《現(xiàn)代通信原理與技術(shù)》課件-第4章

第4

章模擬調(diào)制系統(tǒng)4.1幅度調(diào)制(線性調(diào)制)的原理4.2線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能4.3角度調(diào)制(非線性調(diào)制)的原理4.4

調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能4.5各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能比較

調(diào)制是通信系統(tǒng),尤其是無線通信系統(tǒng)中最基本、最關(guān)鍵的技術(shù)之一。如第1章所述,基帶信號具有較低的頻率分量,不宜通過無線信道傳輸。因此,在通信系統(tǒng)的發(fā)送端需要

由一個(gè)載波來運(yùn)載基帶信號,也就是使載波的某個(gè)參量隨基帶信號的規(guī)律而變化,這一過程稱為(載波)調(diào)制。載波受調(diào)制后稱為已調(diào)信號,它含有基帶信號的全部特征。在通信系統(tǒng)的接收端則需要將已調(diào)信號中的原始基帶信號恢復(fù)(卸載)出來,這一過程稱為解調(diào)。

調(diào)制的作用和目的有:

(1)將基帶信號轉(zhuǎn)換成適合于信道傳輸?shù)囊颜{(diào)信號;

(2)實(shí)現(xiàn)信道的多路復(fù)用,提高信道利用率;

(3)提高系統(tǒng)抗干擾能力;

(4)實(shí)現(xiàn)傳輸帶寬與信噪比之間的互換。

本章討論的重點(diǎn)是用取值連續(xù)的調(diào)制信號(即基帶信號)去控制正弦載波參量(振幅、頻率和相位)的幅度調(diào)制和角度調(diào)制,主要內(nèi)容有:各種已調(diào)信號的時(shí)域波形和頻譜結(jié)構(gòu),調(diào)制與解調(diào)原理及系統(tǒng)的抗噪聲性能。

4.1幅度調(diào)制(線性調(diào)制)的原理

幅度調(diào)制是用調(diào)制信號去控制高頻載波的振幅,使其按照調(diào)制信號的規(guī)律而變化的過程。幅度調(diào)制器的一般模型如圖4-1所示。圖4-1幅度調(diào)制器的一般模型

設(shè)調(diào)制信號m(t)的頻譜為M(ω),則該模型輸出已

調(diào)信號的時(shí)域和頻域一般表示式為

由以上兩式可見,對于幅度已調(diào)信號,在波形上,它的幅度隨調(diào)制信號的規(guī)律而變化;在頻譜結(jié)構(gòu)上,它的頻譜完全是調(diào)制信號頻譜結(jié)構(gòu)在頻域內(nèi)的簡單搬移。由于這種搬移是

線性的,因此,幅度調(diào)制通常又稱為線性調(diào)制。

4.1.1調(diào)幅(AM)

在圖41中,假設(shè)濾波器H(ω)為全通網(wǎng)絡(luò),即h(t)=δ(t),并假設(shè)調(diào)制信號m(t)的平均值為0。將m(t)疊加一個(gè)直流偏量A0后與載波相乘(見圖42),即可形成調(diào)幅(AM)信號,其時(shí)域和頻域表示式分別為

式中,m(t)可以是確知信號,也可以是隨機(jī)信號(此時(shí),已調(diào)信號的頻域表示必須用功率譜描述)。AM信號的典型波形和頻譜如圖43所示。圖4-2AM調(diào)制器模型圖4-3AM信號的典型波形和頻譜

由圖43的時(shí)間波形可知,當(dāng)滿足條件|m(t)|max≤A0時(shí),AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成正比,所以用包絡(luò)檢波的方法很容易恢復(fù)出原始的調(diào)制信號。若不滿足|m(t)|max≤A0,將會出現(xiàn)過調(diào)幅現(xiàn)象而產(chǎn)生包絡(luò)失真,這時(shí)不能用包絡(luò)檢波器進(jìn)行解調(diào),為保證無失真解調(diào),可以采用相干解調(diào)。

由此可見,AM信號的總功率包括載波功率和邊帶功率兩部分。只有邊帶功率才與調(diào)制信號有關(guān)。也就是說,載波分量不攜帶信息。即使在“滿調(diào)幅”(|m(t)|max=A0

時(shí),也稱

100%調(diào)制)條件下,載波分量仍占據(jù)大部分功率,而含有用信息的兩個(gè)邊帶占有的功率較小。因此,AM信號的功率利用率比較低。

4.1.2抑制載波雙邊帶調(diào)制(DSB－SC)

