TEA1752應(yīng)用中文.doc

TEA1752GreenChip TEA1752:PFC和反激式控制器集成電路 Rev. 01 16 JULY 2010 應(yīng)用 文件信息信息 內(nèi)容關(guān)鍵詞 綠色芯片，TEA1752,PFC,反激，高效，適配器，筆記本，PC電源摘要 TEA1752是新一代功率因數(shù)校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)開(kāi)關(guān)電源控制器集成在一起的IC。用于率高開(kāi)關(guān)電源。它集成度高，外接元件少可用于設(shè)計(jì)低成本電源。TEA1752用一個(gè)硅絕緣（SIO）工藝制造。NXP SIO可制作寬電壓范圍。 1.概述: TEA1752把功率因數(shù)校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)開(kāi)關(guān)電源控制器集成在一個(gè)SO-16封裝的集成電路上。這兩個(gè)控制器均工作在準(zhǔn)諧振（QR）非連續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM）和谷值檢測(cè)方式。每個(gè)控制器的開(kāi)關(guān)是獨(dú)立的。PFC的輸出功率可以簡(jiǎn)單的由導(dǎo)通時(shí)間控制，不必對(duì)主電壓相位取樣。反激輸出功率是電流控制模式，可以很好的抑制輸入紋波電壓。兩個(gè)控制器的通信被集成好不必調(diào)整。在本應(yīng)用中提到的電壓電流是典型值。各腳的電平詳細(xì)說(shuō)明可從TEA1752T-LT的數(shù)據(jù)表中查出。1.1范圍 本應(yīng)用指南描述TEA1752的控制功能和在變換器應(yīng)用中需要調(diào)整。PFC和反激式功率級(jí)的大信號(hào)部分的電感和變壓器的設(shè)計(jì)在一個(gè)單獨(dú)的應(yīng)用說(shuō)明中做描述。1.2 TEA1752 GreenChip控制器GreenChip的特征是讓電源工程師可以用最少的外部元件設(shè)計(jì)出可靠的、低成本、高效的開(kāi)關(guān)電源。1.2.1關(guān)鍵特征 PFC和反激控制器集成在一個(gè)SO-16的封裝內(nèi)。PFC和反激控制器的開(kāi)關(guān)頻率是相互獨(dú)立的。二者之間的通信不需要外部硬件。由于集成度高，所以，所需外部元件少。集成了主電壓使能和掉電保護(hù)功能有快速鎖存復(fù)位功能。1.2.2系統(tǒng)特征 有系統(tǒng)故障安全再啟動(dòng)模式。 高壓?jiǎn)?dòng)電流源（5.4mA）。在安全再啟動(dòng)模式時(shí)高壓電流源減少到1 mA。寬VCC范圍（38V）。限定MOSFET驅(qū)動(dòng)電壓。容易控制的啟動(dòng)特性和VCC電路。通用輸入的鎖存保護(hù)。片內(nèi)有過(guò)溫保護(hù)。在HV腳和下一個(gè)功能腳之間有一個(gè)高壓防護(hù)用空腳。 在VINSENSE, VOSENSE, PFCAUX, FBCTRL 和FBAUX腳都有腳開(kāi)路保護(hù)功能。1.2.3 PFC部分特征 兩種輸出電壓升壓變換器。QR/DCM均工作在谷電壓開(kāi)關(guān)狀態(tài)。頻率限制(250KHz)以減少開(kāi)關(guān)損耗和電磁干擾（EMI）。導(dǎo)通時(shí)間Ton受控。采用主輸入電壓控制回路補(bǔ)償以達(dá)到良好的瞬態(tài)響應(yīng)。過(guò)流保護(hù)（OCP）。軟啟動(dòng)和軟停止。不需要外部電路就具有對(duì)PFC反饋回路部分進(jìn)行開(kāi)路/短路檢測(cè)功能。1.2.4 反激部分特征 QR/DCM均工作在谷電壓開(kāi)關(guān)狀態(tài)。用降低頻率和固定最小峰值電流及谷電壓開(kāi)關(guān)以保持高效率，同時(shí)保證在輕負(fù)載時(shí)沒(méi)有音頻噪聲。頻率限制(125KHz)以減少開(kāi)關(guān)損耗和EMI。電流模式控制過(guò)流保護(hù)（OCP）。軟啟動(dòng)。通過(guò)輔助繞組可獲得精準(zhǔn)的過(guò)壓保護(hù)（OVP）。輸出過(guò)載和反激反饋環(huán)路開(kāi)路超時(shí)保護(hù)，可作為安全再啟動(dòng)（TEA1752T）或鎖存（TEA1752LT）保護(hù)。1.3 應(yīng)用示意圖圖1顯示了完整功能的TEA1752應(yīng)用原理。圖1 應(yīng)用示意圖2.管腳描述 符號(hào) 引腳 功能VCC 1 電源電壓：Vstartup=22V,Vth(UVLO)=15V。 當(dāng)主電接通接在該腳的電容器被內(nèi)部電流源充電到Vstartup 啟動(dòng)。當(dāng)該腳電壓低于0.65V充電電流被限制在1mA，這是防止Vcc腳短路使IC過(guò)熱。當(dāng)該腳電壓在0.65V和Vth(UVLO)之間時(shí)，充電電流為5.4mA使IC快速啟動(dòng)。當(dāng)該腳電壓在Vth(UVLO)和Vstartup之間時(shí)，充電電流又回到1mA，這樣在輸入電源故障時(shí)可以減小安全再啟動(dòng)占空比。這樣在故障時(shí)可減小輸入功率。當(dāng)電壓升到Vstartup電流源被關(guān)閉，并且Vcc調(diào)到Vstartup直到反激部分啟動(dòng)。見(jiàn)3.2節(jié)，完整的啟動(dòng)順序說(shuō)明。GND 2 接地FBCTRL 3 反激控制輸入直接連接光耦。2V控制電壓時(shí)反激變換器提供最大功率。在1.5V控制電壓時(shí)反激變換器進(jìn)入頻率減小模式并。在1.3V時(shí)反激變換器也停止開(kāi)關(guān)。內(nèi)部有一個(gè)30A電流源連接到此腳，它由內(nèi)部邏輯控制。當(dāng)檢測(cè)到控制環(huán)開(kāi)路或輸出電壓短路此電流源可以用來(lái)實(shí)施一個(gè)超時(shí)功能來(lái)保護(hù)電源。在GND和此腳之間接一個(gè)100K電阻可使超時(shí)功能失效。FBAUX 4 此腳接變壓器的輔助繞組用來(lái)檢測(cè)變壓器的去磁，主電的過(guò)功率保護(hù)（OPP）和反激的過(guò)電壓保護(hù)(PVP)。