第四講 PFC技術(shù).ppt

登陸華中科技大學內(nèi)部網(wǎng)ID 2004201 4 0輸入功率因數(shù)定義 交流輸入電流中除基波電流Is1外通常還含有各次諧波電流Isn n 2 3 4 THD的定義 除基波電流外的所有諧波電流總有效值與基波電流有效值之比值 輸入電流總畸變率THD TotalHarmonicDistortion 4 0輸入功率因數(shù)定義 續(xù)1 輸入功率因數(shù)PF PowerFactor 交流側(cè)電壓與電流基波分量之間的相位角 1稱為基波位移角 基波功率因數(shù)cos 1稱為基波位移因數(shù)DPF 基波因數(shù) 若交流輸入電壓為無畸變的正弦波 則只有輸入電流中的基波電流形成有功功率 這時 定義 交流電源輸入有功功率PAC與其視在功率S之比 即 4 1含有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié) PFC 的單相高頻整流 4 1 1諧波電流的危害及改善措施4 1 2含升壓 Boost 型功率因數(shù)校正器的高頻整流4 1 3帶反激式功率因數(shù)校正器的高頻整流 4 1 1諧波電流的危害及改善措施 220V單相交流電網(wǎng)不控整流電容濾波的應用極為廣泛 但存在以下主要缺點 1 僅在交流電壓的瞬時值大于電容電壓時才有輸入電流 電流波形嚴重畸變 呈脈沖狀 2 直流輸出電壓只與交流輸入電壓有關(guān)而不能調(diào)控 3 為了得到輸出可控的直流電壓 可采用相控整流 但脈動很大 且最低次諧波頻率為2次諧波 需要很大的濾波器才能得到平穩(wěn)的直流電壓 4 在相控直流電壓較低時電源功率因數(shù)低 4 1 1諧波電流的危害及改善措施 續(xù)1 流過線路阻抗造成諧波電壓降 使電網(wǎng)電壓也發(fā)生畸變 可能危害通訊線路 會使線路和配電變壓器過熱 損壞電器設備 會引起電網(wǎng)LC諧振 高次諧波電流流過電網(wǎng)所產(chǎn)生的諧波電壓可能使電容器過流 過熱而爆炸 在三相四線制電路中 中線流過三相的三次諧波電流 3倍的3次諧波電流 使中線過流而損壞 還使整流負載交流輸入端功率因數(shù)下降 其結(jié)果是發(fā)電 配電及變電設備的利用率降低 功耗加大 效率降低 諧波電流對電網(wǎng)有嚴重的危害作用 4 1 1諧波電流的危害及改善措施 續(xù)2 限制電網(wǎng)諧波電流相應的國際標準已經(jīng)頒布實施 如IEC 555 2 EN60555 2等 表5 7給出了某一標準要求的諧波電流限制值 表5 7AC DC變流電路對輸入端諧波電流的限制值 不控整流能使基波電流與交流電源電壓基本同相 cos 1 1 但呈脈沖狀的電流含有很大的諧波成份 因而交流電源的功率因數(shù)不高 圖5 35AC DC整流電路 5 35 1 附加無源濾波器 優(yōu)點 簡單 成本低 可靠性高 電磁干擾EMI小 缺點 體積 重量大 難以得到高功率因數(shù) 一般提高到0 9左右 工作性能與頻率 負載變化及輸入電壓變化有關(guān) 電感和電容間有大的充放電電流并可能引發(fā)電路L C諧振等 在圖示的整流器和電容之間接入一個濾波電感 或者在交流側(cè)并聯(lián)接入LC濾波器 采用兩類技術(shù)措施可減小電源電流中的諧波電流 提高功率因數(shù) 4 1 1諧波電流的危害及改善措施 續(xù)3 4 1 1諧波電流的危害及改善措施 續(xù)4 2 附加有源功率因數(shù)校正器或采用高頻PWM整流 含有源功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)的單相整流被簡稱為有源功率因數(shù)校正 ActivePowerFactorCorrection