號頻率8KHz以下的失真（THD+N）不到1%，如圖5(a)所示，信號頻率超過8KHz時，放大器的非線性度增大，THD+N也隨之增加，在12KHz處達(dá)到最大(2.8%)，超過12KHz，輸出濾波器開始發(fā)揮作用，THD+N也隨之下降。在通常工作的小功率情況下，失真狀況有所改善，輸出10W時全頻帶范圍內(nèi)的THD+N小于1.2%，如圖5(b)所示。圖帶四階濾波器D類功放失真曲線失真特性通過濾波器及反饋網(wǎng)絡(luò)的選擇加以修改，以適應(yīng)不同場合的要求。反饋網(wǎng)絡(luò)選用高素質(zhì)的運(yùn)放、修改補(bǔ)償電路、提高三角波的線性度這幾項措施均有助于降低失真和殘余噪聲。在實際應(yīng)用中，輸出濾波器與揚(yáng)聲器的阻抗相匹配可降低放大

23、器的閉環(huán)頻響，改善放大器的失真特性。D類功放電路綜述D類結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。由PWM調(diào)制器、半橋開關(guān)器件的MOSFET、LC低通濾波器和揚(yáng)聲器負(fù)載等組成。由圖1中可見，輸出端的PWM信號，再經(jīng)R1、CR構(gòu)成的積分器反饋后與基準(zhǔn)信號進(jìn)行比較，基準(zhǔn)信號為輸入音頻信號的取樣信號，其頻率下限應(yīng)是最高音頻信號頻率的兩倍以上，上限為500kHZ。輸出端LC組成的低通濾波器濾除輸出信號中的調(diào)制脈沖信號成分。圖D類功放的基本電路結(jié)構(gòu)電路設(shè)計時，如果取樣頻率選擇不當(dāng)，會導(dǎo)致輸出波形的變化，動態(tài)范圍變窄，工作中當(dāng)電感L出現(xiàn)磁飽和時，信號失真度將會驟然增大。1. 補(bǔ)償型PWM調(diào)制方式此調(diào)制方式為PWM常見的類型。為了充分抑制PWM方式輸出信號中的紋波，當(dāng)取樣頻