和去磁檢測(cè)相結(jié)合并且在HV腳的谷電壓檢測(cè)確定谷電壓時(shí)反激變換器導(dǎo)通時(shí)刻。當(dāng)300A電流流入此腳便認(rèn)為輸出過(guò)壓(OVP)。為了防止誤判OVP內(nèi)部有濾波部分。當(dāng)反激OPP功能啟動(dòng)此腳有-100A電流流出。LATCH 5 通用的鎖存保護(hù)輸入。當(dāng)1腳達(dá)到Vstartup電平在PFC和反激變換器使能前此腳先被充電到1.35V。此腳電壓低于1.25V可觸發(fā)鎖存保護(hù)。并且PFC和反激變換器被禁止。一個(gè)內(nèi)部80A電流源被連接到此腳，并受內(nèi)部邏輯控制。在此腳接一個(gè)NTC電阻可實(shí)現(xiàn)溫度保護(hù)。PFCCOMP 6 PFC控制環(huán)的頻率補(bǔ)償腳VINSENSE 7 主電壓的取樣輸入。此腳有5個(gè)功能： 主電使能電平：Vstart（VINSENSE）=1.15V； 主電停止電平（掉電）：VstOP（VINSENSE）=0.89V； PFC控制環(huán)增益帶寬的主電電壓補(bǔ)償； 快速鎖存復(fù)位：Vflr=0.75V; 兩種升壓切換點(diǎn)：Vbst（DUAL）=2.2V 在VINSENSE腳的電壓必須是DC平均值它，代表AC線電壓。主電使能和停止將使能和禁止PFC。此腳不是取樣主電相位。PFCAUX 8 來(lái)自PFC電感的輔助繞組信號(hào)用來(lái)獲取去磁時(shí)間并且檢測(cè)谷電壓來(lái)控制PFC開(kāi)關(guān)。輔助繞組需要接一個(gè)5K電阻防止雷電造成損壞。VOSENSE 9 PFC 輸出電壓取樣輸入。 VOSENSE腳，開(kāi)環(huán)和短路檢測(cè)：Vth（ol）（VOSENSE）=1.15V PFC輸出電壓調(diào)整：Vreg（VOSENSE）=2.5V PFC軟OVP（逐周）：VOVP（VOSENSE）=2.63V 控制PFC的輸出電壓， 雙種升壓電流：Ibst（DUAL）=-15A。翻譯到此FBSENSE 10 反激變換器電流取樣輸入。此腳測(cè)量加在三個(gè)電阻上的三個(gè)電壓和。選擇適當(dāng)?shù)碾娮柚担?防止或減少了反激變壓器飽和的危險(xiǎn) 允許PFC使能或關(guān)閉做一些微整 允許系統(tǒng)獨(dú)立運(yùn)行線電壓在dV / dt = 0mV/s時(shí)，Vsense(fb)max的最大值設(shè)置電平為0.63。在dV / dt = 0mV/s時(shí)，Vsense(fb)min的最小值設(shè)置電平為0.30。當(dāng)反激變換器工作在降頻模式時(shí)通過(guò)反激變壓器使變換器工作在固定峰值電流狀態(tài)。有兩個(gè)內(nèi)部電流源Istart(soft)fb 和 Iadj(FBSENSE)連接到此腳。Istart(soft)fb 是一個(gè)60A的內(nèi)部電流源，它被內(nèi)部邏輯控制。此電流源用來(lái)執(zhí)行反激部分的軟啟動(dòng)功能。反激式開(kāi)始時(shí)，只有內(nèi)部電流源可以向軟啟動(dòng)電容充電至超過(guò)0.63電壓V。為確保反激電路啟動(dòng)最小的軟啟動(dòng)電阻不能小于16K。電流源Iadj(FBSENSE)是3A。它的目的是支持調(diào)節(jié)PFC的使能和禁止。PFCSENSE 11 PFC過(guò)流保護(hù)輸入。此輸入是用來(lái)限制PFC電感中的最大電流，此腳（PFCSENSE）是逐周保護(hù)，在 dV/dt = 50 mV/s，電壓超過(guò)0.52V時(shí)PFC的MOSFET被關(guān)斷。內(nèi)部有一個(gè)60A的電流源連接此腳，它被內(nèi)部邏輯控制。此電流源用來(lái)執(zhí)行PFC的軟啟動(dòng)和軟停止功能防止產(chǎn)生音頻噪聲。當(dāng)內(nèi)部電流源給軟啟動(dòng)電容充電使其超過(guò)0.5V時(shí)PFC將啟動(dòng)。因此，為確保PFC啟動(dòng)最小的軟啟動(dòng)電阻不能小于12K。PFCDRIVER 12 PFC 的MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)輸出。FBDRIVER 13 反激控制的MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)輸出。PFCTIMER 14 當(dāng)反激變換器負(fù)載變?yōu)樽钚』蛲蝗蝗サ?，TIMER腳延時(shí)PFC關(guān)斷。當(dāng) 加在此腳上的電壓低于( 1.27 V)時(shí)PFC使能，加在此腳上的電壓高于( 3.6 V) 時(shí)PFC被禁止。HVS 15 高壓安全隔離管腳，空腳。HV 16 內(nèi)部啟動(dòng)電流源的高壓輸入（輸出在1腳），此腳還有反激谷電壓采 樣功能。FBAUX腳的去磁檢測(cè)和HV腳的谷電壓檢測(cè)相結(jié)合可確定反激電路在谷電壓時(shí)的開(kāi)關(guān)時(shí)刻。3.系統(tǒng)描述和計(jì)算 3.1 PFC和反激部分啟動(dòng)條件圖2，圖3給出了PFC和反激部分的使能條件。遇有啟動(dòng)問(wèn)題通過(guò)這些條件可以找到問(wèn)題原因。一些條件是動(dòng)態(tài)信號(hào)（見(jiàn)圖4）應(yīng)該用示波器檢查。圖2 PFC啟動(dòng)條件 圖3 反激部分啟動(dòng)條件3.2 啟動(dòng)順序在低輸入主電壓情況，電源開(kāi)關(guān)接通，TEA1752供電有如下啟動(dòng)程序（見(jiàn)圖4）：1 HV電流源設(shè)定在1.0mA并且Vcc外接電容（elcap）被充電到0.65V；這可以檢測(cè)Vcc腳的短路否。 2 Vcc=0.65V，HV電流源被設(shè)定在5.4mA并且Vcc外接電容（elcap）被快速充電到VTH(UVLO)。 3 Vcc= VTH(UVLO), HV電流源又一次被設(shè)定在1.0mA并且Vcc外接電容（elcap）被充電到Vstartup。 4 在Vstartup，HV電流源被關(guān)掉，這時(shí)LATCH腳的80A電流源接通向接在LATCH腳的電容充電。同時(shí)，PFCSENSE和FBSENSE的軟啟動(dòng)電流源被接通。 