將圖42中直流A0去掉,即可產(chǎn)生抑制載波的雙邊帶信號,簡稱雙邊帶(DSB)信號。其時(shí)域和頻域表示式分別為

其典型波形和頻譜如圖44所示。圖4-4DSB信號的典型波形和頻譜

4.1.3單邊帶調(diào)制(SSB)

1.濾波法形成SSB信號

產(chǎn)生SSB信號最直觀的方法是讓雙邊帶信號通過一個(gè)邊帶濾波器,保留所需要的一個(gè)邊帶,濾除另一個(gè)邊帶。只需將圖41中的形成濾波器H(ω)設(shè)計(jì)成如圖45所示的理想低通特性HLSB(ω)或理想高通特性H

USB(ω),即可分別得到下邊帶信號頻譜SLSB(ω)或上邊帶信號頻譜SUSB(ω),如圖46所示。圖4-5形成SSB信號的濾波特性圖4-6SSB信號的頻譜

濾波法形成SSB信號的技術(shù)難點(diǎn)是:由于一般調(diào)制信號都具有豐富的低頻成分,經(jīng)調(diào)制后得到的DSB信號的上、下邊帶之間的間隔很窄,這要求單邊帶濾波器在ωc附近具有陡峭的截止特性,才能有效地抑制無用的一個(gè)邊帶。這就使濾波器的設(shè)計(jì)和制作很困難,有時(shí)甚至難以實(shí)現(xiàn)。為此,在工程中往往采用多級調(diào)制濾波的方法

2.相移法形成SSB信號

設(shè)單頻調(diào)制信號為m(t)=Amcosωmt,載波為c(t)=cosωct,兩者相乘得DSB信號的時(shí)域表示式為

式中,“-”表示上邊帶信號,“+”表示下邊帶信號。式中的Amsinωmt可以看成是Amcosωmt相移π/2,而幅度大小保持不變得到的。這一過程稱為希爾伯特變換,記為“^”,即

由式(4.110)可畫出單邊帶調(diào)制相移法的模型,如圖47所示。圖4-7單邊帶調(diào)制相移法的模型

綜上所述:SSB信號的實(shí)現(xiàn)比AM、DSB信號要復(fù)雜,但它不僅可節(jié)省發(fā)射功率,而且占用的頻帶寬度只有DSB信號的一半,即BSSB=fH,因此單邊帶調(diào)制是短波通信中一種重要的調(diào)制方式。

SSB信號的解調(diào)和DSB信號一樣不能采用簡單的包絡(luò)檢波,因?yàn)镾SB信號也是抑制載波的已調(diào)信號,它的包絡(luò)不能直接反映調(diào)制信號的變化,所以也需采用相干解調(diào)。

4.1.4殘留邊帶調(diào)制(VSB)

殘留邊帶調(diào)制是介于SSB與DSB之間的一種調(diào)制方式,它既克服了DSB信號占用頻帶寬的缺點(diǎn),又解決了SSB信號實(shí)現(xiàn)上的難題。在VSB中,不是完全抑制一個(gè)邊帶(如同SSB中那樣),而是逐漸切割,使其殘留一小部分,如圖48所示。圖4-8DSB、SSB和VSB信號的頻譜

用濾波法實(shí)現(xiàn)殘留邊帶調(diào)制的原理框圖如圖49(a)所示。圖中,濾波器的特性應(yīng)按殘留邊帶調(diào)制的要求來進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖4-9VSB調(diào)制器和解調(diào)器模型

現(xiàn)在我們來確定殘留邊帶濾波器的特性。假設(shè)HVSB(ω)是所需的殘留邊帶濾波器的傳輸特性。由圖49(a)可知,殘留邊帶信號的頻譜為圖4-10殘留邊帶的濾波器特性

4.1.5相干解調(diào)與包絡(luò)檢波

解調(diào)是調(diào)制的逆過程,其作用是從接收的已調(diào)信號中恢復(fù)出原基帶信號(即調(diào)制信號)。

解調(diào)的方法可分為兩類:相干解調(diào)和非相干解調(diào)(這里僅介紹非相干解調(diào)中的包絡(luò)檢波)。

1.相干解調(diào)

相干解調(diào)也叫同步檢波。相干解調(diào)器的一般模型如圖411所示,它由相乘器和低通濾波器組成。相干解調(diào)適用于所有線性調(diào)制信號的解調(diào)。圖4-11相干解調(diào)器的一般模型

