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TEA1752GreenChip TEA1752:PFC和反激式控制器集成電路 Rev. 01 16 JULY 2010 應用 文件信息信息 內(nèi)容關(guān)鍵詞 綠色芯片，TEA1752,PFC,反激，高效，適配器，筆記本，PC電源摘要 TEA1752是新一代功率因數(shù)校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)開關(guān)電源控制器集成在一起的IC。用于率高開關(guān)電源。它集成度高，外接元件少可用于設計低成本電源。TEA1752用一個硅絕緣（SIO）工藝制造。NXP SIO可制作寬電壓范圍。 1.概述: TEA1752把功率因數(shù)校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)開關(guān)電源控制器集成在一個SO-16封裝的集成電路上。這兩個控制器均工作在準諧振（QR）非連續(xù)傳導模式（DCM）和谷值檢測方式。每個控制器的開關(guān)是獨立的。PFC的輸出功率可以簡單的由導通時間控制，不必對主電壓相位取樣。反激輸出功率是電流控制模式，可以很好的抑制輸入紋波電壓。兩個控制器的通信被集成好不必調(diào)整。在本應用中提到的電壓電流是典型值。各腳的電平詳細說明可從TEA1752T-LT的數(shù)據(jù)表中查出。1.1范圍 本應用指南描述TEA1752的控制功能和在變換器應用中需要調(diào)整。PFC和反激式功率級的大信號部分的電感和變壓器的設計在一個單獨的應用說明中做描述。1.2 TEA1752 GreenChip控制器GreenChip的特征是讓電源工程師可以用最少的外部元件設計出可靠的、低成本、高效的開關(guān)電源。1.2.1關(guān)鍵特征 PFC和反激控制器集成在一個SO-16的封裝內(nèi)。PFC和反激控制器的開關(guān)頻率是相互獨立的。二者之間的通信不需要外部硬件。由于集成度高，所以，所需外部元件少。集成了主電壓使能和掉電保護功能有快速鎖存復位功能。1.2.2系統(tǒng)特征 有系統(tǒng)故障安全再啟動模式。 高壓啟動電流源（5.4mA）。在安全再啟動模式時高壓電流源減少到1 mA。寬VCC范圍（38V）。限定MOSFET驅(qū)動電壓。容易控制的啟動特性和VCC電路。通用輸入的鎖存保護。片內(nèi)有過溫保護。在HV腳和下一個功能腳之間有一個高壓防護用空腳。 在VINSENSE, VOSENSE, PFCAUX, FBCTRL 和FBAUX腳都有腳開路保護功能。1.2.3 PFC部分特征 兩種輸出電壓升壓變換器。QR/DCM均工作在谷電壓開關(guān)狀態(tài)。頻率限制(250KHz)以減少開關(guān)損耗和電磁干擾（EMI）。導通時間Ton受控。采用主輸入電壓控制回路補償以達到良好的瞬態(tài)響應。過流保護（OCP）。軟啟動和軟停止。不需要外部電路就具有對PFC反饋回路部分進行開路/短路檢測功能。1.2.4 反激部分特征 QR/DCM均工作在谷電壓開關(guān)狀態(tài)。用降低頻率和固定最小峰值電流及谷電壓開關(guān)以保持高效率，同時保證在輕負載時沒有音頻噪聲。頻率限制(125KHz)以減少開關(guān)損耗和EMI。電流模式控制過流保護（OCP）。軟啟動。通過輔助繞組可獲得精準的過壓保護（OVP）。輸出過載和反激反饋環(huán)路開路超時保護，可作為安全再啟動（TEA1752T）或鎖存（TEA1752LT）保護。1.3 應用示意圖圖1顯示了完整功能的TEA1752應用原理。圖1 應用示意圖2.管腳描述 符號 引腳 功能VCC 1 電源電壓：Vstartup=22V,Vth(UVLO)=15V。 當主電接通接在該腳的電容器被內(nèi)部電流源充電到Vstartup 啟動。當該腳電壓低于0.65V充電電流被限制在1mA，這是防止Vcc腳短路使IC過熱。當該腳電壓在0.65V和Vth(UVLO)之間時，充電電流為5.4mA使IC快速啟動。當該腳電壓在Vth(UVLO)和Vstartup之間時，充電電流又回到1mA，這樣在輸入電源故障時可以減小安全再啟動占空比。這樣在故障時可減小輸入功率。當電壓升到Vstartup電流源被關(guān)閉，并且Vcc調(diào)到Vstartup直到反激部分啟動。見3.2節(jié)，完整的啟動順序說明。GND 2 接地FBCTRL 3 反激控制輸入直接連接光耦。2V控制電壓時反激變換器提供最大功率。在1.5V控制電壓時反激變換器進入頻率減小模式并。在1.3V時反激變換器也停止開關(guān)。內(nèi)部有一個30A電流源連接到此腳，它由內(nèi)部邏輯控制。當檢測到控制環(huán)開路或輸出電壓短路此電流源可以用來實施一個超時功能來保護電源。在GND和此腳之間接一個100K電阻可使超時功能失效。FBAUX 4 此腳接變壓器的輔助繞組用來檢測變壓器的去磁，主電的過功率保護（OPP）和反激的過電壓保護(PVP)。