《高頻電子線路》課件1第7章

7.1角度調(diào)制原理7.2調(diào)頻電路7.3角度調(diào)制的解調(diào)7.4自動(dòng)頻率控制

7.5實(shí)訓(xùn)一：49.67MHz窄帶調(diào)頻發(fā)射器的制作7.6實(shí)訓(xùn)二：49.67MHz窄帶調(diào)頻接收器的制作習(xí)題

7.1.1調(diào)頻信號(hào)數(shù)學(xué)表達(dá)式

設(shè)載波信號(hào)電壓為

uc(t)＝Ucmcos(ωct+φ0)

式中，ωct+φ0為載波的瞬時(shí)相位；ωc為載波信號(hào)的角頻率；φ0為載波初相角(一般地，可以令φ0=0)。7.1角度調(diào)制原理設(shè)調(diào)制信號(hào)電壓(單音頻信號(hào))為

uΩ(t)＝UΩmcosΩt

式中，Ω為調(diào)制信號(hào)的角頻率。

根據(jù)調(diào)頻的定義，載波信號(hào)的瞬時(shí)角頻率ω(t)隨調(diào)制信號(hào)uΩ(t)線性變化,即

ω(t)=ωc+Δω(t)=ωc+kfuΩ(t)

(7-1)式中，kf為與調(diào)頻電路有關(guān)的比例常數(shù),單位為rad/(s·V)；Δω(t)=kfuΩ(t)，稱(chēng)為角頻率偏移，簡(jiǎn)稱(chēng)角頻移。Δω(t)的最大值叫角頻偏，Δωm=kf|uΩ(t)max，它表示瞬時(shí)角頻率偏離中心頻率ωc的最大值。

對(duì)式(7-1)積分可得調(diào)頻波的瞬時(shí)相位φf(shuō)(t)

φf(shuō)(t)=

ω(t)dt=ωct+kf

uΩ(t)dt

=ωct+Δφf(shuō)(t)

(7-2)式中

Δφf(shuō)(t)=kf

uΩ(t)dt

表示調(diào)頻波的相移，它反映調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)相位按調(diào)制信號(hào)的時(shí)間積分的規(guī)律變化。

調(diào)頻信號(hào)的數(shù)學(xué)表達(dá)式

u(t)=Ucmcos［ωct+Δφf(shuō)(t)］

=Ucmcos［ωct+kf

uΩ(t)dt］(7-3)圖7.1調(diào)頻波的波形圖將單音頻信號(hào)uΩ(t)＝UΩmcosΩt分別代入式(7-1)、(7-2)、(7-3)，得

ω(t)=ωc+kfUΩmcosΩt

=ωc+ΔωmcosΩt(7-4)

φf(shuō)(t)=ωct+

sinΩt

=ωct+mfsinΩt

(7-5)

u(t)=Ucmcos(ωct+mfsinΩt)

(7-6)式中，ΔωmcosΩt說(shuō)明調(diào)頻波的角頻偏隨單音頻信號(hào)作周期性變化，其中最大角頻偏Δωm=kfUΩm，與調(diào)制信號(hào)振幅UΩm成正比。瞬時(shí)相移sinΩt，與單音頻信號(hào)

相位相差π/2。其中，為調(diào)頻波的最大相移，又稱(chēng)調(diào)頻指數(shù)，其值與UΩm成正比，而與Ω成反比，mf值可大于１。

圖7.1給出了調(diào)頻波的uΩ(t)、Δφf(shuō)、Δω(t)和u(t)的波形。7.1.2調(diào)相信號(hào)數(shù)學(xué)表達(dá)式

根據(jù)調(diào)相的定義，載波信號(hào)的瞬時(shí)相位φp(t)隨調(diào)制信號(hào)uΩ(t)線性變化，即

φp(t)=ωct+kpuΩ(t)=ωct+Δφp(t)

(7-7)式中，kp是由調(diào)相電路決定的比例常數(shù)，單位為rad/V。Δp(t)=kpuΩ(t)是載波的瞬時(shí)相位與調(diào)制信號(hào)成線性變化的部分，稱(chēng)為調(diào)相波的相移。對(duì)式(7-7)求導(dǎo)，可得調(diào)相波的瞬時(shí)角頻率ω(t)為式中Δωp(t)=kp

稱(chēng)為調(diào)相波的頻偏，又稱(chēng)為頻移。(7-8)調(diào)相信號(hào)的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

u(t)=Ucmcos(ωct+Δφp(t))

=Ucmcos［ωct+kpuΩ(t)］(7-9)

以上分析說(shuō)明：在調(diào)相時(shí)，瞬時(shí)相位的變化與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系，瞬時(shí)角頻率的變化與調(diào)制信號(hào)的導(dǎo)數(shù)成線性關(guān)系。圖7.2調(diào)相波的波形圖將單音頻信號(hào)uΩ(t)＝UΩmcosΩt分別代入式(7-7)、(7-8)、(7-9)，得

φp(t)=ωct+kpuΩ(t)=ωct+kpUΩmcosΩt

=ωct+mpcosΩt

(7-10)

ω(t)=ωc-mpΩsinΩt

=ωc-ΔωmsinΩt

(7-11)

u(t)=Ucmcos(ωct+mpcosΩt)

(7-12)式中，mp=kpUΩm是調(diào)相波的最大相移，又稱(chēng)為調(diào)相指數(shù)，它與UΩm成正比；

Δωm=kpUΩmΩ=mpΩ,稱(chēng)調(diào)相波的最大角頻偏，它與UΩm和Ω的乘積成正比。

圖7.2給出了調(diào)相波的uΩ(t)、Δφp(t)、Δω(t)和u(t)的波形。這里需要指出在單音調(diào)制時(shí)，下面幾個(gè)角頻率的含義：載波角頻率ωc表示瞬時(shí)角頻率變化的平均值；調(diào)制角頻率Ω表示瞬時(shí)角頻率變化的快慢程度；最大角頻偏Δωm表示瞬時(shí)角頻率偏離的最大值。7.1.3調(diào)角信號(hào)的頻譜和頻譜寬度

1.調(diào)角信號(hào)的頻譜

用式(7-6)來(lái)說(shuō)明調(diào)角波的頻譜結(jié)構(gòu)特點(diǎn)。

u(t)=Ucmcos(ωct+mfsinΩt)

利用三角函數(shù)變換式cos(A+B)=cosAcosB-sinAsinB,將式(7-6)變換成

u(t)=Ucm［cos(mfsinΩt)cosωct-sin(mfsinΩt)sinωct］

(7-13)將上式展開(kāi)成傅里葉級(jí)數(shù)，并用貝塞爾函數(shù)Jl(mf)來(lái)確定展開(kāi)式中各次分量的幅度，圖7.3給出了宗數(shù)為mf的l階第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)曲線。圖7.3第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)曲線在貝塞爾函數(shù)理論中，可得下述關(guān)系：

cos(mfsinΩt)=J0(mf)+2J2(mf)

cos2Ωt+2J4(mf)cos4Ωt+…

(7-14)

sin(mfsinΩt)=2J1(mf)sinΩt+2J3(mf)

sin3Ωt+2J5(mf)sin5Ωt+…

(7-15)將式(7-14)和式(7-15)代入式(7-13)，得

u(t)=UcmJ0(mf)cosωct+UcmJ1(mf)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］

