《軟件無線電原理與技術》課件-第6章

6.1上變頻

6.2外差式發(fā)射機

6.3零中頻發(fā)射機

6.4低中頻發(fā)射機

6.5寬中頻發(fā)射機

6.6正交失配的補償

6.7內(nèi)插的應用

6.8信道化發(fā)射機

6.9射頻線性化

6.10數(shù)字上變頻器DUC6.1上變頻6.1.1實混頻上變頻實混頻就是基帶信號與本振信號相乘濾波，即s(t)=sB(t)cosωLOt

(6-1)

實混頻上變頻的結(jié)構(gòu)如圖6-1所示。圖6-1實混頻上變頻的結(jié)構(gòu)6.1.2復混頻上變頻

復混頻上變頻也稱為正交上變頻，由于正交上變頻可以完成多種調(diào)制信號的產(chǎn)生，而一般的實混頻上變頻不適用于相位調(diào)節(jié)，因此在軟件無線電中一般采用正交上變頻方式。其結(jié)構(gòu)如圖6-2所示。圖6-2復混頻上變頻的結(jié)構(gòu)從解析信號sA(t)的角度看，進行上變頻的過程就是：sA(t)exp(jωLOt)

(6-2)

最后的輸出需要取實部，得到：s(t)=Re(sA(t)exp(jωLOt))=sAI(t)cos(jωLOt)-sAQ(t)sin(jωLOt)

(6-3)

這里，sAI(t)和sAQ(t)分別是解析信號sA(t)的實部和虛部。這就構(gòu)成了兩路正交上變?nèi)『偷慕Y(jié)構(gòu)。信號相乘后的濾波器為帶通濾波器，選取和頻信號(下變頻時利用低通濾波器選取差頻信號)，帶通濾波可以在正交同相路分別進行，也可以在和路后統(tǒng)一進行?？梢詮牧硪粋€角度理解，即sin和cos是正交的，因此可以構(gòu)成正交信道分別攜帶信息，當兩路信息不同時，可以提高頻譜利用率。令輸出基帶正交信號分別為sI(t)和sQ(t)，則有:(6-4)(6-5)

最終輸出信號為s(t)=sI(t)cos(ωIF+ωLO)t+sQ(t)sin(ωIF+ωLO)t(6-6)

除了這兩種上變頻方式外，采用采樣速率變換方式——內(nèi)插也可以實現(xiàn)下變頻。6.1.3內(nèi)插帶通上變頻對樣點進行內(nèi)插，頻譜中不僅含有基帶分量，而且含有頻率大于π/L的高頻鏡像分量。為了從中恢復原始頻譜，必須對內(nèi)插后的信號進行低通濾波，濾波器通帶為π/L，但是如果采用帶通濾波器濾出其鏡像成分，則可以獲得上變頻的作用。若我們需要獲得m倍鏡像頻率成分，則帶通濾波器特性為

(6-7)

其過程如圖6-3所示。圖6-3內(nèi)插上變頻的過程圖6-3(a)為原始信號頻譜，圖6-3(b)為經(jīng)過3倍內(nèi)插后的信號頻譜，圖6-3(c)為通過帶通濾波器后形成上變頻的信號頻譜。6.2外差式發(fā)射機外差式發(fā)射機又稱為多級變換發(fā)射機，它具有一個或若干個固定中頻，而后從中頻進行上變頻調(diào)制發(fā)射出去。外差式發(fā)射機對應于外差式接收機結(jié)構(gòu)，中頻采用正交上變頻方式產(chǎn)生，具體有兩種方式：一種是模擬中頻，另一種是數(shù)字中頻。這兩者的差異在于本振信號的產(chǎn)生，模擬中頻方式的本振是通過模擬振蕩器產(chǎn)生的，數(shù)字中頻方式的本振是通過數(shù)控振蕩器(NCO)產(chǎn)生的。由于NCO的性能良好，因此采用數(shù)字中頻方式的結(jié)構(gòu)較為理想。而且，這種結(jié)構(gòu)僅采用一個DAC，只增加了中頻濾波單元。另外，NCO可以在數(shù)控情況下實現(xiàn)快速的頻率跳變。長期以來，這種發(fā)射機結(jié)構(gòu)都居于主流地位。外差式發(fā)射機鏡像信號的產(chǎn)生如圖6-4所示。這種發(fā)射機工作時會產(chǎn)生鏡像信號，鏡像信號與所需信號之間間隔兩倍的中頻。為了濾波器設置方便起見，需要高中頻的設計。圖6-4外差式發(fā)射機鏡像信號產(chǎn)生示意圖總體上講，外差式發(fā)射機結(jié)構(gòu)具有很多優(yōu)點。