和去磁檢測相結(jié)合并且在HV腳的谷電壓檢測確定谷電壓時反激變換器導通時刻。當300A電流流入此腳便認為輸出過壓(OVP)。為了防止誤判OVP內(nèi)部有濾波部分。當反激OPP功能啟動此腳有-100A電流流出。LATCH 5 通用的鎖存保護輸入。當1腳達到Vstartup電平在PFC和反激變換器使能前此腳先被充電到1.35V。此腳電壓低于1.25V可觸發(fā)鎖存保護。并且PFC和反激變換器被禁止。一個內(nèi)部80A電流源被連接到此腳，并受內(nèi)部邏輯控制。在此腳接一個NTC電阻可實現(xiàn)溫度保護。PFCCOMP 6 PFC控制環(huán)的頻率補償腳VINSENSE 7 主電壓的取樣輸入。此腳有5個功能： 主電使能電平：Vstart（VINSENSE）=1.15V； 主電停止電平（掉電）：VstOP（VINSENSE）=0.89V； PFC控制環(huán)增益帶寬的主電電壓補償； 快速鎖存復位：Vflr=0.75V; 兩種升壓切換點：Vbst（DUAL）=2.2V 在VINSENSE腳的電壓必須是DC平均值它，代表AC線電壓。主電使能和停止將使能和禁止PFC。此腳不是取樣主電相位。PFCAUX 8 來自PFC電感的輔助繞組信號用來獲取去磁時間并且檢測谷電壓來控制PFC開關(guān)。輔助繞組需要接一個5K電阻防止雷電造成損壞。VOSENSE 9 PFC 輸出電壓取樣輸入。 VOSENSE腳，開環(huán)和短路檢測：Vth（ol）（VOSENSE）=1.15V PFC輸出電壓調(diào)整：Vreg（VOSENSE）=2.5V PFC軟OVP（逐周）：VOVP（VOSENSE）=2.63V 控制PFC的輸出電壓， 雙種升壓電流：Ibst（DUAL）=-15A。翻譯到此FBSENSE 10 反激變換器電流取樣輸入。此腳測量加在三個電阻上的三個電壓和。選擇適當?shù)碾娮柚担?防止或減少了反激變壓器飽和的危險 允許PFC使能或關(guān)閉做一些微整 允許系統(tǒng)獨立運行線電壓在dV / dt = 0mV/s時，Vsense(fb)max的最大值設置電平為0.63。在dV / dt = 0mV/s時，Vsense(fb)min的最小值設置電平為0.30。當反激變換器工作在降頻模式時通過反激變壓器使變換器工作在固定峰值電流狀態(tài)。有兩個內(nèi)部電流源Istart(soft)fb 和 Iadj(FBSENSE)連接到此腳。Istart(soft)fb 是一個60A的內(nèi)部電流源，它被內(nèi)部邏輯控制。此電流源用來執(zhí)行反激部分的軟啟動功能。反激式開始時，只有內(nèi)部電流源可以向軟啟動電容充電至超過0.63電壓V。為確保反激電路啟動最小的軟啟動電阻不能小于16K。電流源Iadj(FBSENSE)是3A。它的目的是支持調(diào)節(jié)PFC的使能和禁止。PFCSENSE 11 PFC過流保護輸入。此輸入是用來限制PFC電感中的最大電流，此腳（PFCSENSE）是逐周保護，在 dV/dt = 50 mV/s，電壓超過0.52V時PFC的MOSFET被關(guān)斷。內(nèi)部有一個60A的電流源連接此腳，它被內(nèi)部邏輯控制。此電流源用來執(zhí)行PFC的軟啟動和軟停止功能防止產(chǎn)生音頻噪聲。當內(nèi)部電流源給軟啟動電容充電使其超過0.5V時PFC將啟動。因此，為確保PFC啟動最小的軟啟動電阻不能小于12K。PFCDRIVER 12 PFC 的MOSFET柵極驅(qū)動輸出。FBDRIVER 13 反激控制的MOSFET柵極驅(qū)動輸出。PFCTIMER 14 當反激變換器負載變?yōu)樽钚』蛲蝗蝗サ?，TIMER腳延時PFC關(guān)斷。當 加在此腳上的電壓低于( 1.27 V)時PFC使能，加在此腳上的電壓高于( 3.6 V) 時PFC被禁止。HVS 15 高壓安全隔離管腳，空腳。HV 16 內(nèi)部啟動電流源的高壓輸入（輸出在1腳），此腳還有反激谷電壓采 樣功能。FBAUX腳的去磁檢測和HV腳的谷電壓檢測相結(jié)合可確定反激電路在谷電壓時的開關(guān)時刻。3.系統(tǒng)描述和計算 3.1 PFC和反激部分啟動條件圖2，圖3給出了PFC和反激部分的使能條件。遇有啟動問題通過這些條件可以找到問題原因。一些條件是動態(tài)信號（見圖4）應該用示波器檢查。圖2 PFC啟動條件 圖3 反激部分啟動條件3.2 啟動順序在低輸入主電壓情況，電源開關(guān)接通，TEA1752供電有如下啟動程序（見圖4）：1 HV電流源設定在1.0mA并且Vcc外接電容（elcap）被充電到0.65V；這可以檢測Vcc腳的短路否。 2 Vcc=0.65V，HV電流源被設定在5.4mA并且Vcc外接電容（elcap）被快速充電到VTH(UVLO)。 3 Vcc= VTH(UVLO), HV電流源又一次被設定在1.0mA并且Vcc外接電容（elcap）被充電到Vstartup。 4 在Vstartup，HV電流源被關(guān)掉，這時LATCH腳的80A電流源接通向接在LATCH腳的電容充電。