+UcmJ2(mf)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］

+UcmJ3(mf)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］+…

(7-16)圖7.4不同mf的調(diào)頻信號(hào)頻譜圖上式表明，單音調(diào)制時(shí)調(diào)頻信號(hào)的頻譜是由載頻ωc和無(wú)數(shù)對(duì)邊頻分量ωc±lΩ所組成的。相鄰的兩個(gè)頻率分量的間隔為Ω。載頻分量和各對(duì)邊頻分量的相對(duì)幅度由相應(yīng)的貝塞爾函數(shù)確定。其中，l為奇數(shù)時(shí)，上、下邊頻分量的幅度相等，極性相反；l為偶數(shù)時(shí)，上、下邊頻分量的幅度相等，極性相同。當(dāng)mf為某些特定值時(shí)，可使某些邊頻分量等于零。

圖7.4示出了不同mf的調(diào)頻信號(hào)頻譜圖。

2.頻譜寬度由于調(diào)角信號(hào)的頻譜包含無(wú)限多對(duì)邊頻分量，因而其頻譜寬度應(yīng)為無(wú)限寬。但從能量上看，調(diào)角信號(hào)的能量絕大部分實(shí)際上是集中在載頻附近的有限邊頻上，因此沒(méi)有必要把帶寬設(shè)計(jì)成無(wú)限大。為了便于處理調(diào)角信號(hào)，一般在高質(zhì)量通信系統(tǒng)中，規(guī)定邊頻分量幅度小于未調(diào)制前載頻振幅的1%，相對(duì)應(yīng)的頻譜寬度用BW0.01表示；在中質(zhì)量通信系統(tǒng)中，規(guī)定邊頻分量幅度小于未調(diào)制前載頻振幅的10%，相對(duì)應(yīng)的頻譜寬度用BW0.1表示。從圖7.3曲線上看，當(dāng)m(mf或mp)一定時(shí)，隨著l的增加，Jl(m)的數(shù)值雖有起伏變化，但總的趨勢(shì)是減小的。理論上證明，當(dāng)l＞m+1時(shí)，Jl(m)恒小于0.1。因此，調(diào)角波的有效頻譜寬度可由卡森(Carson)公式估算(稱(chēng)卡森帶寬)：

BWCR=2(m+1)Ω=2(Δωm+Ω)

(7-17)

或BWCR=2(m+1)F=2(Δfm+F)從具體計(jì)算發(fā)現(xiàn)，BWCR介于BW0.1和BW0.01之間，但比較接近于BW0.1。

下面寫(xiě)出調(diào)頻波和調(diào)相波的頻帶寬度：

調(diào)頻BWCR=2(mf+1)F

(7-18)

調(diào)相BWCR=2(mp+1)F

(7-19)當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅度UΩm不變，改變調(diào)制信號(hào)頻率F時(shí)，調(diào)頻波的帶寬變化不大，這是由于Ｆ改變時(shí)mf隨之改變，寬帶調(diào)頻時(shí)，fm>>1,BWCR=2mfF=2Δfm，調(diào)頻波的帶寬與Ｆ大小無(wú)關(guān)，因而調(diào)頻波是恒定帶寬調(diào)制，如圖7.5所示。當(dāng)調(diào)制信號(hào)幅度UΩm不變，改變調(diào)制信號(hào)頻率F時(shí)，調(diào)相波的帶寬跟隨改變，這是由于Ｆ與mp無(wú)關(guān)，因而在UΩm一定時(shí)(mp不變)，調(diào)相波帶寬與Ｆ成正比。一般調(diào)相系統(tǒng)帶寬按Ｆmax設(shè)計(jì)，對(duì)Ｆmin來(lái)說(shuō)，系統(tǒng)帶寬利用不合理，這是調(diào)相制式的缺點(diǎn)，如圖7.6所示。圖7.5UΩm不變時(shí)調(diào)頻波頻譜圖圖7.6

UΩm不變時(shí)調(diào)相波頻譜圖根據(jù)調(diào)制后載波瞬時(shí)相位偏移大小，可以將角度調(diào)制分為窄帶和寬帶兩種。從卡森公式可得：

當(dāng)m<<1時(shí)

BWCR≈2F

(7-20)

通常將這種調(diào)角信號(hào)稱(chēng)為窄帶調(diào)角信號(hào);

當(dāng)m>>1時(shí)

BWCR≈2mF=2Δfm

(7-21)

通常將這種調(diào)角信號(hào)稱(chēng)為寬帶調(diào)角信號(hào)。

3.調(diào)頻波的平均功率

根據(jù)帕塞瓦爾定理，調(diào)頻波的平均功率等于各個(gè)頻率分量平均功率之和。因此，單位電阻上的平均功率為

根據(jù)第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)特性(7-22)得調(diào)頻波的平均功率

(7-23)

上式說(shuō)明，在Ucm一定時(shí)，調(diào)頻波的平均功率也就一定，且等于未調(diào)制時(shí)的載波功率，其值與mf無(wú)關(guān)。改變mf僅引起各個(gè)分量間的功率的重新分配。這樣可適當(dāng)選擇mf的大小，使載波分量攜帶的功率很小，絕大部分功率由邊頻分量攜帶,從而極大地提高調(diào)頻系統(tǒng)設(shè)備的利用率。順帶說(shuō)明，由于邊頻功率包含有用信息，這樣便有利于提高調(diào)頻系統(tǒng)接收機(jī)輸出端的信噪比?？梢宰C明，調(diào)頻指數(shù)越大，調(diào)頻波的抗干擾能力越強(qiáng)，但是，調(diào)頻波占有的有效頻譜寬度也就越寬。因此，調(diào)頻制抗干擾能力的提高是以增加有效帶寬為代價(jià)的。另外，在模擬信號(hào)調(diào)制中，可以證明當(dāng)系統(tǒng)帶寬相同時(shí)，調(diào)頻系統(tǒng)接收機(jī)輸出端的信號(hào)噪聲比明顯優(yōu)于調(diào)相系統(tǒng)，因此，目前在模擬通信中，仍廣泛采用調(diào)頻制而較少采用調(diào)相制。由上面討論可知，無(wú)論調(diào)頻或調(diào)相，都會(huì)使瞬時(shí)相位發(fā)生變化，說(shuō)明調(diào)頻和調(diào)相可以互相轉(zhuǎn)化。我們可以通過(guò)兩者的轉(zhuǎn)化關(guān)系設(shè)計(jì)出不同類(lèi)型的調(diào)頻或調(diào)相電路。