5 當(dāng)LATCH腳被充電到1.35V,同時(shí)VINSENSE達(dá)到1.15V時(shí)PFC和反激部分才有可能開(kāi)始開(kāi)關(guān)功能。 6 PFC使能必須滿足4個(gè)條件，在PFCSENSE腳的PFC軟啟動(dòng)電容必須充電到0.5V，并且VOSENSE腳的電壓必須大于1.15V，連接在PFCCOMP腳的電容充電到3.5V并且 fsw(fb)swon(PFC)必須大于86KHz。注：在TEA1752（初始）啟動(dòng)時(shí)最后一個(gè)條件是自動(dòng)滿足的。在PFCTIMER引腳這可以被測(cè)量到。在內(nèi)部它被強(qiáng)制到低電壓，這意味著PFC被啟用。 7 接在FBSENSE腳的軟啟動(dòng)電容也必須充電到0.63V并且FBCTRL腳的電壓必須小于4.5V，反激部分才能使能。通常，在第一個(gè)反激周期FBCTRL腳的電壓總是小于4.5V，除非FBCTRL腳開(kāi)路。在反激啟動(dòng)時(shí)瞬間，F(xiàn)BCTRL超時(shí)電流源被接通。 8 當(dāng)反激已達(dá)到其標(biāo)稱輸出電壓，那么，IC的Vcc供電被輔助繞組接管。如果出于一些原因，反激式反饋回路信號(hào)出現(xiàn)錯(cuò)誤，則在FBCTRL腳的超時(shí)保護(hù)被觸發(fā)，PFC變換器和反激式變換器被關(guān)閉，Vcc將降到VTH(UVLO) ，IC將回到第3步的啟動(dòng)周期繼續(xù)操作。這是安全再啟動(dòng)周期。圖4 低主輸入電壓時(shí)的啟動(dòng)程序 對(duì)于PFC和反激部分的軟啟動(dòng)電容的充電時(shí)間可分別由他們的電容值分別獨(dú)立設(shè)定。這種方法可以實(shí)現(xiàn)PFC先于反激部分啟動(dòng)。3.3 在安全再啟動(dòng)保護(hù)時(shí)的Vcc周期在安全再啟動(dòng)模式中，控制器將執(zhí)行3.2節(jié)中所說(shuō)的3到8步。3.4 主電壓取樣和欠壓主輸入電壓的測(cè)量是通過(guò)VINSENSE腳進(jìn)行。當(dāng)VINSENSE腳的電壓達(dá)到1.15V的Vstart（VINSENSE）電平并且其他的啟動(dòng)條件也得到滿足PFC可以工作，見(jiàn)3.1節(jié)。當(dāng)VINSENSE腳的電壓降到低于0.89V的Vstop（VINSENSE）電平，PFC停止工作。反激部分繼續(xù)開(kāi)關(guān)直到反激最大導(dǎo)通保護(hù)ton(fb)mas40S被觸發(fā)。當(dāng)保護(hù)被觸發(fā)，IC停止開(kāi)關(guān)并進(jìn)入安全再啟動(dòng)模式。在VINSENSE腳的電壓必須是DC平均值，代表主輸入電壓。在VINSENSE腳用約150mS的時(shí)間常數(shù)使系統(tǒng)工作最佳。在VINSENSE腳用一個(gè)長(zhǎng)的時(shí)間常數(shù)可防止主輸入電壓降低時(shí)PFC快速再啟動(dòng)，因此，VINSENSE腳的電壓被鉗位在低于Vstart（VINSENSE）100mV電平，這是為了保證主輸入電壓恢復(fù)后快速PFC再啟動(dòng)。圖5 VINSENSE電路3.4.1 主輸入電容放電為安全起見(jiàn)，在EMC濾波中的X濾波電容放電時(shí)間常數(shù)必須小于1秒。（見(jiàn)參考文獻(xiàn)1。）R是在輸入濾波中給X電容放電，R的值用R1+R2代替。在90W的適配器應(yīng)用中Cx1=220nF, R1+R2的值必須小于或等于下述值： R=R1=R2在RV的值必須低于或等于以下：3.4.2 欠壓電壓調(diào)整 通過(guò)R1，R2測(cè)量輸入電壓。每個(gè)電阻交替測(cè)量半個(gè)正弦波，所以，兩個(gè)電阻必須有一樣的值。在R1，R2取樣平均電壓用如下公式（2）計(jì)算： （2）V（AC）欠壓RMS按如下式（3）計(jì)算：這里Vstop(VINSENSE) = 0.89 V68V（AC）欠壓閾值符合IEC - 60950章2.1.1.7（注釋1）“設(shè)備中電容器放電”。 標(biāo)準(zhǔn)（見(jiàn)Ref.1），實(shí)例如表2所示。C20選3.3F，R4選47K，建議VINSENSE腳的時(shí)間常數(shù)為150mS。3.5 內(nèi)部OTP 該集成電路具有內(nèi)部溫度保護(hù)，以保護(hù)集成電路由于在Vcc腳過(guò)載而導(dǎo)致的過(guò)熱。當(dāng)結(jié)溫超過(guò)熱關(guān)斷溫度，IC將停止開(kāi)關(guān)。只要OTP被激活，Vcc腳的電容不會(huì)被HV腳的主電充電。如果Vcc供電不足，OTP電路將由HV腳供電。OTP是鎖存保護(hù)。3.6 鎖存腳 LATCH腳是通用用途的輸入腳，它可鎖存PFC和反激變換器使他們關(guān)斷。此腳源出一個(gè)80A電流IO(LATCH)流人接在該腳的NTC。當(dāng)此腳電壓被拉到低于1.25V，PFC和反激變換器將立即關(guān)斷停止工作。Vcc將啟動(dòng)VTH(UVLO)和Vstartup之間的周期，無(wú)再啟動(dòng)。主輸入電壓的電源開(kāi)關(guān)打開(kāi)和關(guān)斷將觸發(fā)快速鎖存復(fù)位電路，并且復(fù)位鎖存器。（見(jiàn)3.7章）啟動(dòng)時(shí)，在PFC和反激控制器使能前LATCH腳首先被充電超過(guò)1.35V。LATCH腳的充電在Vstartup開(kāi)始。在LATCH腳沒(méi)有內(nèi)部濾波。所以，此腳和GND之間必須接一個(gè)10nF電容防止假觸發(fā)，此腳功能不用時(shí)也必須接電容。圖6 LATCH腳保護(hù)功能的使用當(dāng)過(guò)溫時(shí)NTC和與其串聯(lián)電阻之和如下式所示：光耦的光晶體管導(dǎo)通電流大于80A，光耦觸發(fā)鎖存器。3.7 快速鎖存復(fù)位當(dāng)主電的電源開(kāi)關(guān)接通和斷開(kāi)時(shí)能復(fù)位鎖存保護(hù)。在當(dāng)主電的電源開(kāi)關(guān)斷開(kāi)后，VINSENSE腳電壓降到低于VFLR(0.75V)將觸發(fā)快速鎖存復(fù)位電路，但是不復(fù)位被鎖存了的保護(hù)。