同時，PFCSENSE和FBSENSE的軟啟動電流源被接通。 5 當LATCH腳被充電到1.35V,同時VINSENSE達到1.15V時PFC和反激部分才有可能開始開關(guān)功能。 6 PFC使能必須滿足4個條件，在PFCSENSE腳的PFC軟啟動電容必須充電到0.5V，并且VOSENSE腳的電壓必須大于1.15V，連接在PFCCOMP腳的電容充電到3.5V并且 fsw(fb)swon(PFC)必須大于86KHz。注：在TEA1752（初始）啟動時最后一個條件是自動滿足的。在PFCTIMER引腳這可以被測量到。在內(nèi)部它被強制到低電壓，這意味著PFC被啟用。 7 接在FBSENSE腳的軟啟動電容也必須充電到0.63V并且FBCTRL腳的電壓必須小于4.5V，反激部分才能使能。通常，在第一個反激周期FBCTRL腳的電壓總是小于4.5V，除非FBCTRL腳開路。在反激啟動時瞬間，F(xiàn)BCTRL超時電流源被接通。 8 當反激已達到其標稱輸出電壓，那么，IC的Vcc供電被輔助繞組接管。如果出于一些原因，反激式反饋回路信號出現(xiàn)錯誤，則在FBCTRL腳的超時保護被觸發(fā)，PFC變換器和反激式變換器被關(guān)閉，Vcc將降到VTH(UVLO) ，IC將回到第3步的啟動周期繼續(xù)操作。這是安全再啟動周期。圖4 低主輸入電壓時的啟動程序 對于PFC和反激部分的軟啟動電容的充電時間可分別由他們的電容值分別獨立設定。這種方法可以實現(xiàn)PFC先于反激部分啟動。3.3 在安全再啟動保護時的Vcc周期在安全再啟動模式中，控制器將執(zhí)行3.2節(jié)中所說的3到8步。3.4 主電壓取樣和欠壓主輸入電壓的測量是通過VINSENSE腳進行。當VINSENSE腳的電壓達到1.15V的Vstart（VINSENSE）電平并且其他的啟動條件也得到滿足PFC可以工作，見3.1節(jié)。當VINSENSE腳的電壓降到低于0.89V的Vstop（VINSENSE）電平，PFC停止工作。反激部分繼續(xù)開關(guān)直到反激最大導通保護ton(fb)mas40S被觸發(fā)。當保護被觸發(fā)，IC停止開關(guān)并進入安全再啟動模式。在VINSENSE腳的電壓必須是DC平均值，代表主輸入電壓。在VINSENSE腳用約150mS的時間常數(shù)使系統(tǒng)工作最佳。在VINSENSE腳用一個長的時間常數(shù)可防止主輸入電壓降低時PFC快速再啟動，因此，VINSENSE腳的電壓被鉗位在低于Vstart（VINSENSE）100mV電平，這是為了保證主輸入電壓恢復后快速PFC再啟動。圖5 VINSENSE電路3.4.1 主輸入電容放電為安全起見，在EMC濾波中的X濾波電容放電時間常數(shù)必須小于1秒。（見參考文獻1。）R是在輸入濾波中給X電容放電，R的值用R1+R2代替。在90W的適配器應用中Cx1=220nF, R1+R2的值必須小于或等于下述值： R=R1=R2在RV的值必須低于或等于以下：3.4.2 欠壓電壓調(diào)整 通過R1，R2測量輸入電壓。每個電阻交替測量半個正弦波，所以，兩個電阻必須有一樣的值。在R1，R2取樣平均電壓用如下公式（2）計算： （2）V（AC）欠壓RMS按如下式（3）計算：這里Vstop(VINSENSE) = 0.89 V68V（AC）欠壓閾值符合IEC - 60950章2.1.1.7（注釋1）“設備中電容器放電”。 標準（見Ref.1），實例如表2所示。C20選3.3F，R4選47K，建議VINSENSE腳的時間常數(shù)為150mS。3.5 內(nèi)部OTP 該集成電路具有內(nèi)部溫度保護，以保護集成電路由于在Vcc腳過載而導致的過熱。當結(jié)溫超過熱關(guān)斷溫度，IC將停止開關(guān)。只要OTP被激活，Vcc腳的電容不會被HV腳的主電充電。如果Vcc供電不足，OTP電路將由HV腳供電。OTP是鎖存保護。3.6 鎖存腳 LATCH腳是通用用途的輸入腳，它可鎖存PFC和反激變換器使他們關(guān)斷。此腳源出一個80A電流IO(LATCH)流人接在該腳的NTC。當此腳電壓被拉到低于1.25V，PFC和反激變換器將立即關(guān)斷停止工作。Vcc將啟動VTH(UVLO)和Vstartup之間的周期，無再啟動。主輸入電壓的電源開關(guān)打開和關(guān)斷將觸發(fā)快速鎖存復位電路，并且復位鎖存器。（見3.7章）啟動時，在PFC和反激控制器使能前LATCH腳首先被充電超過1.35V。LATCH腳的充電在Vstartup開始。在LATCH腳沒有內(nèi)部濾波。所以，此腳和GND之間必須接一個10nF電容防止假觸發(fā)，此腳功能不用時也必須接電容。圖6 LATCH腳保護功能的使用當過溫時NTC和與其串聯(lián)電阻之和如下式所示：光耦的光晶體管導通電流大于80A，光耦觸發(fā)鎖存器。3.7 快速鎖存復位當主電的電源開關(guān)接通和斷開時能復位鎖存保護。在當主電的電源開關(guān)斷開后，VINSENSE腳電壓降到低于VFLR(0.75V)將觸發(fā)快速鎖存復位電路，但是不復位被鎖存了的保護。