通常有直接調(diào)頻電路和間接調(diào)頻電路，以及直接調(diào)相電路和間接調(diào)相電路。本節(jié)重點(diǎn)討論頻率調(diào)制電路(直接調(diào)頻電路、間接調(diào)頻電路)。7.2調(diào)頻電路直接調(diào)頻是用調(diào)制信號(hào)直接控制主振蕩回路元件的參量L或C,使主振蕩頻率受到控制，并按調(diào)制信號(hào)的規(guī)律變化。直接調(diào)頻電路簡(jiǎn)單，頻偏較大，但中心頻率不易穩(wěn)定。間接調(diào)頻是先將調(diào)制信號(hào)積分，然后對(duì)載波進(jìn)行調(diào)相,從而得到調(diào)頻信號(hào)。間接調(diào)頻電路的核心是調(diào)相，因此,在調(diào)制時(shí)可以不在主振蕩電路中進(jìn)行，易于保持中心頻率的穩(wěn)定，但不易獲得大的頻偏。調(diào)頻電路的主要要求如下：1)調(diào)制特性為線性調(diào)頻波的頻率偏移與調(diào)制電壓的關(guān)系稱(chēng)為調(diào)制特性。在一定的調(diào)制電壓范圍內(nèi)，盡量提高調(diào)頻電路調(diào)制特性線性度,這樣才能保證不失真地傳輸信息。2)調(diào)制靈敏度要高單位調(diào)制電壓變化所產(chǎn)生的頻率偏移稱(chēng)為調(diào)制靈敏度。提高靈敏度，可提高調(diào)制信號(hào)的控制作用。要注意的是，過(guò)高的靈敏度會(huì)對(duì)調(diào)頻電路性能帶來(lái)不利影響。

3)中心頻率的穩(wěn)定度要高調(diào)頻波的中心頻率就是載波頻率。為了保證接收機(jī)能正常接收調(diào)頻信號(hào)，要求調(diào)頻電路中心頻率要有足夠的穩(wěn)定度。例如，對(duì)于調(diào)頻廣播發(fā)射機(jī)，要求中心頻率漂移不超出±2kHz。4)最大頻偏在正常調(diào)制電壓作用下，所能達(dá)到的最大頻率偏移稱(chēng)最大頻偏Δfm。它是根據(jù)對(duì)調(diào)頻指數(shù)mf的要求確定的，要求其數(shù)值在整個(gè)調(diào)制信號(hào)所占有的頻帶內(nèi)保持恒定。7.2.1直接調(diào)頻電路

1.變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

有關(guān)變?nèi)荻O管的特性已在4.4.2節(jié)作了討論，這里不再介紹。變?nèi)荻O管結(jié)電容Ｃj與反向偏置電壓u之間的關(guān)系為

(7-24)式中,Ｃj0為u=0時(shí)的結(jié)電容；UD為ＰＮ結(jié)勢(shì)壘電位差,硅管UD=0.4～0.6V；γ為變?nèi)葜笖?shù)，對(duì)突變結(jié)，γ值接近1/2，對(duì)緩變結(jié)，γ值接近1/3，對(duì)超突變結(jié)，γ值在～6范圍內(nèi)。

將變?nèi)荻O管接入LC正弦波振蕩器的諧振回路中，如圖7.7(a)所示。圖中，L和變?nèi)荻O管組成諧振回路，虛方框?yàn)樽內(nèi)荻O管的控制電路。UQ用來(lái)提供變?nèi)荻O管的反向偏壓，其取值應(yīng)保證變?nèi)荻O管在調(diào)制信號(hào)電壓uΩ(t)的變化范圍內(nèi),始終工作在反向偏置狀態(tài)，同時(shí)還應(yīng)保證由UQ值決定的振蕩頻率等于所要求的載波頻率。通常調(diào)制電壓比振蕩回路的高頻振蕩電壓大得多，所以變?nèi)荻O管的反向電壓隨調(diào)制信號(hào)變化，即u(t)=UQ+UΩmcosΩt

(7-25)圖7.7變?nèi)荻O管接入振蕩回路為了防止UQ和uΩ對(duì)振蕩回路的影響，在控制電路中必須接入L1和C3。L1為高頻扼流圈，它對(duì)高頻的感抗很大，接近開(kāi)路，而對(duì)直流和調(diào)制頻率接近短路；C3為高頻濾波電容，它對(duì)高頻的容抗很小，接近短路，而對(duì)調(diào)制頻率的容抗很大，接近開(kāi)路。(7-26)為了防止振蕩回路L對(duì)UQ和uΩ短路，必須在變?nèi)荻O管和L之間加入隔直流電容C1和C2，它們對(duì)于高頻接近短路，對(duì)于調(diào)制頻率接近開(kāi)路。綜上所述，對(duì)于高頻而言，由于L1開(kāi)路、Ｃ3短路，可得高頻通路，如圖7.7(b)所示。這時(shí)振蕩頻率可由回路電感L和變?nèi)荻O管結(jié)電容Cj所決定，即對(duì)于直流和調(diào)制頻率而言，由于C１的阻斷，因而UQ和uΩ可有效地加到變?nèi)荻O管上，可得直流和調(diào)制頻率通路，如圖7.7(c)所示。將式(7-25)代入式(7-24)，可得變?nèi)荻O管結(jié)電容隨調(diào)制信號(hào)電壓變化規(guī)律，即

式中(7-27)式中，mc為變?nèi)莨茈娙菡{(diào)制度；CjQ為UQ處電容。

將式(7-27)代入式(7-26)，則得

(7-28)式中,ωc=1/，是調(diào)制器未受調(diào)制(uΩ=0)時(shí)的振蕩頻率，即調(diào)頻波的中心頻率。

根據(jù)式(7-28)可以看出，只有在γ=2時(shí)為理想線性，其余都是非線性。因此，在變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈房傠娙莸那闆r下，必須選用γ=2的超突變結(jié)變?nèi)莨?；否則，頻率調(diào)制器產(chǎn)生的調(diào)頻波不僅出現(xiàn)非線性失真，而且還會(huì)出現(xiàn)中心頻率不穩(wěn)定的情況。下面分析γ≠2時(shí)的工作情況，令x=mccosΩt，可將式(7-28)改寫(xiě)成

ω(t)=ωc(1+x)

(7-29)設(shè)x足夠小，將式(7-29)展開(kāi)成傅里葉級(jí)數(shù)，并忽略式中的三次方及其以上各次方項(xiàng)，則

(7-30)由上式求得調(diào)頻波的最大角頻偏為

Δω1m≈

mcωc

(7-31)

二次諧波失真分量的最大角頻偏為(7-32)中心角頻率偏離ωc的數(shù)值為

(7-33)