當(dāng)主電的電源開(kāi)關(guān)接通，VINSENSE腳電壓增加，當(dāng)電壓超過(guò)0.85V，鎖存器被復(fù)位。當(dāng)Vcc腳充電到Vstartup系統(tǒng)將復(fù)位。見(jiàn)3.2節(jié)的第4步。4. PFC的描述和計(jì)算 PFC工作在準(zhǔn)諧振或非連續(xù)模式時(shí)用谷電壓檢測(cè)來(lái)減少開(kāi)關(guān)損耗。為減小開(kāi)關(guān)損耗PFC的最高開(kāi)關(guān)頻率被限制在125KHz。必要時(shí)為保證頻率不超過(guò)250KHz跳過(guò)一個(gè)或較多的谷電壓。TEA1752的PFC被設(shè)計(jì)成在主電輸入電壓范圍內(nèi)有兩種輸出電壓的升壓變換器。兩種輸出電壓升壓的優(yōu)勢(shì)是在低主電壓時(shí)可改善整個(gè)系統(tǒng)效率減少PFC的開(kāi)關(guān)損耗。在中低功率適配器（120W）PFC的損耗在總損耗中所占比例較高。兩種輸出電壓通過(guò)VOSENSE腳內(nèi)部15A電流源來(lái)控制。如圖7所示，通過(guò)測(cè)量VINSENSE腳的主輸入電壓控制內(nèi)部電流源，電流源和VOSENSE腳的電阻結(jié)合設(shè)定了PFC的低輸出電壓。在高主輸入電壓時(shí)此15A電流源被斷開(kāi)。因此，最大PFC的輸電壓不受精密電流源影響。在典型的適配器中在主電高時(shí)PFC輸出電壓是385V(DC), 在主電低時(shí)PFC輸出電壓是250V(DC)。在VINSENSE腳的2.2V電壓對(duì)應(yīng)主輸入電壓約180V(AC)。小斜率傳遞函數(shù)確保穩(wěn)定的PFC的輸出電壓切換沒(méi)有打嗝現(xiàn)象。圖7 VINSENSE腳兩種升壓電流的 VINSENSE傳遞函數(shù)電壓 在低輸出負(fù)載時(shí)，PFC被關(guān)斷以保持高效率和在無(wú)負(fù)載時(shí)待機(jī)輸入功率。當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷后PFC輸出電壓降低到Vac1.414。4.1 PFC輸出功率和電壓的控制TEA1752的PFC被控制的是導(dǎo)通時(shí)間，因此，不必測(cè)量主電的相位角。為了獲得好的功率因數(shù)和減少諧波（MHR）達(dá)到D級(jí)標(biāo)準(zhǔn)在半個(gè)正弦波內(nèi)導(dǎo)通時(shí)間保持為常數(shù)；見(jiàn)參考。通過(guò)VOSENSE腳控制PFC輸出電壓。在VOSENSE腳有一個(gè)跨導(dǎo)誤差放大器和一個(gè)2.5V的參考電壓。在VOSENSE腳這個(gè)誤差被變換成80A/V進(jìn)入PFCCOMP腳。在PFCCOMP腳的電壓和VINSENSE腳的電壓相結(jié)合決定PFC的導(dǎo)通時(shí)間。圖8 PFC導(dǎo)通時(shí)間控制 為穩(wěn)定PFC控制環(huán)，在PFCCOMP腳接入由一個(gè)電阻和兩個(gè)電容構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)。升壓變換器的傳遞函數(shù)的數(shù)學(xué)方程包含主輸入電壓的平方。在典型的應(yīng)用中，這將導(dǎo)致在低的主電輸入電壓時(shí)有低的調(diào)節(jié)帶寬，在高的主電輸入電壓時(shí)有高的調(diào)節(jié)帶寬，因而，在高的主電輸入電壓時(shí)符合MHR是困難的。TEA1752通過(guò)測(cè)量VINSENSE腳電壓而達(dá)到測(cè)量主輸入電壓的目的，來(lái)補(bǔ)償控制環(huán)增益使主輸入電壓運(yùn)行正常。其結(jié)果在整個(gè)輸入電壓范圍增益將是常數(shù)。 在VINSENSE腳的電壓必須是直流平均值，代表主輸入電壓。VINSENSE腳的系統(tǒng)優(yōu)選時(shí)間常數(shù)是150mS。4.1.1 設(shè)定PFC輸出電壓在PFC輸出和VOSENSE腳之間接入電阻分壓器便可設(shè)定輸出電壓。在正常PFC模式，PFC輸出電壓經(jīng)分壓后接到VOSENSE腳電壓Vreg(VOSENSE)=2.5V。圖9 PFC輸出電壓設(shè)定在輸出端和VOSENSE腳之間接入兩個(gè)4.7M(1%)的電阻。(15A)電流源Ibst(DUAL)和這些電阻相匹配。R5和R6的阻值是4.7M，R7是62K，當(dāng)主電輸入是低電壓時(shí)，PFC輸出電壓為約240-250V, 當(dāng)主電輸入是高電壓時(shí)，PFC輸出電壓為約380-390V。接在VOSENSE腳和地之間的電阻R7（1%）可按下式（5）計(jì)算：假如PFC輸出電壓是382V，則：主電在低輸入時(shí)(15A)電流源Ibst(DUAL)被激活，低PFC輸出電壓可按下式（6）計(jì)算：當(dāng)R5,R6為4.7M,R7為62K時(shí)，低PFC輸出電壓可按下式計(jì)算： 在VOSENSE腳的電容C4的功能是濾除噪聲和防止虛假觸發(fā)造成的保護(hù)。例如MOSFET的噪聲，主電浪涌或ESD。Vovp(VOSENSE)保護(hù)的誤觸發(fā)會(huì)引起可聽(tīng)見(jiàn)的噪聲和引起輸入主電流的干擾。Vth(ol)(VOSENSE)保護(hù)的虛假觸發(fā)會(huì)引起安全再啟動(dòng)周期。在VOSENSE腳有500nS到1mS的時(shí)間常數(shù)就足夠，C4選10nF便可。 R7,C4盡可能靠近IC的VOSENSE腳和GND腳。4.1.2 PFC的軟啟動(dòng)和停止部分的計(jì)算軟啟動(dòng)和停止功能是通過(guò)接在PFCSENSE腳的RC網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的。Rss1不得小于12K，確保Vstart(soft)PFC達(dá)到0.5V時(shí)使能PFC啟動(dòng)。見(jiàn)3.2節(jié)關(guān)于啟動(dòng)的描述。圖10 PFC軟啟動(dòng)和軟停止總軟啟動(dòng)或軟停止時(shí)間等于tsoftstart=3Rss1*Css1 建議PFC的軟啟動(dòng)時(shí)間小于反激的軟啟動(dòng)時(shí)間，確保初次啟動(dòng)時(shí)PFC的啟動(dòng)先于反激的啟動(dòng)。