APFC 優(yōu)點 功率因數(shù)高 THD小 可在寬范圍輸入電壓下工作 體積 重量輕 輸出電壓恒定 不足 單向的PWM整流 4 1 2含升壓 Boost 型功率因數(shù)校正器的高頻整流 主電路 1 單相橋式不控整流器2 Boost變換器控制電路 1 電壓誤差放大器VAR2 電流誤差放大器CAR3 乘法器4 比較器C5 驅(qū)動器6 其它相關(guān)電路 4 1 2含升壓 Boost 型功率因數(shù)校正器的高頻整流 續(xù)1 含有一個BoostConverter 實現(xiàn)升壓式DC DC的變換 控制電路由一個電壓外環(huán)和一個電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成 升壓電感中的電流受到連續(xù)監(jiān)控和調(diào)節(jié) 使之能跟隨整流后正弦半波電壓波形 電路特點 4 1 2含升壓 Boost 型功率因數(shù)校正器的高頻整流 續(xù)2 有源功率因數(shù)校正的控制思想思路 主要是控制已整流后的電流 使之在對濾波大電容充電之前 能與整流后的電壓波形相同 從而避免電流脈沖的形成 達到改善功率因數(shù)的目的 Boost APFC原理電路 T導通時 二極管電流為零 iS iL iT T斷開時 iS iL iD 具有高頻紋波的輸入電流iS經(jīng)很小的LC濾波后即可得到正弦波電流 4 1 2含升壓 Boost 型功率因數(shù)校正器的高頻整流 續(xù)3 Boost型功率因數(shù)校正器 APFC 的主要優(yōu)點 1 輸入電流連續(xù) 電磁干擾EMI小 2 有輸入電感L 可減少對輸入濾波器的要求 并可防止電網(wǎng)對主電路高頻瞬態(tài)沖擊 3 開關(guān)器件T的電壓不超過輸出電壓值 4 有許多集成控制電路芯片可供設計者選用 缺點 1 輸入 輸出間沒有絕緣隔離 2 BoostAPFC適用于1kW 2kW以下的負載 4 1 3帶反激式功率因數(shù)校正器的高頻整流 T導通時 Vdc加在變壓器原方繞組等效電感L1兩端 i1從零上升到ip 電感儲能 二極管D阻斷 i2 0 T截止時 i1 0 電感L2釋放磁能 D導電 i2向C充電并向負載供電 反激式電路 4 1 3帶反激式功率因數(shù)校正器的高頻整流 續(xù)2 工作模式為不連續(xù)導電模式DCM 雙半波正弦虛線為電流峰值iP的包絡線 I1為兩個近似的正弦半波 is為一個近似的正弦波 脈動頻率很高 經(jīng)不大的L C濾波器即可將濾為正弦電流 4 2三相PFC 4 2 1幾種典型的三相PFC4 2 2三相高頻PWM整流 4 2 1幾種典型的三相PFC 12脈波整流電路 原方A相電流應為 除基波外 僅含12K 1 K 1 2 3 次電流諧波 最低次電流諧波為11次 而三相橋6脈波整流電路交流電源中含有6K 1次諧波電流 最低次諧波電流為5次 三相單開關(guān)PFC 優(yōu)點 1 引入boost變換器 Lb Qb Db 后 功率因數(shù)提高 2 控制簡單 成本較低 采用較小的濾波器就可濾除高次諧波 缺點 電壓 電流應力大 只能工作于DCM模式 5次諧波大 要提高功率因數(shù) 須提高直流電壓 三個單相PFC組成三相PFC 優(yōu)點 1 可利用單相比較成熟的PFC技術(shù) 由三個單相PFC同時供電 控制簡單 缺點 元器件較多 成本高 三相六開關(guān)PFC電路 優(yōu)點 1 將交流電源輸入電流控制為畸變很小的正弦化電流 且功率因數(shù)可接近于1 2 體積 重量可以大大地減少 3 動態(tài)響應速度顯著提高 缺點 開關(guān)管數(shù)量多 控制較為復雜 PWM開關(guān)模式整流器被稱為PWM整流器 