相應(yīng)地，調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù)為

(7-34)(7-35)中心角頻率的相對(duì)偏離值為由上式可知，當(dāng)γ一定時(shí)，增大ｍc，可以增大相對(duì)頻偏Δωｍ／ωc，但同時(shí)也增大非線性失真系數(shù)kf2和中心角頻率相對(duì)偏離值Δωc／ωc;或者說(shuō)，調(diào)頻波能夠達(dá)到的最大相對(duì)角頻偏受非線性失真和中心頻率相對(duì)偏離值的限制。調(diào)頻波的相對(duì)角頻偏值與ｍc成正比(即與UΩｍ成正比)是直接調(diào)頻電路的一個(gè)重要特性。當(dāng)mc選定，即調(diào)頻波的相對(duì)角頻偏值一定時(shí)，提高ωc可以增大調(diào)頻波的最大角頻偏值Δωｍ。應(yīng)當(dāng)指出，上面分析是在忽略高頻振蕩電壓對(duì)變?nèi)荻O管的影響下進(jìn)行的。在電路設(shè)計(jì)時(shí)可采取兩個(gè)變?nèi)荻O管對(duì)接的方式來(lái)減小高頻電壓的影響，如圖7.8所示。圖中，L、C為振蕩回路；L1、

L2為高頻扼流圈；C1、C2、

C3為高頻耦合電容和旁路電容。

對(duì)于UQ和uΩ來(lái)講，兩個(gè)變?nèi)荻O管是并聯(lián)的；對(duì)于高頻振蕩電壓來(lái)說(shuō)，兩個(gè)變?nèi)荻O管是串聯(lián)的，這樣在每只變?nèi)荻O管上的高頻電壓幅度減半，并且兩管高頻電壓相位相反，結(jié)電容因高頻電壓作用可相互抵消，因此，變?nèi)荻O管基本上不受高頻電壓影響。圖7.8變?nèi)荻O管對(duì)接方式圖7.9變?nèi)荻O管的部分接入由于變?nèi)荻O管的Cj會(huì)隨溫度、偏置電壓變化而變化，造成中心頻率不穩(wěn)定，因而在電路中常采用一個(gè)小電容C2與變?nèi)荻O管串聯(lián)，同時(shí)在回路中并聯(lián)上一個(gè)電容C1，如圖7.9所示。這樣，便使變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路，從而降低了Cj對(duì)振蕩頻率的影響，提高了中心頻率的穩(wěn)定性。同時(shí)，調(diào)節(jié)C1、C2，可使調(diào)制特性接近線性。

2.直接調(diào)頻實(shí)際電路

圖7.10(a)為變?nèi)荻O管直接調(diào)頻實(shí)際電路。該電路中心頻率為90MHz，在這個(gè)頻率上，圖中的1000μF電容均可視為短路，22μH扼流圈可視為開(kāi)路。為提高中心頻率的穩(wěn)定性，本電路采用變?nèi)荻O管通過(guò)15pF和39pF電容部分接入振蕩回路，但獲得的相對(duì)頻偏減小，由此可得變?nèi)荻O管部分接入的電容三點(diǎn)式振蕩電路，見(jiàn)圖7.10(b)。反向偏置電壓UQ經(jīng)分壓電阻分壓后供給，調(diào)制信號(hào)uΩ通過(guò)22μH高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌稀D7.1090MHz直接調(diào)頻電路及其高頻通路圖7.11(a)是中心頻率為70MHz±100kHz，頻偏Δf=6MHz的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路，用于微波通信設(shè)備中。圖中，L與變?nèi)莨軜?gòu)成振蕩回路并與晶體管V接成電感三點(diǎn)式振蕩電路，如圖7.11(b)所示。振蕩晶體管采用雙電源供電，正、負(fù)電源各自采用穩(wěn)壓電路(虛線方框所示)。調(diào)制信號(hào)通過(guò)L1C1和C2組成的Π型濾波器加到變?nèi)莨苌希珻1和C2對(duì)70MHz頻率呈短路，而對(duì)調(diào)制頻率呈開(kāi)路。該電路可獲得較大的頻偏。圖7.1170MHz變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路圖7.12所示是100MHz晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路，用于組成無(wú)線話筒中的發(fā)射機(jī)。圖中，V1管的作用是對(duì)話筒提供的語(yǔ)音信號(hào)進(jìn)行放大，放大后的語(yǔ)音信號(hào)經(jīng)2.2μH高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌?。變?nèi)莨苌系钠秒妷阂步?jīng)過(guò)2.2μH高頻扼流圈加到變?nèi)莨苌稀2接成晶體振蕩電路，并由變?nèi)莨軐?shí)現(xiàn)直接調(diào)頻。LC諧振回路諧振在晶體振蕩頻率的三次諧波上，完成三倍頻功能。該電路可獲得較高的中心頻率穩(wěn)定度，但相對(duì)頻偏很小(10-4數(shù)量級(jí))。圖7.12100MHz晶體振蕩器的變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路圖7.13間接調(diào)頻電路框圖7.2.2間接調(diào)頻電路

間接調(diào)頻的方法是：先將調(diào)制信號(hào)uΩ積分，再加到調(diào)相器上對(duì)載波信號(hào)調(diào)相，從而完成調(diào)頻。間接調(diào)頻電路框圖如圖7.13所示。

設(shè)調(diào)制信號(hào)uΩ=UΩmcosΩt經(jīng)積分后得

(7-36)式中，k為積分增益。用積分后的調(diào)制信號(hào)對(duì)載波uc(t)=Ucmcosωct進(jìn)行調(diào)相，則得

u(t)=Ucmcos(ωct+kpk

sinΩt)

=Ucmcos(ωct+mfsinΩt)

(7-37)

式中

mf=

,kf=kpk上式與調(diào)頻波表示式完全相同。由此可見(jiàn)，實(shí)現(xiàn)間接調(diào)頻的關(guān)鍵電路是調(diào)相器。調(diào)相器的種類(lèi)很多，常用的有可控移相法調(diào)相電路(變?nèi)荻O管調(diào)相電路)，可控延時(shí)法調(diào)相電路(脈沖調(diào)相電路)和矢量合成法調(diào)相電路等。下面主要討論變?nèi)荻O管調(diào)相電路，見(jiàn)圖7.14。圖7.14變?nèi)荻O管調(diào)相電路圖中，L與變?nèi)荻O管結(jié)電容Cj構(gòu)成并聯(lián)諧振回路；載波電壓uc(t)經(jīng)R1后作為電流源輸入；調(diào)制信號(hào)uΩ經(jīng)耦合電容C3加到R3、C4組成的積分電路，因此加到變?nèi)荻O管的調(diào)制信號(hào)為uΩ′，使變?nèi)荻O管的電容Cj隨調(diào)制信號(hào)積分電壓的變化而變化，從而使諧振回路的諧振頻率隨調(diào)制信號(hào)積分電壓的變化而變化。它使固定頻率的高頻載波電流在流過(guò)諧振頻率變化的振蕩回路時(shí)，由于失諧而產(chǎn)生相移，從而產(chǎn)生高頻調(diào)相信號(hào)電壓輸出?？蓪D7.14(a)簡(jiǎn)化成圖7.14(b)所示的并聯(lián)諧振回路。