應(yīng)當(dāng)指出,相干解調(diào)的關(guān)鍵是接收端必須提供一個(gè)與已調(diào)信號載波同頻同相的本地載波。否則相干解調(diào)將會使原始基帶信號減弱,甚至帶來嚴(yán)重失真,這在傳輸數(shù)字信號時(shí)尤

為嚴(yán)重。

2.包絡(luò)檢波

包絡(luò)檢波器一般由半波或全波整流器和低通濾波器組成。包絡(luò)檢波屬于非相干解調(diào),廣播接收機(jī)中多采用此法。二極管峰值包絡(luò)檢波器如圖412所示,它由二極管VD和RC低通濾波器組成。圖4-12二極管峰值包絡(luò)檢波器

式中,fH是調(diào)制信號的最高頻率;fc是載波的頻率。在滿足式(4.117)的條件下,檢波器的輸出近似為

順便指出,DSB、SSB和VSB均是抑制載波的已調(diào)信號,其包絡(luò)不完全載有調(diào)制信號的信息,因而不能采用簡單的包絡(luò)檢波方法解調(diào)。但若插入很強(qiáng)的載波,則仍可用包絡(luò)檢波的方法解調(diào)。注意,為了保證檢波質(zhì)量,插入的載波振幅應(yīng)遠(yuǎn)大于信號的振幅,同時(shí)也要求插入的載波與調(diào)制載波同頻同相。

4.2線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能

4.2.1分析模型若僅考慮加性噪聲對已調(diào)信號的接收產(chǎn)生影響,則調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能可以用解調(diào)器的抗噪聲性能來衡量。解調(diào)器抗噪聲性能的分析模型如圖413所示。圖4-13解調(diào)器抗噪聲性能的分析模型

式中,Ni為解調(diào)器輸入噪聲ni(t)的平均功率。若白噪聲的單邊功率譜密度為n0,帶通濾波器傳輸特性是高度為1、帶寬為B的理想矩形函數(shù)(如圖414所示),則

為了使已調(diào)信號無失真地進(jìn)入解調(diào)器,同時(shí)又最大限度地抑制噪聲,帶寬B應(yīng)等于已調(diào)信號的頻帶寬度,當(dāng)然也是窄帶噪聲ni(t)的帶寬。圖4-14帶通濾波器傳輸特性

評價(jià)一個(gè)模擬通信系統(tǒng)質(zhì)量的好壞,最終要看解調(diào)器的輸出信噪比。輸出信噪比定義為

同類調(diào)制系統(tǒng)采用不同解調(diào)器時(shí)的性能,還可用輸出信噪比和輸入信噪比的比值來表示,即

這個(gè)比值G稱為調(diào)制制度增益或信噪比增益。式中,Si/Ni

為輸入信噪比,定義為

4.2.2線性調(diào)制相干解調(diào)的抗噪聲性能

在分析DSB、SSB、VSB系統(tǒng)的抗噪聲性能時(shí),圖413模型中的解調(diào)器為相干解調(diào)器,如圖415所示。圖4-15線性調(diào)制相干解調(diào)的抗噪聲性能分析模型

1.DSB調(diào)制系統(tǒng)的性能

又根據(jù)式(4.210)及式(4.214)可得解調(diào)器的輸出信噪比為

因而DSB調(diào)制制度增益為

2.SSB調(diào)制系統(tǒng)的性能

SSB信號的解調(diào)方法與DSB信號的相同,其區(qū)別僅在于解調(diào)器之前的帶通濾波器的帶寬和中心頻率不同。因,SSB信號解調(diào)器的輸出噪聲與輸入噪聲的功率可由式(4.214)給出,即

這里,B=fH為單邊帶的帶通濾波器的帶寬。

對于單邊帶解調(diào)器的輸入及輸出信號功率,不能簡單地照搬雙邊帶時(shí)的結(jié)果。這是因?yàn)镾SB信號的表示式與雙邊帶的不同。SSB信號的表示式由式(4.110)給出,即

與相干載波相乘后,再經(jīng)低通濾波可得解調(diào)器的輸出信號為

4.2.3AM信號包絡(luò)檢波的抗噪聲性能

AM信號可采用相干解調(diào)和包絡(luò)檢波。采用相干解調(diào)時(shí),AM系統(tǒng)的性能分析方法與前面雙邊帶(或單邊帶)的相同。實(shí)際中,AM信號常用簡單的包絡(luò)檢波法解調(diào),此時(shí),圖413模型中的解調(diào)器為包絡(luò)檢波器,如圖416所示。圖4-16AM信號包絡(luò)檢波的抗噪聲性能分析模型