建議軟啟動(dòng)時(shí)間保持在2mS-5mS范圍內(nèi)。 C6=100nF,R11=12K，總軟啟動(dòng)時(shí)間是3.6mS。4.2 PFC的去磁和谷電壓檢測(cè)在變壓器去磁后PFC開(kāi)關(guān)導(dǎo)通。內(nèi)部電路連接到PFCAUX腳檢測(cè)第二行程的結(jié)束。它也檢測(cè)接在PFC MOSFET上的電壓。為了減小開(kāi)關(guān)損耗和電磁干擾(EMI)(谷電壓開(kāi)關(guān))，當(dāng)加在PFC MOSFET上的電壓最小時(shí)開(kāi)始下一個(gè)行程。為減小開(kāi)關(guān)損耗PFC的最大開(kāi)關(guān)頻率被限制在250KHz。必要時(shí)跳過(guò)一個(gè)或多個(gè)谷電壓保證頻率低于250KHz。 如果在PFCAUX腳沒(méi)有檢測(cè)到去磁信號(hào)，在最后的柵極信號(hào)后控制器產(chǎn)生一個(gè)50S的零電流（ZCS）信號(hào)。如果在PFCAUX腳沒(méi)有檢測(cè)到谷電壓信號(hào)，在去磁被檢測(cè)到后控制器產(chǎn)生一個(gè)4S的谷電壓信號(hào)。圖11 PFCAUX電路4.2.1 PFCAUX繞組和電路的設(shè)計(jì)為了保證在低的振鈴振幅處進(jìn)行谷電壓檢測(cè)，PFCAUX腳電壓設(shè)置的盡可能高，考慮其最大額定電壓是25V, PFCAUX繞組的圈數(shù)計(jì)算如公式（7）：VPFCAUX是PFCAUX腳的最大額定値，VLmax是PFC初級(jí)繞組的最大電壓。PFCOVP電平的電壓確定了PFC的最大輸出電壓并加在PFC初級(jí)繞組上，計(jì)算如公式（8）：當(dāng)PFC的輔助繞組圈數(shù)較多，在輔助繞組和PFCAUX腳之間可以插入一個(gè)電阻。為了防止由于寄生電容引起的谷電壓檢測(cè)延時(shí)，此電阻值應(yīng)小于10K。PFCAUX腳信號(hào)極性必須和PFC的MOSFET的漏極反向。為了保護(hù)PFCAUX腳防止過(guò)壓，例如打雷時(shí)，在輔助繞組和PFCAUX腳之間的電阻最好能有5K。為了防止因外部干擾導(dǎo)致不正確的谷電壓開(kāi)關(guān)，電阻應(yīng)放置在靠近IC處。4.3 PFC保護(hù)模式4.3.1 VOSENSE腳過(guò)壓保護(hù)過(guò)壓發(fā)生在啟動(dòng)大的負(fù)載變化。此過(guò)壓的產(chǎn)生是由于PFC的控制環(huán)路反應(yīng)比較慢引起的。為了滿足良好的功率因數(shù)和合適的MHR PFC的控制環(huán)路反應(yīng)必須比較慢。在VOSENSE腳過(guò)壓保護(hù)（OVP）將限制過(guò)沖。當(dāng)VOVP(VOSENSE)達(dá)到2.63V時(shí)被檢測(cè)出瞬間PFC的MOSFET 立即關(guān)斷，不考慮導(dǎo)通時(shí)間的設(shè)定。在VOSENSE腳電壓低于2.63V之前MOSFET不會(huì)導(dǎo)通。當(dāng)接在VOSENSE腳和GND之間的電阻開(kāi)路，OVP也會(huì)被觸發(fā)。PFC輸出端的峰值電壓的產(chǎn)生是因?yàn)镻FC產(chǎn)生了上沖而又被限制造成的，其計(jì)算如公式（9）：4.3.2 VOSENSE腳的開(kāi)路和短路檢測(cè) VOSENSE腳是用來(lái)采樣PFC的輸出電壓，同時(shí)其內(nèi)部集成了保護(hù)電路用來(lái)檢測(cè)此腳的開(kāi)路和短路。接于此腳的電阻分壓器一旦開(kāi)路此腳也可以采樣到。因此，VOSENSE腳是萬(wàn)無(wú)一失的。在外部不必增加OVP保護(hù)電路。當(dāng)此腳開(kāi)路時(shí)內(nèi)部電流源將拉低此腳電平，使其低于1.15V的Vth(ol)(VOSENSE)檢測(cè)電平。當(dāng)檢測(cè)到Vth(ol)(VOSENSE) 電平時(shí)PFC和反激變換器的MOSFET關(guān)閉直到VOSENSE腳電壓回到1.15V后才再次導(dǎo)通。4.3.3 VINSENSE腳的開(kāi)路檢測(cè)VINSENSE腳檢取樣輸入電壓，其內(nèi)部集成了一個(gè)保護(hù)電路來(lái)檢測(cè)腳的開(kāi)路。當(dāng)此腳開(kāi)路時(shí)內(nèi)部電流源將拉低此腳電平，使其低于0.89V的Vstop(VINSENSE) 電平。4.3.4 過(guò)流保護(hù)（OCP） 過(guò)電流保護(hù)（ OCP ）限制了最大電流通過(guò)PFC的MOSFET和PFC的線圈。通過(guò)檢測(cè)串聯(lián)在MOSFET源極的電流取樣電阻上的電壓來(lái)測(cè)量流過(guò)的電流。當(dāng)dV/dt = 50 mV/s，PFCSENSE腳的電壓超過(guò)0.52V(Vsense(PFC)max)時(shí)MOSFET立即被關(guān)斷。OCP是逐周過(guò)流保護(hù)。為了避免反激開(kāi)關(guān)錯(cuò)誤觸發(fā)PFC的OCP，建議保持一個(gè)0.1V的余量。主輸入電流的干擾可能是導(dǎo)致VOVP(VOSENSE) 保護(hù)被錯(cuò)誤觸發(fā)的原因。建議直接在PFCSENSE腳放一個(gè)100PF-220PF的小電容來(lái)抑制外部干擾。電流取樣電阻的計(jì)算如公式（10）：這里IpQR(PFC)max是PFC的最大峰值電流，此電流發(fā)生在最大負(fù)載和最低輸入電壓時(shí)。在準(zhǔn)諧振模式時(shí)PFC的最大峰值電流按下式（11）計(jì)算：這里： Pomax是反激變換器的最大輸出功率。 1.1是一個(gè)補(bǔ)償因數(shù)，在準(zhǔn)諧振模式中在第二個(gè)行程結(jié)束時(shí)和第一個(gè)谷電壓檢測(cè)時(shí)用于補(bǔ)償PFC電感中在零電流之間的死區(qū)時(shí)間。 是在最大功率輸出時(shí)變換器的效率。Vacmin是最小主電輸入電壓。5.反激描述和計(jì)算 TEA1752的反激部分是變頻控制器，它可工作在準(zhǔn)諧振（QR）模式或非連續(xù)模式并具有檢測(cè)和谷電壓開(kāi)關(guān)功能。設(shè)定的初極峰值電流控制輸出功率；初極峰值電流設(shè)定后輸出功率由開(kāi)關(guān)頻率決定。