設(shè)輸入載波電流為

ic=Icmcosωct

則回路的輸出電壓為

uo=IcmZ(ωc)cos［ωct+φ(ωc)］(7-38)

式中，Z(ωc)是諧振回路在頻率ωc上的阻抗幅值；φ(ωc)是諧振回路在頻率ωc上的相移。由于并聯(lián)諧振回路諧振頻率ω0是隨調(diào)制信號(hào)而變化的，因而相移φ(ωc)也是隨調(diào)制信號(hào)而變化的。根據(jù)并聯(lián)諧振回路的特性，可得

φ(ωc)=-arctanQ

式中，Q為并聯(lián)回路的有載品質(zhì)因數(shù)。當(dāng)|φ(ωc)|<30°，失諧量不大時(shí)(式中分母ω0≈ωc)，上式簡(jiǎn)化為

φ(ωc)≈-2Q

(7-39)積分后的調(diào)制信號(hào)為

根據(jù)式(7-27)可得

式中，變?nèi)莨茈娙菡{(diào)制度為

當(dāng)γ=2或mc較小時(shí)，略去二次方以上各項(xiàng)，則可得(7-40)將式(7-40)代入式(7-39)，可得

φ(ωc)=γQmcsinΩt

(7-41)

將式(7-41)代入式(7-38)，可得

uo=IcmZ(ωc)cos［ωct+γQmcsinΩt］(7-42)令：mf=γmcQ(調(diào)頻指數(shù)),Δωm=γmcQΩ(最大角頻偏)，則對(duì)輸入的調(diào)制信號(hào)來(lái)說(shuō)，式(7-42)是一個(gè)不失真的調(diào)頻波。

為了增大頻偏，可采用多級(jí)單回路構(gòu)成的變?nèi)荻O管調(diào)相電路，如圖7.15所示。具體內(nèi)容可查閱有關(guān)文獻(xiàn)。圖7.15三級(jí)單回路變?nèi)莨苷{(diào)相電路7.2.3擴(kuò)展最大頻偏的方法在調(diào)頻設(shè)備中，如果最大頻偏不能通過(guò)調(diào)頻電路特別是間接調(diào)頻電路(三級(jí)變?nèi)荻O管調(diào)相器最大頻偏157Hz；脈沖調(diào)相電路最大頻偏251Hz；矢量合成法調(diào)相電路最大頻偏26Hz)來(lái)達(dá)到，則可設(shè)計(jì)擴(kuò)展最大頻偏電路。擴(kuò)展最大頻偏的方法很多。例1

一調(diào)頻設(shè)備，采用間接調(diào)頻電路。已知間接調(diào)頻電路輸出載波頻率100Hz，最大頻偏為24.41Hz。要求產(chǎn)生的載波頻率為100MHz，最大頻偏為75kHz，則擴(kuò)展最大頻偏的方法見(jiàn)圖7.16。圖7.16擴(kuò)展最大頻偏的方法7.3.1相位檢波電路

鑒相電路的功能是從輸入調(diào)相波中檢出反映在相位變化上的調(diào)制信號(hào)，即完成相位-電壓的變換作用。

鑒相器有多種電路，一般可分為雙平衡鑒相器、模擬乘積型鑒相器和數(shù)字邏輯電路鑒相器。下面重點(diǎn)討論乘積型鑒相電路。7.3角度調(diào)制的解調(diào)

1.乘積型鑒相器

乘積型鑒相器組成方框圖如圖7.17所示。

圖中，兩個(gè)輸入信號(hào)分別為

調(diào)相波u1=U1msin(ωct+Δφ)

本地參考信號(hào)u2=U2mcosωct

圖7.17乘積型鑒相器組成方框圖在上兩式中有90°固定相移，它們之間的相位差為Δφ。對(duì)于雙差分對(duì)管，輸出差值電流為

(7-43)

下面根據(jù)U1m、U2m大小不同，分三種情況進(jìn)行討論。

1)u1和u2均為小信號(hào)

當(dāng)|U1m|≤26mV、|U2m|≤26mV時(shí)，由式(7-43)可得輸出電流為

式中，K=Io/(4

)，為乘法器的相乘增益因子。

通過(guò)低通濾波器后，上式中第二項(xiàng)被濾除，于是可得輸出電壓為

uo=

KU1mU2mRLsinΔφ

(7-44)

式中，RL為低通濾波器通帶內(nèi)的負(fù)載電阻。由式(7-44)可得乘積型鑒相器的鑒相特性為正弦函數(shù)，見(jiàn)圖7.18。鑒相器靈敏度為

(7-45)圖7.18乘積型鑒相器的鑒相特性曲線

2)u1為小信號(hào)，u2為大信號(hào)

當(dāng)|U1m|≤26mV、|U2m|≥100mV時(shí)，由式(7-43)可得輸出電流為

式中，K2≈th，為雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)。

通過(guò)低通濾波器后，上式中2ωc及其以上各次諧波項(xiàng)被濾除，于是可得有用的平均分量輸出電壓

(7-46)

由式(7-46)可得乘積型鑒相器的鑒相特性仍為正弦函數(shù)，見(jiàn)圖7.18。鑒相器靈敏度為

3)u1和u2均為大信號(hào)

當(dāng)|U1m|≥100mV,|U2m|≥100mV時(shí)，由式(7-43)可得輸出電流為

i=IoK2(ωct)K2(ωct-

+Δ)(7-47)由于u1和u2均為大信號(hào)，所以式(7-43)可用兩個(gè)開(kāi)關(guān)函數(shù)相乘表示。

兩個(gè)開(kāi)關(guān)函數(shù)相乘后的電流波形見(jiàn)圖7.19。

由圖7.19(a)可見(jiàn)，當(dāng)Δφ＝0時(shí)，相乘后的波形為上、下等寬的雙向脈沖，其頻率加倍，相應(yīng)的平均分量為零。由圖7.19(b)可見(jiàn)，當(dāng)Δφ≠0時(shí)，相乘后的波形為上、下不等寬的雙向脈沖。在|Δφ|＜π/2內(nèi)，通過(guò)低通濾波器后，可得有用的平均分量輸出電壓為(7-48)圖7.19兩個(gè)開(kāi)關(guān)函數(shù)相乘后的電流波形在π/2＜Δφ＜3π/2內(nèi)，通過(guò)低通濾波器后，可求得輸出電壓為(7-49)由式(7-48)、(7-49)可畫(huà)出三角形鑒相特性曲線，如圖7.20所示。在|Δφ|＜π/2范圍內(nèi)，可實(shí)現(xiàn)線性鑒相，其線性范圍比正弦鑒相特性大。圖7.20三角形鑒相特性曲線鑒相器靈敏度為