設(shè)解調(diào)器的輸入信號為

這里仍假設(shè)調(diào)制信號m(t)的數(shù)學(xué)期望為0,且滿足條件|m(t)|max≤A0。

輸入噪聲為

1)大信噪比情況

2)小信噪比情況

這時(shí),E(t)中沒有單獨(dú)的信號項(xiàng),只有受到cosθ(t)調(diào)制的m(t)cosθ(t)項(xiàng)。由于cosθ(t)是一個(gè)隨機(jī)噪聲,所以,有用信號m(t)被噪聲擾亂,致使m(t)cosθ(t)也只能看作是噪聲。因此,輸出信噪比急劇下降,這種現(xiàn)象稱為解調(diào)器的門限效應(yīng)。開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為門限值。這種門限效應(yīng)是由包絡(luò)檢波器的非線性解調(diào)作用所引起的。

由以上分析可得如下結(jié)論:在大信噪比情況下,AM信號包絡(luò)檢波器的性能幾乎與相干解調(diào)法的相同。但當(dāng)輸入信噪比低于門限值時(shí),將會出現(xiàn)門限效應(yīng),這時(shí)解調(diào)器的輸出

信噪比將急劇惡化,系統(tǒng)無法正常工作。

4.3角度調(diào)制(非線性調(diào)制)的原理

正弦載波有幅度、頻率和相位三個(gè)參量,我們不僅可以把調(diào)制信號的信息寄托在載波的幅度變化中,還可以寄托在載波的頻率或相位變化中。這種使高頻載波的頻率或相位按調(diào)制信號的規(guī)律變化而使振幅保持恒定的調(diào)制方式,稱為頻率調(diào)制(FM)和相位調(diào)制(PM),分別簡稱為調(diào)頻和調(diào)相。因?yàn)轭l率或相位的變化都可以看成是載波角度的變化,所以調(diào)頻和調(diào)相又統(tǒng)稱為角度調(diào)制。

角度調(diào)制與幅度調(diào)制不同的是,已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移,而是非線性變換,會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分,故角度調(diào)制又稱為非線性調(diào)制。

4.3.1角度調(diào)制的基本概念

角度調(diào)制信號的一般表達(dá)式為

由式(4.33)和式(4.36)還可看出,由于頻率和相位之間存在微分與積分的關(guān)系,所以調(diào)頻與調(diào)相之間可以相互轉(zhuǎn)換。如果將調(diào)制信號先微分,而后進(jìn)行調(diào)頻,則得到的是調(diào)相波,這種方式叫間接調(diào)相,見圖417(a);如果將調(diào)制信號先積分,而后進(jìn)行調(diào)相,則得到的是調(diào)頻波,這種方式叫間接調(diào)頻,見圖417(b)。圖4-17FM和PM之間的關(guān)系

4.3.2調(diào)頻信號的頻譜和帶寬

式中,Jn(mf)為第一類n階貝塞爾(Bessel)函數(shù),它是調(diào)頻指數(shù)mf的函數(shù)。圖418給出了Jn(mf)隨mf變化的關(guān)系曲線,詳細(xì)數(shù)據(jù)可參看有關(guān)Bessel函數(shù)表。圖418Jn(mf)mf關(guān)系曲線

圖419示出了某單音寬帶調(diào)頻波的頻譜。圖4-19某單音寬帶調(diào)頻波的頻譜(mf=5)

調(diào)頻波的帶寬為

它說明調(diào)頻信號的帶寬取決于最大頻偏和調(diào)制信號的頻率,該式稱為卡森公式。

若mf?1,則

這就是窄帶調(diào)頻(NBFM)的帶寬。這時(shí),帶寬由第一對邊頻分量決定,僅與調(diào)制頻率fm有關(guān),而與最大頻偏Δf無關(guān)。

若mf≥10,則

這是大指數(shù)寬帶調(diào)頻(WBFM)情況,說明帶寬由最大頻偏決定。

以上討論的是單音調(diào)頻情況。多音或其他任意信號調(diào)制的調(diào)頻波的頻譜分析是很復(fù)雜的。根據(jù)分析和經(jīng)驗(yàn),任意限帶信號調(diào)制時(shí)的調(diào)頻信號帶寬仍可用式(4.315)進(jìn)行估算:

式中,fm是調(diào)制信號的最高頻率;D是最大頻偏Δf與fm的比值。

【例41】已知調(diào)頻廣播中規(guī)定的最大頻偏Δf=75kHz,最高調(diào)制頻率fm=15kHz,試計(jì)算此FM信號的調(diào)頻指數(shù)和頻帶寬度。

解由式(4.38)可得此FM信號的調(diào)頻指數(shù)為

由卡森公式可得此FM信號的頻帶寬度為

4.3.3調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)

1.調(diào)頻信號的產(chǎn)生

調(diào)頻是用調(diào)制信號控制載波的頻率變化。產(chǎn)生調(diào)頻波的方法通常有兩種:直接法和間接法。

1)直接法

直接調(diào)頻是用調(diào)制信號直接控制載波振蕩器的頻率,使其按調(diào)制信號的規(guī)律線性地變化。

振蕩頻率受外部電壓控制的振蕩器叫作壓控振蕩器(VCO)。每個(gè)壓控振蕩器自身就是一個(gè)FM調(diào)制器,因?yàn)樗恼袷庮l率正比于輸入控制電壓,即

若用調(diào)制信號m(t)作控制信號,則能產(chǎn)生調(diào)頻波。

控制VCO振蕩頻率的常用方法是改變振蕩器諧振回路的電抗元件L或C。L或C可控的元件有電抗管、變?nèi)莨堋Ｗ內(nèi)莨苡捎陔娐泛唵?、性能良?在調(diào)頻器中廣泛使用。

直接法的主要優(yōu)點(diǎn)是在實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的要求下,可以獲得較大的頻偏;缺點(diǎn)是頻率穩(wěn)定度不高,需要采用穩(wěn)頻措施。

采用如圖420所示的鎖相環(huán)(PLL)調(diào)制器,可以獲得高質(zhì)量的FM或PM信號。圖4-20鎖相環(huán)(PLL)調(diào)制器

2)間接法

間接調(diào)頻是先對調(diào)制信號積分后再對載波進(jìn)行相位調(diào)制,從而產(chǎn)生窄帶調(diào)頻(NBFM)信號,然后經(jīng)n倍頻得到寬帶調(diào)頻(WBFM)信號。其原理框圖如圖4-21所示。倍頻器的

作用是提高調(diào)頻指數(shù)mf,從而獲得寬帶調(diào)頻。圖4-21間接調(diào)頻原理框圖

解決上述問題的典型方案如圖422所示。其中混頻器將倍頻器分成兩個(gè)部分,由于混頻器只改變載頻而不影響頻偏,因此可以根據(jù)寬帶調(diào)頻信號的載頻和最大頻偏的要求適

當(dāng)選擇f1、f2和n1、n2,使

例如,在上述方案中選擇倍頻次數(shù)n1=64,n2=48,混頻器參考頻率f2=10.9MHz,則調(diào)頻發(fā)射信號的載頻為

圖422所示的寬帶調(diào)頻信號產(chǎn)生方案是由阿姆斯特朗(Armstron)于1930年提出的,因此稱為Armstrong間接法。這個(gè)方法提出后,調(diào)頻技術(shù)得到很大發(fā)展。

間接法的優(yōu)點(diǎn)是頻率穩(wěn)定度好;缺點(diǎn)是需要多次倍頻和混頻,電路較復(fù)雜。圖4-22Armstrong間接法

2.調(diào)頻信號的解調(diào)

調(diào)頻信號的解調(diào)也分為相干解調(diào)和非相干解調(diào)。相干解調(diào)僅適用于NBFM信號,而非相干解調(diào)對NBFM信號和WBFM信號均適用。

由式(4.36)可知,調(diào)頻信號的一般表達(dá)式為

則解調(diào)器的輸出應(yīng)為

也就是說,調(diào)頻信號的解調(diào)是要產(chǎn)生一個(gè)與輸入調(diào)頻信號的頻率呈線性關(guān)系的輸出電壓。完成這種頻率電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件是頻率檢波器,簡稱鑒頻器。

圖423給出了一種用振幅鑒頻器進(jìn)行非相干解調(diào)的原理框圖。圖中,微分器和包絡(luò)檢波器構(gòu)成了具有近似理想鑒頻特性的鑒頻器。微分器的作用是把幅度恒定的調(diào)頻波sFM(t)變成幅度和頻率都隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)幅調(diào)頻波sd(t),即