當主電的電源開關(guān)接通，VINSENSE腳電壓增加，當電壓超過0.85V，鎖存器被復位。當Vcc腳充電到Vstartup系統(tǒng)將復位。見3.2節(jié)的第4步。4. PFC的描述和計算 PFC工作在準諧振或非連續(xù)模式時用谷電壓檢測來減少開關(guān)損耗。為減小開關(guān)損耗PFC的最高開關(guān)頻率被限制在125KHz。必要時為保證頻率不超過250KHz跳過一個或較多的谷電壓。TEA1752的PFC被設計成在主電輸入電壓范圍內(nèi)有兩種輸出電壓的升壓變換器。兩種輸出電壓升壓的優(yōu)勢是在低主電壓時可改善整個系統(tǒng)效率減少PFC的開關(guān)損耗。在中低功率適配器（120W）PFC的損耗在總損耗中所占比例較高。兩種輸出電壓通過VOSENSE腳內(nèi)部15A電流源來控制。如圖7所示，通過測量VINSENSE腳的主輸入電壓控制內(nèi)部電流源，電流源和VOSENSE腳的電阻結(jié)合設定了PFC的低輸出電壓。在高主輸入電壓時此15A電流源被斷開。因此，最大PFC的輸電壓不受精密電流源影響。在典型的適配器中在主電高時PFC輸出電壓是385V(DC), 在主電低時PFC輸出電壓是250V(DC)。在VINSENSE腳的2.2V電壓對應主輸入電壓約180V(AC)。小斜率傳遞函數(shù)確保穩(wěn)定的PFC的輸出電壓切換沒有打嗝現(xiàn)象。圖7 VINSENSE腳兩種升壓電流的 VINSENSE傳遞函數(shù)電壓 在低輸出負載時，PFC被關(guān)斷以保持高效率和在無負載時待機輸入功率。當開關(guān)關(guān)斷后PFC輸出電壓降低到Vac1.414。4.1 PFC輸出功率和電壓的控制TEA1752的PFC被控制的是導通時間，因此，不必測量主電的相位角。為了獲得好的功率因數(shù)和減少諧波（MHR）達到D級標準在半個正弦波內(nèi)導通時間保持為常數(shù)；見參考。通過VOSENSE腳控制PFC輸出電壓。在VOSENSE腳有一個跨導誤差放大器和一個2.5V的參考電壓。在VOSENSE腳這個誤差被變換成80A/V進入PFCCOMP腳。在PFCCOMP腳的電壓和VINSENSE腳的電壓相結(jié)合決定PFC的導通時間。圖8 PFC導通時間控制 為穩(wěn)定PFC控制環(huán)，在PFCCOMP腳接入由一個電阻和兩個電容構(gòu)成的網(wǎng)絡。升壓變換器的傳遞函數(shù)的數(shù)學方程包含主輸入電壓的平方。在典型的應用中，這將導致在低的主電輸入電壓時有低的調(diào)節(jié)帶寬，在高的主電輸入電壓時有高的調(diào)節(jié)帶寬，因而，在高的主電輸入電壓時符合MHR是困難的。TEA1752通過測量VINSENSE腳電壓而達到測量主輸入電壓的目的，來補償控制環(huán)增益使主輸入電壓運行正常。其結(jié)果在整個輸入電壓范圍增益將是常數(shù)。 在VINSENSE腳的電壓必須是直流平均值，代表主輸入電壓。VINSENSE腳的系統(tǒng)優(yōu)選時間常數(shù)是150mS。4.1.1 設定PFC輸出電壓在PFC輸出和VOSENSE腳之間接入電阻分壓器便可設定輸出電壓。在正常PFC模式，PFC輸出電壓經(jīng)分壓后接到VOSENSE腳電壓Vreg(VOSENSE)=2.5V。圖9 PFC輸出電壓設定在輸出端和VOSENSE腳之間接入兩個4.7M(1%)的電阻。(15A)電流源Ibst(DUAL)和這些電阻相匹配。R5和R6的阻值是4.7M，R7是62K，當主電輸入是低電壓時，PFC輸出電壓為約240-250V, 當主電輸入是高電壓時，PFC輸出電壓為約380-390V。接在VOSENSE腳和地之間的電阻R7（1%）可按下式（5）計算：假如PFC輸出電壓是382V，則：主電在低輸入時(15A)電流源Ibst(DUAL)被激活，低PFC輸出電壓可按下式（6）計算：當R5,R6為4.7M,R7為62K時，低PFC輸出電壓可按下式計算： 在VOSENSE腳的電容C4的功能是濾除噪聲和防止虛假觸發(fā)造成的保護。例如MOSFET的噪聲，主電浪涌或ESD。Vovp(VOSENSE)保護的誤觸發(fā)會引起可聽見的噪聲和引起輸入主電流的干擾。Vth(ol)(VOSENSE)保護的虛假觸發(fā)會引起安全再啟動周期。在VOSENSE腳有500nS到1mS的時間常數(shù)就足夠，C4選10nF便可。 R7,C4盡可能靠近IC的VOSENSE腳和GND腳。4.1.2 PFC的軟啟動和停止部分的計算軟啟動和停止功能是通過接在PFCSENSE腳的RC網(wǎng)絡實現(xiàn)的。Rss1不得小于12K，確保Vstart(soft)PFC達到0.5V時使能PFC啟動。見3.2節(jié)關(guān)于啟動的描述。圖10 PFC軟啟動和軟停止總軟啟動或軟停止時間等于tsoftstart=3Rss1*Css1 建議PFC的軟啟動時間小于反激的軟啟動時間，確保初次啟動時PFC的啟動先于反激的啟動。建議軟啟動時間保持在2mS-5mS范圍內(nèi)。 