Sd=

IoRL

以上分析表明，對(duì)乘積型鑒相器應(yīng)盡量采用大信號(hào)工作狀態(tài)，或?qū)⒄倚盘?hào)先限幅放大，變換成方波電壓后再加入鑒相器，這樣可獲得較寬的線性鑒相范圍。

在考慮u1和u2有不同的起始固定相移時(shí)，可得如圖7.21所示的一組曲線。圖7.21不同的起始固定相移的鑒相特性(a)起始固定相移等于90°；(b)起始固定相移等于0°；(c)起始固定相移等于-90°；(d)起始固定相移等于180°

2.實(shí)際電路應(yīng)用

圖7.22(a)所示為用MC1596組成的相位檢波器，圖(b)所示為大信號(hào)輸入時(shí)(U1m>>2UT，U2m>>2UT)的波形。在Rl=0條件下，MC1596工作在非飽和開(kāi)關(guān)狀態(tài)，因雙曲正切函數(shù)均為開(kāi)關(guān)函數(shù)，故差模輸出電流為開(kāi)關(guān)函數(shù)。圖7.22由MC1596組成的鑒相電路(a)電路；(b)大信號(hào)輸入和輸出方波；(c)線性鑒相特性

u1和u2為同頻率、相位差為Δφ的信號(hào)。當(dāng)相位差在

0<Δφ<π時(shí)，th及uom的波形如圖7.22(b)所示。在Δφ≠π/2時(shí)，方波uom的陰影面積A1≠A2，經(jīng)低通濾波器輸出直流電壓Uo為

上式表明，Δφ=π/2時(shí)，Uo=0；Δφ=0時(shí)，Uo=-IEE

Re；Δφ在0～π內(nèi)，Uo與Δφ之間有良好的線性特性。同樣，在π≤Δφ<2π范圍內(nèi)，亦具有線性相位特性:

7.3.2頻率檢波電路鑒頻電路的功能是從輸入調(diào)頻波中檢出反映在頻率變化上的調(diào)制信號(hào)，即實(shí)現(xiàn)頻率—電壓的變換作用。鑒頻的方法很多，根據(jù)波形變換的不同特點(diǎn)可以分為四種：①斜率鑒頻器；②相位鑒頻器；③脈沖計(jì)數(shù)鑒頻器；④鎖相鑒頻器。下面重點(diǎn)討論斜率鑒頻器和相位鑒頻器。1.斜率鑒頻器斜率鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型見(jiàn)圖7.23。它先將輸入等幅調(diào)頻波通過(guò)線性網(wǎng)絡(luò)，變化為調(diào)頻波，調(diào)頻波的振幅按照瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化，即進(jìn)行FM-AM波變換，然后用包絡(luò)檢波器檢出所需要的調(diào)制信號(hào)。圖7.23斜率鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型

1)單失諧回路斜率鑒頻器

單失諧回路斜率鑒頻器原理電路如圖7.24所示。圖中虛線左邊采用簡(jiǎn)單的并聯(lián)失諧回路，實(shí)際上它起著時(shí)域微分器的作用；右邊是二極管包絡(luò)檢波器，通過(guò)它檢出調(diào)制信號(hào)電壓。圖7.24單失諧回路鑒頻原理電路當(dāng)輸入調(diào)頻信號(hào)為us1=Us1mcos(ωct+mfsinΩt)時(shí)，通過(guò)起著頻幅變換作用的時(shí)域微分器(并聯(lián)失諧回路)后，其輸出為

us2=A0Us1mcos(ωct+mfsinΩt)

=-A0Us1m(ωc+ΔωmcosΩt)sin(ωct+mfsinΩt)

式中，微分器頻率特性A(jω)=jA0ωo,A0為電路增益。然后通過(guò)二極管包絡(luò)檢波器，得到需要的調(diào)制信號(hào)uo。

所謂單失諧回路，是指該并聯(lián)回路對(duì)輸入調(diào)頻波的中心頻率是失諧的。在應(yīng)用時(shí)，為了獲得線性的鑒頻特性，總是使輸入調(diào)頻波us1的載波角頻率ωc，工作在LC并聯(lián)回路幅頻特性曲線上接近于直線段線性部分的中點(diǎn)上，見(jiàn)圖7.25(a)中Ｏ或Ｏ′點(diǎn)。這樣，單失諧回路就可將輸入的等幅調(diào)頻波變換成幅度按瞬時(shí)頻率變化的調(diào)頻波us2，然后通過(guò)二極管包絡(luò)檢波器，得到需要的調(diào)制信號(hào)uΩ，如圖7.25(b)所示。圖7.25單失諧回路斜率鑒頻器

2)雙失諧回路斜率鑒頻器

實(shí)際中較少采用單失諧回路斜率鑒頻器，這是因?yàn)閱问еC回路線性范圍很小。為了擴(kuò)大線性鑒頻范圍，可采用平衡雙失諧回路斜率鑒頻器，如圖7.26所示。圖中，上面的諧振回路諧振在f01上，下面的諧振回路諧振在f02上。

回路對(duì)調(diào)頻波中心頻率fc的失諧量為Δf

，并且有Δf=f01-fc=fc-f02，如圖7.27(a)所示。顯然有

us1′=A1(ω)Usm

us2′=A2(ω)Usm

圖7.26雙失諧回路斜率鑒頻器式中，A1(ω)、A2(ω)分別為上、下兩諧振回路的幅頻特性，如圖7.27(a)所示；Usm為調(diào)頻波的幅度。設(shè)包絡(luò)檢波器的檢波電壓傳輸系數(shù)為Kd，由于電路接成差動(dòng)方式輸出,則輸出解調(diào)電壓為uo=uo1-uo2=UsmKd［A1(ω)-A2(ω)］(7-50)式(7-50)表明，當(dāng)Usm和Kd一定時(shí)，鑒頻器的輸出電壓與輸入調(diào)頻波瞬時(shí)頻率之間的關(guān)系可用鑒頻特性曲線(如圖7.27(b))表示。由圖可見(jiàn)，uo隨f的變化特性就是將兩個(gè)失諧回路的幅頻特性相減后的合成特性。合成后的特性曲線形狀除了與回路的幅頻特性曲線形狀有關(guān)外，還與f01和f02的配置有關(guān)。若f01和f02的配置恰當(dāng)，則在fc附近鑒頻特性線性較好；若f01和f02的配置不恰當(dāng)，當(dāng)Δf過(guò)大時(shí)，在fc附近鑒頻特性線性較差，見(jiàn)圖7.27(c)。由于A1(ω)、A2(ω)形狀對(duì)稱(chēng)，失諧量也相等，因此兩個(gè)檢波器輸出電壓uo中直流分量和偶次項(xiàng)分量相互抵消，而有用分量比單失諧回路增加一倍，線性鑒頻范圍顯著擴(kuò)大。圖7.27雙失諧回路斜率鑒頻器鑒頻特性曲線2.相位鑒頻器相位鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型見(jiàn)圖7.28。它由兩部分組成：第一部分先將輸入等幅調(diào)頻波通過(guò)線性網(wǎng)絡(luò)(頻率—相位)進(jìn)行變換，使調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率的變化轉(zhuǎn)換為附加相移的變化，即進(jìn)行FM-PM波變換；第二部分利用相位檢波器檢出所需要的調(diào)制信號(hào)。相位鑒頻器的關(guān)鍵是找到一個(gè)線性的頻率—相位變換網(wǎng)絡(luò)。下面將從這方面討論，然后討論乘積型相位鑒頻器。圖7.28相位鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型