初級(jí)峰值電流是由FBCTRL腳電壓和從FBSENSE腳的采樣電壓決定，其關(guān)系如下： 反激控制著PFC的操作模式。在低輸出功率時(shí)（初極峰值電流Ip 0.25 Ip_max）PFC開(kāi)關(guān)停止工作。反激變壓器的去磁檢測(cè)是通過(guò)把FBAUX腳連接到輔助繞組實(shí)現(xiàn)。谷電壓檢測(cè)是通過(guò)HV腳，它可接到MOSFET的漏極或變壓器初級(jí)的中心抽頭。反激的輸入電壓是通過(guò)FBAUX腳測(cè)量并用于執(zhí)行過(guò)功率保護(hù)（OPP）。OPP將保持反激的最大輸出功率恒定。反激部分有一個(gè)精確的過(guò)壓保護(hù)（OVP）電路。過(guò)壓是通過(guò)FBAUX腳測(cè)量。當(dāng)過(guò)壓被檢測(cè)到后鎖存器將關(guān)閉PFC控制器和反激控制器。5.1 反激輸出功率控制TEA1752反激系統(tǒng)的一個(gè)重要方面是在變壓器去磁后等待至少第一個(gè)谷電壓的到來(lái)，F(xiàn)BAUX腳通過(guò)輔助繞組測(cè)量去磁。HV腳通過(guò)MOSFET的漏極或變壓器初級(jí)的中心抽頭檢測(cè)谷電壓的底部。反激變換器輸出功率可以用下述方程（12）描述： LP代表反激變換器的變壓器的初級(jí)電感IP代表通過(guò)變壓器的初級(jí)電感的峰值電流fS代表反激變換器的工作頻率 代表反激變換器的效率 設(shè)計(jì)開(kāi)始首先選擇LP，初級(jí)電感的峰值電流控制輸出功率。開(kāi)關(guān)頻率由外部應(yīng)用參數(shù)和IC參數(shù)確定。外部應(yīng)用參數(shù)是變壓器的匝數(shù)比，初級(jí)電感，漏-源極電容，輸入電壓，輸出電壓及來(lái)自控制環(huán)的反饋信號(hào)。內(nèi)部IC參數(shù)是振蕩器設(shè)定，峰值電流設(shè)定和去磁及谷電壓檢測(cè)。另一種輸出功率控制邏輯的方法是保持初級(jí)峰值電流固定不變而改變工作頻率。在典型的控制關(guān)系中輸出功率和頻率是線性關(guān)系。這種方法通常只能工作在低輸出功率。這種工作模式被稱為降頻模式。（見(jiàn)5.1.1.3） 反激變換器的輸入電壓是通過(guò)測(cè)量FBAUL來(lái)實(shí)現(xiàn)過(guò)功率保護(hù)（OPP）。在輸入電壓范圍內(nèi)OPP保證反激變換器的最大輸出功率為常數(shù)。反激變換器有一個(gè)精密的OVP電路。過(guò)壓通過(guò)FBAUL測(cè)量，當(dāng)檢測(cè)到過(guò)壓后PFC和反激變換器被關(guān)斷。5.1.1 TEA1752的三種操作模式在初次啟動(dòng)，反激將總是在最大功率啟動(dòng)。這意味系統(tǒng)是在準(zhǔn)諧振模式啟動(dòng)。TEA1752從最大到最小輸出功率反激將通過(guò)三個(gè)操作模式如圖12所示。圖12 反激操作模式準(zhǔn)諧振(QR)模式非連續(xù)（DCM）模式降頻（FR）模式IC內(nèi)部的去磁檢測(cè)電路和谷電壓檢測(cè)電路在三種工作模式下均被激活。5.1.1.1準(zhǔn)諧振(QR)模式在大輸出功率時(shí)反激變換器電阻在準(zhǔn)諧振(QR)模式。輸出功率由峰值電流控制（見(jiàn)5.1節(jié)）。較低的峰值電流使輸出功率減小使工作頻率升高直到最高工作頻率。準(zhǔn)諧振(QR)模式很容易被確認(rèn)。當(dāng)谷電壓的底部被檢測(cè)到后下一個(gè)周期的第一行程開(kāi)始。初級(jí)峰值電流（Ip）由FBCTRL腳電壓設(shè)定。建議放一個(gè)10nF的濾除噪聲電容C15盡可能靠近FBCTRL腳，防止PFC的MOSFET開(kāi)關(guān)干擾反激變換器。被測(cè)量到的FBCTRL腳的電壓返回到FBSENSE腳可用公式（13）計(jì)算（在QR和DCM模式有效）：這里 VFBCTRL允許在1.5V-2V之間變化（在QR和DCM模式）Iadj(FBSENSE)系IC內(nèi)部的電流源它連接在FBSENSE電阻R16和R17可在線路圖發(fā)現(xiàn)，見(jiàn)圖13。 圖13 應(yīng)用中調(diào)整反激變換器的最重要的元件通過(guò)反激變換器變壓器的峰值Ip電流被定義為：最大峰值電流Ipmax是由Vsense(fb)max確定。R16A在公式（14）中沒(méi)被提到，有關(guān)解釋在5.1.5節(jié)中提到。通常在初始啟動(dòng)后輸出功率連續(xù)下降。在開(kāi)關(guān)頻率達(dá)到最大值時(shí)這將導(dǎo)致反激變換器進(jìn)入非連續(xù)模式。5.1.1.2 非連續(xù)模式在DCM模式中減小峰值電流（Ip）和通過(guò)一個(gè)或多個(gè)谷電壓來(lái)減小輸出功率。在此模式開(kāi)關(guān)頻率在某個(gè)頻率為常數(shù)。確切的開(kāi)關(guān)頻率取決于檢測(cè)谷電壓的檢測(cè)，但它決不會(huì)比最高頻率較高。減小峰值電流和跳過(guò)多個(gè)谷電壓周期可減小輸出功率，F(xiàn)BCTRL腳將隨之減小直至1.5V。當(dāng)發(fā)生這種情況工作模式從DCM轉(zhuǎn)為FR模式。 當(dāng)變壓器的初級(jí)電感值太大時(shí)，DCM模式?jīng)]法達(dá)到。這時(shí)功率減小時(shí)反激變換器跳過(guò)DCM模式，它直接從QR模式跳到FR模式。5.1.1.3 降頻模式 在降頻模式中加在FBCTRL腳的電壓不再設(shè)定峰值電流。相反，它設(shè)定工作頻率。通過(guò)變壓器的最小峰值電流(Ipmin)在FR模式中保持為常數(shù)。假如在Ipmax時(shí)磁芯不飽和，Ipmin和Ipmax之間的比例主要取決于檢測(cè)電阻RSENSE的值。工作頻率降低時(shí)輸出功率也降低，這時(shí)將有多個(gè)谷電壓周期跳過(guò)。在FR模式中的反激變換器的工作頻率決定PFC的開(kāi)通和關(guān)斷。使能PFC開(kāi)通工作頻率比關(guān)斷工作頻率高。因此，PFC的開(kāi)通時(shí)輸出功率較高，關(guān)斷時(shí)輸出功率較低。在一般的適配器的輸出電壓是固定的，因此，反激變換器在較高或較低的輸出功率時(shí)將有較高或較低的輸出電流。