C6=100nF,R11=12K，總軟啟動時間是3.6mS。4.2 PFC的去磁和谷電壓檢測在變壓器去磁后PFC開關(guān)導通。內(nèi)部電路連接到PFCAUX腳檢測第二行程的結(jié)束。它也檢測接在PFC MOSFET上的電壓。為了減小開關(guān)損耗和電磁干擾(EMI)(谷電壓開關(guān))，當加在PFC MOSFET上的電壓最小時開始下一個行程。為減小開關(guān)損耗PFC的最大開關(guān)頻率被限制在250KHz。必要時跳過一個或多個谷電壓保證頻率低于250KHz。 如果在PFCAUX腳沒有檢測到去磁信號，在最后的柵極信號后控制器產(chǎn)生一個50S的零電流（ZCS）信號。如果在PFCAUX腳沒有檢測到谷電壓信號，在去磁被檢測到后控制器產(chǎn)生一個4S的谷電壓信號。圖11 PFCAUX電路4.2.1 PFCAUX繞組和電路的設計為了保證在低的振鈴振幅處進行谷電壓檢測，PFCAUX腳電壓設置的盡可能高，考慮其最大額定電壓是25V, PFCAUX繞組的圈數(shù)計算如公式（7）：VPFCAUX是PFCAUX腳的最大額定値，VLmax是PFC初級繞組的最大電壓。PFCOVP電平的電壓確定了PFC的最大輸出電壓并加在PFC初級繞組上，計算如公式（8）：當PFC的輔助繞組圈數(shù)較多，在輔助繞組和PFCAUX腳之間可以插入一個電阻。為了防止由于寄生電容引起的谷電壓檢測延時，此電阻值應小于10K。PFCAUX腳信號極性必須和PFC的MOSFET的漏極反向。為了保護PFCAUX腳防止過壓，例如打雷時，在輔助繞組和PFCAUX腳之間的電阻最好能有5K。為了防止因外部干擾導致不正確的谷電壓開關(guān)，電阻應放置在靠近IC處。4.3 PFC保護模式4.3.1 VOSENSE腳過壓保護過壓發(fā)生在啟動大的負載變化。此過壓的產(chǎn)生是由于PFC的控制環(huán)路反應比較慢引起的。為了滿足良好的功率因數(shù)和合適的MHR PFC的控制環(huán)路反應必須比較慢。在VOSENSE腳過壓保護（OVP）將限制過沖。當VOVP(VOSENSE)達到2.63V時被檢測出瞬間PFC的MOSFET 立即關(guān)斷，不考慮導通時間的設定。在VOSENSE腳電壓低于2.63V之前MOSFET不會導通。當接在VOSENSE腳和GND之間的電阻開路，OVP也會被觸發(fā)。PFC輸出端的峰值電壓的產(chǎn)生是因為PFC產(chǎn)生了上沖而又被限制造成的，其計算如公式（9）：4.3.2 VOSENSE腳的開路和短路檢測 VOSENSE腳是用來采樣PFC的輸出電壓，同時其內(nèi)部集成了保護電路用來檢測此腳的開路和短路。接于此腳的電阻分壓器一旦開路此腳也可以采樣到。因此，VOSENSE腳是萬無一失的。在外部不必增加OVP保護電路。當此腳開路時內(nèi)部電流源將拉低此腳電平，使其低于1.15V的Vth(ol)(VOSENSE)檢測電平。當檢測到Vth(ol)(VOSENSE) 電平時PFC和反激變換器的MOSFET關(guān)閉直到VOSENSE腳電壓回到1.15V后才再次導通。4.3.3 VINSENSE腳的開路檢測VINSENSE腳檢取樣輸入電壓，其內(nèi)部集成了一個保護電路來檢測腳的開路。當此腳開路時內(nèi)部電流源將拉低此腳電平，使其低于0.89V的Vstop(VINSENSE) 電平。4.3.4 過流保護（OCP） 過電流保護（ OCP ）限制了最大電流通過PFC的MOSFET和PFC的線圈。通過檢測串聯(lián)在MOSFET源極的電流取樣電阻上的電壓來測量流過的電流。當dV/dt = 50 mV/s，PFCSENSE腳的電壓超過0.52V(Vsense(PFC)max)時MOSFET立即被關(guān)斷。OCP是逐周過流保護。為了避免反激開關(guān)錯誤觸發(fā)PFC的OCP，建議保持一個0.1V的余量。主輸入電流的干擾可能是導致VOVP(VOSENSE) 保護被錯誤觸發(fā)的原因。建議直接在PFCSENSE腳放一個100PF-220PF的小電容來抑制外部干擾。電流取樣電阻的計算如公式（10）：這里IpQR(PFC)max是PFC的最大峰值電流，此電流發(fā)生在最大負載和最低輸入電壓時。在準諧振模式時PFC的最大峰值電流按下式（11）計算：這里： Pomax是反激變換器的最大輸出功率。 1.1是一個補償因數(shù)，在準諧振模式中在第二個行程結(jié)束時和第一個谷電壓檢測時用于補償PFC電感中在零電流之間的死區(qū)時間。 是在最大功率輸出時變換器的效率。Vacmin是最小主電輸入電壓。5.反激描述和計算 TEA1752的反激部分是變頻控制器，它可工作在準諧振（QR）模式或非連續(xù)模式并具有檢測和谷電壓開關(guān)功能。設定的初極峰值電流控制輸出功率；初極峰值電流設定后輸出功率由開關(guān)頻率決定。初級峰值電流是由FBCTRL腳電壓和從FBSENSE腳的采樣電壓決定，其關(guān)系如下： 反激控制著PFC的操作模式。在低輸出功率時（初極峰值電流Ip 0.25 Ip_max）PFC開關(guān)停止工作。