包絡(luò)檢波器則將其幅度變化檢出,濾去直流,再經(jīng)低通濾波后即得解調(diào)輸出為

這里,Kd稱為鑒頻器靈敏度。圖4-23鑒頻器特性與原理框圖

4.4調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能

調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能的分析方法和分析模型與線性調(diào)制系統(tǒng)的相似,仍可用圖413所示的模型,只需將其中的解調(diào)器改為調(diào)頻解調(diào)器。的抗噪聲性能

從前面的分析可知,調(diào)頻信號的解調(diào)有相干解調(diào)和非相干解調(diào)兩種。相干解調(diào)僅適用于NBFM信號,且需同步信號;非相干解調(diào)適用于NBFM和WBFM信號,而且不需同步信號,因而是FM系統(tǒng)的主要解調(diào)方式。調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型如圖424所示。圖4-24調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型

1.大信噪比情況

在大信噪比條件下,信號和噪聲的相互作用可以忽略,這時(shí)可以把信號和噪聲分開來算,經(jīng)過分析,我們直接給出解調(diào)器的輸出信噪比:

為使上式具有簡明的結(jié)果,考慮m(t)為單一頻率余弦波時(shí)的情況,即

上式表明,在大信噪比情況下寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的,它與調(diào)頻指數(shù)的立方成正比。例如調(diào)頻廣播中常取mf=5,則制度增益GFM=450。也就是說,加大調(diào)頻指數(shù)

mf,可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善。

【例42】設(shè)調(diào)頻與調(diào)幅信號均為單音調(diào)制,調(diào)制信號頻率為fm,調(diào)幅信號為100%調(diào)制。當(dāng)兩者的接收功率Si相等,信道噪聲功率譜密度n0相同時(shí),比較調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)的抗噪聲性能。

由此可見,當(dāng)調(diào)頻指數(shù)較高時(shí),調(diào)頻系統(tǒng)的輸出信噪比遠(yuǎn)大于調(diào)幅系統(tǒng)的。例如,當(dāng)mf=5時(shí),寬帶調(diào)頻的So/No是調(diào)幅時(shí)的112.5倍。這也可理解成當(dāng)兩者輸出信噪比相等時(shí),調(diào)頻信號的發(fā)射功率可減小到調(diào)幅信號的1/112.5。

應(yīng)當(dāng)指出,調(diào)頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加傳輸帶寬換取的,即

上式表明,寬帶調(diào)頻輸出信噪比相對于調(diào)幅的改善與它們帶寬比的平方成正比。這意味著,對于調(diào)頻系統(tǒng)來說,增加傳輸帶寬就可以改善抗噪聲性能。調(diào)頻方式的這種以帶寬

換取信噪比的特性是十分有益的。然而在調(diào)幅制中,信號帶寬是固定的,無法進(jìn)行帶寬與信噪比的互換,這也正是在抗噪聲性能方面調(diào)頻系統(tǒng)優(yōu)于調(diào)幅系統(tǒng)的重要原因。

2.小信噪比情況與門限效應(yīng)

應(yīng)該指出,以上分析都是在(Si/Ni)FM足夠大的條件下進(jìn)行的。當(dāng)(Si/Ni)FM減小到一定程度時(shí),解調(diào)器的輸出中不存在單獨(dú)的有用信號項(xiàng),信號被噪聲擾亂,因而(So/No)FM急劇下降。這種情況與AM包檢時(shí)相似,我們稱之為門限效應(yīng)。出現(xiàn)門限效應(yīng)時(shí)所對應(yīng)的(Si/Ni)FM

值稱為門限值(點(diǎn)),記為(Si/Ni)b。

圖425示出了單音調(diào)制時(shí)不同調(diào)制指數(shù)mf時(shí),調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比與輸入信噪比的近似關(guān)系曲線。由圖可見:

(1)

mf不同,門限值不同。

mf越大,門限點(diǎn)(Si/Ni)b越高。當(dāng)(Si/Ni)FM

>(Si/Ni)b時(shí),(So/No)FM與(Si/Ni)FM

呈線性關(guān)系,且

mf越大,輸出信噪比的改善越明顯。

(2)當(dāng)(Si/Ni)FM

<(Si/Ni)b時(shí),(So/No)FM將隨(Si/Ni)FM

的下降而急劇下降,且

mf越大,(So/No)FM