在低輸出功率時(shí)關(guān)斷PFC使整體效率得到提高。由于此原因在額定輸出電流的25%時(shí)關(guān)斷PFC。另一方面， PFC在較大的輸出電流時(shí)開(kāi)通可以提線電流的高功率因數(shù)。通常在低于50%的額定輸出電流開(kāi)通PFC。PFC開(kāi)通和關(guān)斷的回差取決于初級(jí)電感值，輸出功率和線電壓。因此，選擇正確的電感值可確保PFC的開(kāi)通和關(guān)斷間的回差。5.1.2節(jié)介紹如何做到這一點(diǎn)。5.1.2 電感值和PFC回差間的關(guān)系TEA1752在降頻模式工作時(shí)用固定最低峰值電流（Ipmin）來(lái)控制輸出功率，見(jiàn)5.1節(jié)（用公式17計(jì)算Ipmin值）。因此，導(dǎo)通時(shí)間（MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間）取決于選擇電感值和輸入電壓，它和電感值有線性關(guān)系和輸入電壓成反比關(guān)系。通過(guò)了變壓器匝數(shù)比和輸出電壓固定了MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間（忽略了比較短的谷電壓時(shí)間的影響）。在較低的線路電壓選擇一個(gè)比較大的初級(jí)電感工作頻率和輸出功率將下降，見(jiàn)5.1節(jié)和圖14。圖14 低線電壓時(shí)反激變壓器初級(jí)電感選擇比較大的電感時(shí)的工作頻率當(dāng)初級(jí)電感增加情況將變得糟糕，因?yàn)檫@將在低線電壓時(shí)限制了輸出功率（默認(rèn)情況下，反激假設(shè)工作在一個(gè)固定峰值電流時(shí)降運(yùn)行在一個(gè)較低的工作頻率）。在實(shí)際上，這意味著在低線電壓時(shí)反激變壓器限制輸出功率。激活反饋環(huán)路使能PFC可獲得更大的輸出功率。換句話說(shuō)，在低線電壓時(shí)PFC開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)的回差變得比較小，假如一個(gè)較大的初級(jí)電感值變壓器被選中。當(dāng)選定的初級(jí)電感值過(guò)大，因?yàn)闆](méi)有回差，會(huì)發(fā)生不需要的系統(tǒng)行為。應(yīng)限制最大電感值，以防止這在低線電壓時(shí)發(fā)生不需要的系統(tǒng)行為。大多數(shù)客戶喜歡在低線電壓時(shí)PFC開(kāi)啟和關(guān)閉之間有最小的回差。在設(shè)計(jì)開(kāi)始時(shí)選變壓器初級(jí)電感的最大值是可以的。注意圖15中做出了幾種電感值。圖15 輸出功率和電感的關(guān)系 圖15顯示了不同的輸出功率和不同匝數(shù)比的反激變換器初級(jí)電感值。選擇大的電感值將導(dǎo)致大的磁滯損耗。選擇較小的初級(jí)電感值磁滯損耗減小，但是總開(kāi)關(guān)損耗變大。圖15顯示了線電壓低于115V時(shí)電感的磁滯損耗。但是，假如加在電容C3兩端電壓沒(méi)下降太多，通常范圍可到90VAC。一條經(jīng)驗(yàn)法則是當(dāng)輸出功率瓦級(jí)緩沖電容C3值通常選擇微法級(jí)。應(yīng)用這個(gè)通常的經(jīng)驗(yàn)準(zhǔn)則在線電壓為90V并輸出功率為50%時(shí)，加在緩沖電容上的電壓約為100VDC。用圖15幫助選擇電感值是一個(gè)方法。另一個(gè)方法是用公式（15）這里 IO(nom)代表典型適配器的額定輸出電流Vo代表輸出電壓Vf代表次級(jí)二極管電壓 Lp代表反激變壓器初級(jí)電感N是變壓器初、次級(jí)比（Np/Ns）公式給出了一些N （VO+ Vf )的偏差值。因此，建議保存80V-130V的這個(gè)值。例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 VN （VO+ Vf )=104.3最后使用的值是450H。5.1.3Ipmin和所需PFC導(dǎo)通和關(guān)斷電平的關(guān)系通常在反激變換器輸出功率的50%和25%處PFC開(kāi)通和關(guān)斷。當(dāng)反激變換器工作在RF模式PFC開(kāi)通和關(guān)斷由反激變換器控制。典型的反激內(nèi)部工作頻率在為在86KHz使PFC開(kāi)通，在48KHz使PFC關(guān)閉。公式16是使用這兩個(gè)數(shù)的平均值結(jié)合公式12的結(jié)果或這里 0.375是額定輸出電流的50%和25%的平均值 VO是輸出電壓Vf是次級(jí)二極管的正向電壓Lp是反激變壓器的初級(jí)電感67000是86000Hz和48000Hz的平均值fb是反激變換器的效率（請(qǐng)使用相對(duì)高的值如0.970.98）例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 V Lp=450Hfb=0.98 5.1.4 Rsense的影響和串聯(lián)電阻R16+R17取樣電阻Rsense加上串聯(lián)電阻R16+R17有四個(gè)功能：防止或盡量減少反激變壓器飽和的危險(xiǎn)。留有足夠的功率儲(chǔ)備（假設(shè)電感不飽和） 在有一定輸出功率時(shí)允許PFC開(kāi)通和關(guān)斷做一些調(diào)整。注意，與R16和R17相比，調(diào)節(jié)時(shí)Rsense占主導(dǎo)地位，因?yàn)镽16和R17的影響要小得多。R17和C23防止FBSENSE被反向充電在Rsense產(chǎn)生干擾。變壓器的飽和電流(Ip(sat)和取樣電阻的值都是設(shè)計(jì)中的重要參數(shù)。5.1.4.1節(jié)顯示了變壓器飽和度的計(jì)算。通過(guò)變壓器的最大峰值電流（Ipmax）確定之后，此值最好應(yīng)低于變壓器的飽和水平。5.1.4.1 計(jì)算反激變壓器飽和電流Ip(sat)變壓器飽和電流能夠用公式18計(jì)算例如以下假設(shè)： Np=32匝Bmax = 390 mT(PQ3220, 磁材 PC44, Bmax at 100 C)Ae = 17010-6m2（來(lái)自變壓器供應(yīng)商的數(shù)據(jù)表）LP=45010-6結(jié)果： 用供應(yīng)商的數(shù)據(jù)表可以查到Ae和Bmax。