反激變壓器的去磁檢測是通過把FBAUX腳連接到輔助繞組實現(xiàn)。谷電壓檢測是通過HV腳，它可接到MOSFET的漏極或變壓器初級的中心抽頭。反激的輸入電壓是通過FBAUX腳測量并用于執(zhí)行過功率保護（OPP）。OPP將保持反激的最大輸出功率恒定。反激部分有一個精確的過壓保護（OVP）電路。過壓是通過FBAUX腳測量。當過壓被檢測到后鎖存器將關(guān)閉PFC控制器和反激控制器。5.1 反激輸出功率控制TEA1752反激系統(tǒng)的一個重要方面是在變壓器去磁后等待至少第一個谷電壓的到來，F(xiàn)BAUX腳通過輔助繞組測量去磁。HV腳通過MOSFET的漏極或變壓器初級的中心抽頭檢測谷電壓的底部。反激變換器輸出功率可以用下述方程（12）描述： LP代表反激變換器的變壓器的初級電感IP代表通過變壓器的初級電感的峰值電流fS代表反激變換器的工作頻率 代表反激變換器的效率 設計開始首先選擇LP，初級電感的峰值電流控制輸出功率。開關(guān)頻率由外部應用參數(shù)和IC參數(shù)確定。外部應用參數(shù)是變壓器的匝數(shù)比，初級電感，漏-源極電容，輸入電壓，輸出電壓及來自控制環(huán)的反饋信號。內(nèi)部IC參數(shù)是振蕩器設定，峰值電流設定和去磁及谷電壓檢測。另一種輸出功率控制邏輯的方法是保持初級峰值電流固定不變而改變工作頻率。在典型的控制關(guān)系中輸出功率和頻率是線性關(guān)系。這種方法通常只能工作在低輸出功率。這種工作模式被稱為降頻模式。（見5.1.1.3） 反激變換器的輸入電壓是通過測量FBAUL來實現(xiàn)過功率保護（OPP）。在輸入電壓范圍內(nèi)OPP保證反激變換器的最大輸出功率為常數(shù)。反激變換器有一個精密的OVP電路。過壓通過FBAUL測量，當檢測到過壓后PFC和反激變換器被關(guān)斷。5.1.1 TEA1752的三種操作模式在初次啟動，反激將總是在最大功率啟動。這意味系統(tǒng)是在準諧振模式啟動。TEA1752從最大到最小輸出功率反激將通過三個操作模式如圖12所示。圖12 反激操作模式準諧振(QR)模式非連續(xù)（DCM）模式降頻（FR）模式IC內(nèi)部的去磁檢測電路和谷電壓檢測電路在三種工作模式下均被激活。5.1.1.1準諧振(QR)模式在大輸出功率時反激變換器電阻在準諧振(QR)模式。輸出功率由峰值電流控制（見5.1節(jié)）。較低的峰值電流使輸出功率減小使工作頻率升高直到最高工作頻率。準諧振(QR)模式很容易被確認。當谷電壓的底部被檢測到后下一個周期的第一行程開始。初級峰值電流（Ip）由FBCTRL腳電壓設定。建議放一個10nF的濾除噪聲電容C15盡可能靠近FBCTRL腳，防止PFC的MOSFET開關(guān)干擾反激變換器。被測量到的FBCTRL腳的電壓返回到FBSENSE腳可用公式（13）計算（在QR和DCM模式有效）：這里 VFBCTRL允許在1.5V-2V之間變化（在QR和DCM模式）Iadj(FBSENSE)系IC內(nèi)部的電流源它連接在FBSENSE電阻R16和R17可在線路圖發(fā)現(xiàn)，見圖13。 圖13 應用中調(diào)整反激變換器的最重要的元件通過反激變換器變壓器的峰值Ip電流被定義為：最大峰值電流Ipmax是由Vsense(fb)max確定。R16A在公式（14）中沒被提到，有關(guān)解釋在5.1.5節(jié)中提到。通常在初始啟動后輸出功率連續(xù)下降。在開關(guān)頻率達到最大值時這將導致反激變換器進入非連續(xù)模式。5.1.1.2 非連續(xù)模式在DCM模式中減小峰值電流（Ip）和通過一個或多個谷電壓來減小輸出功率。在此模式開關(guān)頻率在某個頻率為常數(shù)。確切的開關(guān)頻率取決于檢測谷電壓的檢測，但它決不會比最高頻率較高。減小峰值電流和跳過多個谷電壓周期可減小輸出功率，F(xiàn)BCTRL腳將隨之減小直至1.5V。當發(fā)生這種情況工作模式從DCM轉(zhuǎn)為FR模式。 當變壓器的初級電感值太大時，DCM模式?jīng)]法達到。這時功率減小時反激變換器跳過DCM模式，它直接從QR模式跳到FR模式。5.1.1.3 降頻模式 在降頻模式中加在FBCTRL腳的電壓不再設定峰值電流。相反，它設定工作頻率。通過變壓器的最小峰值電流(Ipmin)在FR模式中保持為常數(shù)。假如在Ipmax時磁芯不飽和，Ipmin和Ipmax之間的比例主要取決于檢測電阻RSENSE的值。工作頻率降低時輸出功率也降低，這時將有多個谷電壓周期跳過。在FR模式中的反激變換器的工作頻率決定PFC的開通和關(guān)斷。使能PFC開通工作頻率比關(guān)斷工作頻率高。因此，PFC的開通時輸出功率較高，關(guān)斷時輸出功率較低。在一般的適配器的輸出電壓是固定的，因此，反激變換器在較高或較低的輸出功率時將有較高或較低的輸出電流。在低輸出功率時關(guān)斷PFC使整體效率得到提高。由于此原因在額定輸出電流的25%時關(guān)斷PFC。另一方面， PFC在較大的輸出電流時開通可以提線電流的高功率因數(shù)。