按是否具有能量回饋功能分為 1 無能量回饋功能的PWM整流器 PFC PowerFactorCorrection 例如 上節(jié)介紹的單相PWM整流器 2 具有能量回饋功能的開關(guān)模式整流器 ReversibleSMR 如本節(jié)將要介紹有能量回饋功能的三相PWM整流器 4 2 2三相高頻PWM整流 22 除要有輸入電感 PWM整流器的主電路結(jié)構(gòu)和逆變器一樣 穩(wěn)態(tài)工作時 整流器輸出直流電壓不變 開關(guān)管按正弦規(guī)律作脈寬調(diào)制 交流側(cè)的電壓是和逆變器輸出電壓類似的SPWM電壓波 由于電感的濾波作用 交流電源流入的電流中諧波電流不大 變換器交流側(cè)電壓可以看作是可控正弦交流電壓源 它與電網(wǎng)的正弦電壓共同作用于輸入電感L 產(chǎn)生正弦輸入電流 適當控制整流器交流端的電壓的幅值和相位 就可以獲得所需大小和相位的輸入電流 并使直流電壓保持為給定值 23 4 2 2 1能量可回饋型的PWM整流器主要特點 通常交流電感L上壓降不大 因此這種變換器直流輸出電壓總是大于交流電源電壓峰值 因此這種高頻PWM整流是升壓變換 高頻PWM整流器的主電路都是能量可雙向流動的電力變換器 既可運行在整流狀態(tài) 也可運行在逆變狀態(tài) 作整流器只是它們的功能之一 主電路結(jié)構(gòu)還可以用于無功補償器 有源電力濾波器 風力 太陽能發(fā)電 電力儲能系統(tǒng) 有源電子負載等應用領域 其控制方式和整流器控制也有很多相近的地方 24 25 4 2 2 2交流 直流雙向PWM變換器工作原理 三相橋式變換器交流輸入端交流相電壓為Via t Vib t Vic t 電流為ia ib ic 如果交流電源電壓為 式中Vs為交流電源相電壓有效值 則理想的交流 直流變換應該是 式中Is是交流電源流入雙向變換器的電流有效值 是滯后的功率因數(shù)角 26 理想的三相橋變換器交流側(cè)相電壓為 27 復數(shù)功率的定義是 電壓矢量與電流共軛矢量的乘積 因此得到交流電網(wǎng)輸入到變換器的有功功率P和無功功率Q 28 當電壓Vi數(shù)值較大 以致Vicos Vs時 則Iq為負 Q為負 即交流電源向AC DC變換器輸出容性 超前 無功電流 無功功率 當電壓Vi較小 Vicos Vs時 Iq為正 Q為正 即交流電源向AC DC變換器輸出感性 滯后 無功電流 無功功率 當變換器交流輸入端電壓相位滯后于時 即滯后角 為正值時 有功電流為正值 P為正 表示交流電源向變換器輸出有功功率 變換器工作于整流狀態(tài) 當變換器交流輸入端電壓的相位超前時 那時滯后角 為負值 P為負 表示交流電源從變換器輸入有功功率 變換器工作于逆變狀態(tài) 29 兩個交流電源之間的有功電流 有功功率P總是從相位超前的電源流向相位滯后的電源 電壓數(shù)值高的電源才有可能向電壓低的電源輸出滯后的感性無功電流和感性無功功率Q 若負載阻抗一定 輸出直流電壓Vo的大小取決于輸入的有功功率P與負載消耗 增大P Vo升高 反之 Vo降低 調(diào)節(jié)有功功率P也就調(diào)節(jié)控制了Vo 綜上 變換器就是一個理想的AC DC雙向功率變換器 30 結(jié)論 三相電壓型高頻PWM整流器中6個開關(guān)器件T1 T6進行類似于第4章三相SPWM逆變器的通 斷控制 令T1 T6SPWM控制的調(diào)制參考波頻率fr等于交流電源Vsa Vsb Vsc的頻率fs Via Vib Vic中的諧波頻率則由T1 T6SPWM控制的高頻載波頻率fC決定 Via Vib Vic中的高次諧波頻率很高 31 4 2 3三相電壓型高頻PWM整流控制系統(tǒng) 1 電容器C上的直流電壓必須恒定 因此采用電壓閉環(huán)控