Bmax的值取決于溫度，在高溫度時(shí)Bmax的值迅速下降。因此，應(yīng)選擇能在高溫工作的Bmax值。當(dāng)最大工作電流（Ipmax）小于飽和電流Ip(sat)時(shí)變壓器不飽和。5.1.4.2顯示了Ipmax的計(jì)算。磁芯飽和后無(wú)法提供較大的輸出功率，只會(huì)使系統(tǒng)性能惡化（功率器件應(yīng)力過(guò)大，EMI變大,甚至系統(tǒng)故障）。5.1.4.2 計(jì)算工作在準(zhǔn)諧振模式的反激變換器的Ipmax反激準(zhǔn)諧振模式操作的峰值電流可以按公式19計(jì)算：這里： a = NVi(DC)minLp b = 2IOLpN(VO +Vf) + Vi(DC)min c = 2IOtvalleyNVi(DC)min(VO + Vf)對(duì)于a,b,c VO是輸出電壓 N是初、次級(jí)匝數(shù)比(Np/Ns) Lp是初級(jí)繞組的電感值 tvalley是谷電壓時(shí)間，有時(shí)也被稱為死區(qū)時(shí)間。此時(shí)間通常為1.1s Vi(DC)min是在額定負(fù)載時(shí)C3上的最小電壓。在本例中是75V（DC）。實(shí)際電壓取決于PFC使能有多快。建議在應(yīng)用中對(duì)此值進(jìn)行檢測(cè)。例： a = 5.33337545010-6= 180103 b = 24.624501065.3333(19.5 + 0.05) + 75 = 745.39103 c = 24.621.11065.333375(19.5 + 0.05) = 79.4824103 計(jì)算出的峰值電流是低于4.71 A飽和電流（見(jiàn)節(jié)5.1.4.1）。建議在計(jì)算出的峰值電流和飽和電流之間留一定的余量。例如，在一個(gè)高峰負(fù)載系統(tǒng)可能仍然會(huì)工作但是會(huì)碰到一個(gè)問(wèn)題，因此，完成設(shè)計(jì)后必須檢查這一點(diǎn)。計(jì)算結(jié)果如下顯示，如果假定峰值輸出電流為5.7 A，PFC有時(shí)開(kāi)通，預(yù)計(jì)電容C3上的最小電壓是240V(DC)。 a1 = 5.3333240450106 = 576103 b1 = 25.704501065.3333(19.5 + 0.05) + 240 = 1.7661 c1 = 25.701.11065.3333240(19.5 + 0.05) = -313.8103 選擇Ipmax最高值（IO = 4.62和IO = 5.7 A），并與Ip(sat)比較。Ipmax最好小于Ip(sat)。如果是這樣，使用Ip(sat)作為最大值，因?yàn)椋谧畲筝敵龉β蕰r(shí)仍提供了較大的余量。5.1.4.3 電流取樣電阻RSENSE的計(jì)算 下一步是計(jì)算RSENSE的值，見(jiàn)公式20 注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s時(shí)測(cè)量。 Ipmax: 滿足最大Ipmax 條件(見(jiàn) 5.1.4.2節(jié))。 通常選擇Ip(sat)（假如Ip(sat)Ipmax）因?yàn)樵O(shè)計(jì)時(shí)允許有比額定輸出功率再大一點(diǎn)的輸出功率（給一些余量）。在用公式21計(jì)算的RSENSE時(shí)均使用最大的峰值電流(Ip(sat) = 4.715 A, 見(jiàn)5.1.4節(jié))。5.1.4.4 計(jì)算串聯(lián)電阻R16和R17公式22計(jì)算串聯(lián)電阻R16和R17：注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s時(shí)測(cè)量。 例如一個(gè)90W的適配器： R17的值通常在680-1200之間。它的目的是防止C10被不必要的方式充電，因?yàn)榧釉赗SENSE的峰值會(huì)觸發(fā)IC內(nèi)部的ESD保護(hù)。在這兩個(gè)允許范圍內(nèi)選擇一個(gè)值微調(diào)R16或死區(qū)補(bǔ)償電阻R16A。R17選擇1000。R16的值則變成：48504 1000 = 47504。5.1.5 延時(shí)補(bǔ)償電阻RCOMP和R16A的計(jì)算 為了補(bǔ)償以下三個(gè)延時(shí)的總和： IC的內(nèi)部延時(shí) MOSFET的關(guān)斷時(shí)間 延時(shí)時(shí)間和R17C23有關(guān)（濾波器在FBSENSE腳之前） 在這三個(gè)延時(shí)和的期間變壓器初級(jí)仍然傳導(dǎo)電流。這種延遲可以被轉(zhuǎn)換成一個(gè)額外的電流，IDELAY,通過(guò)變壓器（見(jiàn)圖16）這個(gè)額外的能量被輸出。額外的能量的大小取決于輸入電壓。RCOMP和R16A的目的是為了補(bǔ)償不需要的電流(IDELAY)和相應(yīng)的延遲時(shí)間。在相應(yīng)的預(yù)設(shè)時(shí)間內(nèi)可以把R16A兩端的電壓可以變換成一個(gè)電流IPRESET。如預(yù)設(shè)值和延時(shí)值匹配系統(tǒng)將得到補(bǔ)償。 圖16 延時(shí)補(bǔ)償原理R16A兩端的電壓取決于通過(guò)這個(gè)電阻的電流。電流的主要部分流過(guò)R5,R5A和R6A。注意，流過(guò)R5,R5A的電流分成兩部分只有一部分流過(guò)R6。另一部分流過(guò)R6A。一個(gè)電阻，可以替代所有這些電阻。此電阻被稱為RCOMP。當(dāng)原理圖根據(jù)圖1建立后，這個(gè)電阻值可以用公式23計(jì)算：例如計(jì)算一個(gè)90W的適配器：最后的延遲時(shí)間是由IC內(nèi)部的延遲時(shí)間決定，關(guān)掉MOSFET需要響應(yīng)時(shí)間和時(shí)間常數(shù)R17C23。為了濾掉FBSENSE腳的干擾需要一個(gè)小的RC時(shí)間常數(shù)。RC時(shí)間常數(shù)選的太大輸入電壓不能按照正常的斜坡上升。因此，所以其他的延時(shí)首先從反激MOSFET的傳導(dǎo)時(shí)間被減掉。為了濾掉FBSENSE腳的干擾其余的時(shí)間至少應(yīng)是最小RC時(shí)間常數(shù)的5.5倍。IC內(nèi)部公共延遲時(shí)間是220nS。MOSFET的