通常在低于50%的額定輸出電流開通PFC。PFC開通和關(guān)斷的回差取決于初級電感值，輸出功率和線電壓。因此，選擇正確的電感值可確保PFC的開通和關(guān)斷間的回差。5.1.2節(jié)介紹如何做到這一點。5.1.2 電感值和PFC回差間的關(guān)系TEA1752在降頻模式工作時用固定最低峰值電流（Ipmin）來控制輸出功率，見5.1節(jié)（用公式17計算Ipmin值）。因此，導通時間（MOSFET的導通時間）取決于選擇電感值和輸入電壓，它和電感值有線性關(guān)系和輸入電壓成反比關(guān)系。通過了變壓器匝數(shù)比和輸出電壓固定了MOSFET的導通時間和關(guān)斷時間（忽略了比較短的谷電壓時間的影響）。在較低的線路電壓選擇一個比較大的初級電感工作頻率和輸出功率將下降，見5.1節(jié)和圖14。圖14 低線電壓時反激變壓器初級電感選擇比較大的電感時的工作頻率當初級電感增加情況將變得糟糕，因為這將在低線電壓時限制了輸出功率（默認情況下，反激假設工作在一個固定峰值電流時降運行在一個較低的工作頻率）。在實際上，這意味著在低線電壓時反激變壓器限制輸出功率。激活反饋環(huán)路使能PFC可獲得更大的輸出功率。換句話說，在低線電壓時PFC開通和關(guān)斷時的回差變得比較小，假如一個較大的初級電感值變壓器被選中。當選定的初級電感值過大，因為沒有回差，會發(fā)生不需要的系統(tǒng)行為。應限制最大電感值，以防止這在低線電壓時發(fā)生不需要的系統(tǒng)行為。大多數(shù)客戶喜歡在低線電壓時PFC開啟和關(guān)閉之間有最小的回差。在設計開始時選變壓器初級電感的最大值是可以的。注意圖15中做出了幾種電感值。圖15 輸出功率和電感的關(guān)系 圖15顯示了不同的輸出功率和不同匝數(shù)比的反激變換器初級電感值。選擇大的電感值將導致大的磁滯損耗。選擇較小的初級電感值磁滯損耗減小，但是總開關(guān)損耗變大。圖15顯示了線電壓低于115V時電感的磁滯損耗。但是，假如加在電容C3兩端電壓沒下降太多，通常范圍可到90VAC。一條經(jīng)驗法則是當輸出功率瓦級緩沖電容C3值通常選擇微法級。應用這個通常的經(jīng)驗準則在線電壓為90V并輸出功率為50%時，加在緩沖電容上的電壓約為100VDC。用圖15幫助選擇電感值是一個方法。另一個方法是用公式（15）這里 IO(nom)代表典型適配器的額定輸出電流Vo代表輸出電壓Vf代表次級二極管電壓 Lp代表反激變壓器初級電感N是變壓器初、次級比（Np/Ns）公式給出了一些N （VO+ Vf )的偏差值。因此，建議保存80V-130V的這個值。例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 VN （VO+ Vf )=104.3最后使用的值是450H。5.1.3Ipmin和所需PFC導通和關(guān)斷電平的關(guān)系通常在反激變換器輸出功率的50%和25%處PFC開通和關(guān)斷。當反激變換器工作在RF模式PFC開通和關(guān)斷由反激變換器控制。典型的反激內(nèi)部工作頻率在為在86KHz使PFC開通，在48KHz使PFC關(guān)閉。公式16是使用這兩個數(shù)的平均值結(jié)合公式12的結(jié)果或這里 0.375是額定輸出電流的50%和25%的平均值 VO是輸出電壓Vf是次級二極管的正向電壓Lp是反激變壓器的初級電感67000是86000Hz和48000Hz的平均值fb是反激變換器的效率（請使用相對高的值如0.970.98）例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 V Lp=450Hfb=0.98 5.1.4 Rsense的影響和串聯(lián)電阻R16+R17取樣電阻Rsense加上串聯(lián)電阻R16+R17有四個功能：防止或盡量減少反激變壓器飽和的危險。留有足夠的功率儲備（假設電感不飽和） 在有一定輸出功率時允許PFC開通和關(guān)斷做一些調(diào)整。注意，與R16和R17相比，調(diào)節(jié)時Rsense占主導地位，因為R16和R17的影響要小得多。R17和C23防止FBSENSE被反向充電在Rsense產(chǎn)生干擾。變壓器的飽和電流(Ip(sat)和取樣電阻的值都是設計中的重要參數(shù)。5.1.4.1節(jié)顯示了變壓器飽和度的計算。通過變壓器的最大峰值電流（Ipmax）確定之后，此值最好應低于變壓器的飽和水平。5.1.4.1 計算反激變壓器飽和電流Ip(sat)變壓器飽和電流能夠用公式18計算例如以下假設： Np=32匝Bmax = 390 mT(PQ3220, 磁材 PC44, Bmax at 100 C)Ae = 17010-6m2（來自變壓器供應商的數(shù)據(jù)表）LP=45010-6結(jié)果： 用供應商的數(shù)據(jù)表可以查到Ae和Bmax。Bmax的值取決于溫度，在高溫度時Bmax的值迅速下降。因此，應選擇能在高溫工作的Bmax值。