1)頻率—相位變換網(wǎng)絡(luò)頻率—相位變換網(wǎng)絡(luò)有：?jiǎn)沃C振回路、耦合回路或其它RLC電路等。圖7.29(a)所示為電路中常采用的頻相轉(zhuǎn)變網(wǎng)絡(luò)。這個(gè)電路是由一個(gè)電容C1和諧振回路LC2R組成的分壓電路。圖7.29頻率-相位變換網(wǎng)絡(luò)由圖可寫(xiě)出輸出電壓表達(dá)式

整理上式，并令

得

式中

為廣義失諧量。由上式可求得網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性A(ω)和相頻特性φA(ω)：(7-51)由上式可畫(huà)出網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線和相頻特性曲線，如圖7.29(b)所示。只有在arctanξ<±π/2時(shí)，φA(ω)可近似為直線，此時(shí)有

假定輸入調(diào)頻波的中心頻率ωc=ω0，將輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)角頻率ω=ωc+ΔωmcosΩt=ωc+Δω

代入上式，得(7-52)ΔφA(ω)≈

Δω

(7-53)以上分析說(shuō)明，對(duì)于實(shí)現(xiàn)頻率—相位變換的線性網(wǎng)絡(luò),要求移相特性曲線在ω=ω0時(shí)的相移量為π/2，并且在ω0附近特性曲線近似為直線。只有當(dāng)輸入調(diào)頻波的瞬時(shí)頻率偏移最大值Δωm比較小時(shí)，變換網(wǎng)絡(luò)才可不失真地完成頻率—相位變換。2)乘積型相位鑒頻器乘積型相位鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型方框圖如圖7.30所示。不難看出，在頻率—相位變換網(wǎng)絡(luò)的后面增加乘積型相位檢波電路，便可構(gòu)成乘積型相位鑒頻器。還可看出，只需將鑒相特性公式中的Δφ用式(7-53)代替，即可獲得相應(yīng)的鑒頻特性公式，這里不再討論。圖7.30乘積型相位鑒頻器實(shí)現(xiàn)模型

3)實(shí)際應(yīng)用電路

圖7.31所示是利用MC1596集成模擬乘法器構(gòu)成的乘積型相位鑒頻器電路。圖中V為射極輸出器，L、R、C1、C2組成頻率—相位變換網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)用于中心頻率為7～9MHz、最大頻偏250kHz的調(diào)頻波解調(diào)。在乘法器輸出端,用運(yùn)算放大器構(gòu)成平衡輸入低頻放大器，運(yùn)算放大器輸出端接有低通濾波器。圖7.31用MC1596構(gòu)成乘積型相位鑒頻器7.4自動(dòng)頻率控制7.4.1AFC的原理圖7.32所示為AFC的原理框圖。其中，標(biāo)準(zhǔn)頻率源的振蕩頻率為fi

，壓控振蕩器(VCO)的振蕩頻率為fs。在頻率比較器中將fs與fi進(jìn)行比較，輸出一個(gè)與fs-fi成正比的電壓ud，ud稱(chēng)為誤差電壓。ud作為VCO的控制電壓，使VCO的輸出振蕩頻率fs趨向fi

。當(dāng)fs=fi時(shí)，頻率比較器無(wú)輸出(ud=0)，壓控振蕩器不受影響，振蕩頻率fs不變。當(dāng)fs≠fi時(shí)，頻率比較器有輸出電壓，即ud≠0，壓控振蕩器在ud的作用下使其輸出頻率fs趨近于fi。經(jīng)過(guò)多次循環(huán)，最后fs與fi的誤差減小到某一最小值Δf

，Δf稱(chēng)為剩余頻差。

這時(shí)壓控振蕩器將穩(wěn)定在fs±Δf

。圖7.32AFC的原理框圖由于誤差電壓ud是由頻率比較器產(chǎn)生的，自動(dòng)頻率控制過(guò)程正是利用誤差電壓ud的反饋?zhàn)饔脕?lái)控制VCO，使fs與fi的剩余頻差最小，最終穩(wěn)定在fs±Δf上的。若Δf=0，即fs=fi，則ud=0，自動(dòng)頻率控制過(guò)程的作用就不存在了。所以說(shuō)，fs與fi不能完全相等，必須有剩余頻差存在，這是AFC電路的一個(gè)重要特點(diǎn)。7.4.2AFC的應(yīng)用1.采用AFC的調(diào)頻器圖7.33為采用AFC的調(diào)頻器組成框圖。采用AFC電路的目的在于穩(wěn)定調(diào)頻振蕩器的中心頻率，即穩(wěn)定調(diào)頻信號(hào)輸出電壓uo的中心頻率。圖中調(diào)頻振蕩器就是壓控振蕩器，它是由變?nèi)荻O管和Ｌ組成的LC振蕩器。圖7.33采用AFC電路的調(diào)頻器組成框圖由于石英晶體振蕩器無(wú)法滿足調(diào)頻波頻偏的要求，因而只能采用LC振蕩器。但是LC振蕩器的頻率穩(wěn)定度差，因此用穩(wěn)定度很高的石英晶體振蕩器對(duì)調(diào)頻振蕩器的中心頻率進(jìn)行控制，從而得到中心頻率穩(wěn)定，又有足夠的頻偏的調(diào)頻信號(hào)uo。石英晶體振蕩器的晶振頻率為fr，調(diào)頻振蕩器的中心頻率為fc。將鑒頻器的中心頻率調(diào)整在fr-fc上。當(dāng)調(diào)頻振蕩器中心頻率發(fā)生漂移時(shí)，混頻器的輸出頻差也隨之變化，這時(shí)鑒頻器的輸出電壓也隨之變化。經(jīng)過(guò)窄帶低通濾波器，將得到一個(gè)反映調(diào)頻波中心頻率漂移程度的緩慢變化的電壓ud。ud加到調(diào)頻振蕩器上，調(diào)節(jié)調(diào)頻振蕩器的中心頻率，使其漂移減小，穩(wěn)定度提高。2.采用AFC的調(diào)幅接收機(jī)圖7.34為采用AFC電路的調(diào)幅接收機(jī)組成框圖。圖7.34中的調(diào)幅接收機(jī)比普通調(diào)幅接收機(jī)增加了鑒頻器、低通濾波器和直流放大器，同時(shí)將本機(jī)振蕩器改為壓控振蕩器。鑒頻器的中心頻率為fI，鑒頻器可將偏離于中頻的頻率誤差變換成誤差電壓，該電壓通過(guò)低通濾波器和直流放大器加到壓控振蕩器上，使壓控振蕩器上的振蕩頻率發(fā)生變化，從而導(dǎo)致偏離中頻的頻率誤差減小。圖7.34采用AFC電路的調(diào)幅接收機(jī)組成框圖這樣，接收機(jī)的輸入調(diào)幅信號(hào)的載波頻率和壓控振蕩器頻率之差接近于中頻。因此采用AFC電路后，中頻放大器的帶寬可以減小。7.5實(shí)訓(xùn)一：49.67MHz窄帶調(diào)頻發(fā)射器的制作1.制作內(nèi)容及要求(1)用集成電路MC2833制作窄帶調(diào)頻器。主要指標(biāo)為：工作頻率49.67MHz，最大頻偏不小于3kHz，輸入音頻電壓幅度3mV，電源電壓5V；天線有效長(zhǎng)度1.5m，發(fā)射距離大于20m。