當最大工作電流（Ipmax）小于飽和電流Ip(sat)時變壓器不飽和。5.1.4.2顯示了Ipmax的計算。磁芯飽和后無法提供較大的輸出功率，只會使系統(tǒng)性能惡化（功率器件應力過大，EMI變大,甚至系統(tǒng)故障）。5.1.4.2 計算工作在準諧振模式的反激變換器的Ipmax反激準諧振模式操作的峰值電流可以按公式19計算：這里： a = NVi(DC)minLp b = 2IOLpN(VO +Vf) + Vi(DC)min c = 2IOtvalleyNVi(DC)min(VO + Vf)對于a,b,c VO是輸出電壓 N是初、次級匝數(shù)比(Np/Ns) Lp是初級繞組的電感值 tvalley是谷電壓時間，有時也被稱為死區(qū)時間。此時間通常為1.1s Vi(DC)min是在額定負載時C3上的最小電壓。在本例中是75V（DC）。實際電壓取決于PFC使能有多快。建議在應用中對此值進行檢測。例： a = 5.33337545010-6= 180103 b = 24.624501065.3333(19.5 + 0.05) + 75 = 745.39103 c = 24.621.11065.333375(19.5 + 0.05) = 79.4824103 計算出的峰值電流是低于4.71 A飽和電流（見節(jié)5.1.4.1）。建議在計算出的峰值電流和飽和電流之間留一定的余量。例如，在一個高峰負載系統(tǒng)可能仍然會工作但是會碰到一個問題，因此，完成設計后必須檢查這一點。計算結(jié)果如下顯示，如果假定峰值輸出電流為5.7 A，PFC有時開通，預計電容C3上的最小電壓是240V(DC)。 a1 = 5.3333240450106 = 576103 b1 = 25.704501065.3333(19.5 + 0.05) + 240 = 1.7661 c1 = 25.701.11065.3333240(19.5 + 0.05) = -313.8103 選擇Ipmax最高值（IO = 4.62和IO = 5.7 A），并與Ip(sat)比較。Ipmax最好小于Ip(sat)。如果是這樣，使用Ip(sat)作為最大值，因為，在最大輸出功率時仍提供了較大的余量。5.1.4.3 電流取樣電阻RSENSE的計算 下一步是計算RSENSE的值，見公式20 注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s時測量。 Ipmax: 滿足最大Ipmax 條件(見 5.1.4.2節(jié))。 通常選擇Ip(sat)（假如Ip(sat)Ipmax）因為設計時允許有比額定輸出功率再大一點的輸出功率（給一些余量）。在用公式21計算的RSENSE時均使用最大的峰值電流(Ip(sat) = 4.715 A, 見5.1.4節(jié))。5.1.4.4 計算串聯(lián)電阻R16和R17公式22計算串聯(lián)電阻R16和R17：注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s時測量。 例如一個90W的適配器： R17的值通常在680-1200之間。它的目的是防止C10被不必要的方式充電，因為加在RSENSE的峰值會觸發(fā)IC內(nèi)部的ESD保護。在這兩個允許范圍內(nèi)選擇一個值微調(diào)R16或死區(qū)補償電阻R16A。R17選擇1000。R16的值則變成：48504 1000 = 47504。5.1.5 延時補償電阻RCOMP和R16A的計算 為了補償以下三個延時的總和： IC的內(nèi)部延時 MOSFET的關(guān)斷時間 延時時間和R17C23有關(guān)（濾波器在FBSENSE腳之前） 在這三個延時和的期間變壓器初級仍然傳導電流。這種延遲可以被轉(zhuǎn)換成一個額外的電流，IDELAY,通過變壓器（見圖16）這個額外的能量被輸出。額外的能量的大小取決于輸入電壓。RCOMP和R16A的目的是為了補償不需要的電流(IDELAY)和相應的延遲時間。在相應的預設時間內(nèi)可以把R16A兩端的電壓可以變換成一個電流IPRESET。如預設值和延時值匹配系統(tǒng)將得到補償。 圖16 延時補償原理R16A兩端的電壓取決于通過這個電阻的電流。電流的主要部分流過R5,R5A和R6A。注意，流過R5,R5A的電流分成兩部分只有一部分流過R6。另一部分流過R6A。一個電阻，可以替代所有這些電阻。此電阻被稱為RCOMP。當原理圖根據(jù)圖1建立后，這個電阻值可以用公式23計算：例如計算一個90W的適配器：最后的延遲時間是由IC內(nèi)部的延遲時間決定，關(guān)掉MOSFET需要響應時間和時間常數(shù)R17C23。為了濾掉FBSENSE腳的干擾需要一個小的RC時間常數(shù)。RC時間常數(shù)選的太大輸入電壓不能按照正常的斜坡上升。因此，所以其他的延時首先從反激MOSFET的傳導時間被減掉。為了濾掉FBSENSE腳的干擾其余的時間至少應是最小RC時間常數(shù)的5.5倍。IC內(nèi)部公共延遲時間是220nS。MOSFET的