(2)設(shè)計(jì)印刷板電路(利用Protel繪制電路板軟件)。印刷板上的元器件要合理安排，注意地線寬度和高頻零電位點(diǎn)的安排，高頻信號(hào)的走線要避免過(guò)長(zhǎng)。(3)調(diào)整機(jī)電路時(shí)，要確定最佳調(diào)制工作點(diǎn)，可按下面方法來(lái)做:將集成電路的3端上的固定電阻換成電位器。調(diào)節(jié)電位器，選擇不同的調(diào)制工作點(diǎn)，測(cè)得輸出偏頻與調(diào)制工作點(diǎn)的關(guān)系，做出它們的關(guān)系曲線，即晶體調(diào)頻器的靜態(tài)調(diào)制特性曲線(u-f曲線)，從該特性曲線上確定最佳調(diào)制工作點(diǎn)。

2.制作原理

(1)49.67MHz窄帶調(diào)頻發(fā)射器以Motorola公司推出的窄帶調(diào)頻發(fā)射集成電路MC2833為核心。該集成電路具有以下特點(diǎn)：

①工作電壓范圍寬為2.8～9.0Ｖ。

②低功耗，當(dāng)UCC=4.0V時(shí)，無(wú)信號(hào)調(diào)制時(shí)消耗的電流典型值為2.9mA。

③外圍元器件很少。

④具有60MHz的射頻輸出，典型運(yùn)用頻率49MHz左右。(2)MC2833的引腳和內(nèi)部功能框圖見(jiàn)圖7.35所示。MC2833的內(nèi)部功能主要包括可壓控的射頻振蕩器、音頻電壓放大器和輔助晶體管放大器等。射頻振蕩器是片內(nèi)克拉潑型電路，在克拉潑型電路的基礎(chǔ)上構(gòu)成基音(或泛音)晶體壓控振蕩器。音頻電壓放大器為高增益運(yùn)算放大電路，其頻率響應(yīng)約為35kHz。圖7.35MC2833的引腳和內(nèi)部功能框圖

(3)輸入信號(hào)(語(yǔ)音信號(hào))從引腳5輸入，經(jīng)過(guò)高增益運(yùn)算放大電路后從引腳4輸出，再加到引腳3，通過(guò)可變電抗控制振蕩頻率變化，在晶體直接調(diào)頻工作方式下，產(chǎn)生±2.5kHz頻偏。如果需要提高調(diào)制器輸出的中心頻率和頻偏時(shí)，可由緩沖級(jí)進(jìn)行二倍頻或三倍頻，再利用輔助晶體管放大射頻功率，當(dāng)UCC=8V時(shí)，射頻輸出功率可達(dá)到+5dB～+10dB。

3.制作電路說(shuō)明(1)49.67MHz窄帶調(diào)頻發(fā)射器的典型電路見(jiàn)圖7.36。圖中電感可選3.3～4.7μH范圍，晶體選用16.5667MHz基音晶體。其它元件參數(shù)可按照?qǐng)D中選用，要求誤差在±5%左右，去耦電容可在幾千皮法范圍內(nèi)選用。(2)引腳9處接輸出負(fù)載回路，49.67MHz窄帶調(diào)頻信號(hào)通過(guò)拉桿天線輻射。(3)若要制作窄帶調(diào)頻接收器，可采用MC3363類(lèi)集成電路。參看本章實(shí)訓(xùn)二。圖7.3649.67MHz窄帶調(diào)頻發(fā)射器

1.制作內(nèi)容及要求

(1)用集成電路MC3363制作窄帶調(diào)頻接收器。主要指標(biāo)為：工作頻率49.67MHz，電源電壓2~7V，調(diào)試好后可接收實(shí)訓(xùn)一制作的窄帶調(diào)頻器發(fā)出的信號(hào)。

(2)設(shè)計(jì)印刷板電路(利用Protel繪制電路板軟件)，印刷板上的元器件要合理安排，注意地線寬度，信號(hào)的走線要避免過(guò)長(zhǎng)。7.6實(shí)訓(xùn)二：49.67MHz窄帶調(diào)頻接收器的制作

2.制作原理(1)49.67MHz窄帶調(diào)頻接收器以Motorola公司推出的窄帶調(diào)頻接收集成電路MC3363為核心。該集成電路特點(diǎn)可查閱Motorola公司通信器件手冊(cè)。(2)MC3363的引腳和內(nèi)部功能框圖見(jiàn)圖7.37所示。MC3363的內(nèi)部功能主要包括第一混頻、第二混頻、第一本振、第二本振、限幅中放、正交檢波電路等。圖7.37MC3363的引腳和內(nèi)部功能框圖

(3)引腳說(shuō)明：

引腳11stMixerInput第一混頻信號(hào)的輸入

引腳2Base基帶信號(hào)輸入

引腳3Emitter發(fā)射極

引腳4Collector集電極

引腳52ndLOEmitter第二LO(本振)發(fā)射極

引腳62ndLOBase第二LO基極(基帶信號(hào)輸入)引腳72ndMixerOutput第二混頻信號(hào)的輸出

引腳8VCC電源電壓，也用UCC表示

引腳9LimiterInput限幅輸入

引腳10LimiterDecoupling限幅去耦

引腳11LimiterDecoupling限幅去耦

引腳12MeterDrive(RSSI)(米、公尺、計(jì)、表)驅(qū)動(dòng)

引腳13CarrierDetect載波檢測(cè)

引腳14QuadratureCoil積分環(huán)引腳15MuteInput弱音輸入

引腳16RecoveredAudio音量調(diào)整

引腳17ComparatorInput比較輸入

引腳18ComparatorOutput比較輸出

引腳19MuteOutput弱音輸出

引腳20VEE電源電壓，也用UEE表示

引腳212ndMixerInput第二混頻信號(hào)的輸入引腳222ndMixerInput 第二混頻信號(hào)的輸入

引腳231stMixeroutput 第一混頻信號(hào)的輸出

引腳241stLOOutput