(1)發(fā)射的射頻信號由復信號轉(zhuǎn)換為實信號是在固定的本地振蕩器頻率上實現(xiàn)的，因此本地振蕩器僅需要在一個單一頻率上實現(xiàn)相位正交和幅度平衡，這很容易實現(xiàn)，而且可以通過數(shù)字信號處理器用數(shù)字的方法實現(xiàn)。

(2)整個系統(tǒng)性能良好。

外差式發(fā)射機的缺點也非常明顯。

(1)需要多級變換，系統(tǒng)復雜度較高。

(2)需要至少兩個本地振蕩器。

(3)需要特定的中頻濾波器，這樣不可能在單片上實現(xiàn)這種結(jié)構(gòu)的接收機。6.2.1模擬中頻發(fā)射機

在采用模擬中頻的外差式發(fā)射機中，數(shù)字基帶I、Q

信號經(jīng)過DAC轉(zhuǎn)換變換成模擬I、Q信號，模擬I、Q

信號經(jīng)過模擬低通濾波器濾波后，分別與正交的兩路本振信號混頻后進行疊加，轉(zhuǎn)變成模擬中頻調(diào)制信號。模擬中頻調(diào)制信號經(jīng)過中頻濾波器后與射頻本振混頻，轉(zhuǎn)換成射頻調(diào)制信號。最后射頻調(diào)制信號經(jīng)過功率放大器、射頻濾波器后，通過天線發(fā)射出去。

在這個結(jié)構(gòu)中需要兩個DAC，如圖6-5所示。在大多數(shù)應用中，DAC工作在基帶，速率較低，而DAC一般在低速率情況下具有高的SFDR特性，且功耗較低，可以有余量進一步內(nèi)插，以降低后級濾波器的難度。圖6-5模擬中頻發(fā)射機的結(jié)構(gòu)6.2.2數(shù)字中頻發(fā)射機

在數(shù)字中頻發(fā)射機中，來自基帶處理器的基帶I、Q

信號經(jīng)過數(shù)字濾波器進行數(shù)字信號處理后，分別與正交的兩路中頻信號數(shù)字混頻后疊加，轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字中頻信號，然后通過DAC轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成模擬調(diào)制信號。中頻模擬信號經(jīng)過中頻濾波器后與射頻本振混頻轉(zhuǎn)換成射頻調(diào)制信號。最后，射頻調(diào)制信號通過功率放大器、射頻濾波器后由天線發(fā)射。數(shù)字中頻發(fā)射機結(jié)構(gòu)是對模擬中頻外差式發(fā)射機的改進，改進表現(xiàn)為：一是數(shù)字中頻發(fā)射機的前端是寬帶收發(fā)信機前端，處理信號帶寬大，動態(tài)范圍大，可擴展性好；二是數(shù)字中頻發(fā)射機在中頻實現(xiàn)數(shù)/模轉(zhuǎn)換，可以減少模擬環(huán)節(jié)，使前端引入的噪聲更少，信號失真更少，電路更簡潔。同時這些改進對射頻器件、數(shù)/模轉(zhuǎn)換器和數(shù)字信號處理部分提出了更高的要求。

這種結(jié)構(gòu)如圖6-6所示。圖6-6中，DAC的使用數(shù)量僅有一個，但中頻的頻率范圍約為數(shù)十兆赫茲，這需由DAC產(chǎn)生，因此對DAC性能的要求更為嚴格，且需要較高的SFDR等性能。圖6-6數(shù)字中頻發(fā)射機的結(jié)構(gòu)6.3零中頻發(fā)射機

隨著半導體工藝技術的進步和對移動通信設備小型化、低功耗、多功能需求的不斷增加，基于直接正交上變頻技術(DQUC，DirectQuadratureUp-Conversion)的零中頻發(fā)射機得到了迅速發(fā)展，零中頻發(fā)射機又稱為直接變換發(fā)射機，它能夠直接將基帶信號搬移到射頻載頻并消除無用的邊帶信號，以實現(xiàn)單邊帶調(diào)制，如圖6-7所示。圖6-7零中頻發(fā)射機的頻譜零中頻發(fā)射機的突出優(yōu)點是沒有中頻、不需中頻放大、濾波、變頻等電路，同時放寬了對變頻后濾波器的性能要求，甚至可以不需要濾波器，從而極大地減小了發(fā)射機的體積、重量、功耗和成本，結(jié)構(gòu)簡單，集成度高。但這項技術也存在很多缺點，如正交調(diào)制信號和正交本振信號的相位和幅度不平衡，對直流偏移失真非常敏感等，因此會導致嚴重的邊帶和本振泄漏。根據(jù)本振的情況，可以將零中頻發(fā)射機分為模擬正交直接發(fā)射機和數(shù)字正交直接變換發(fā)射機。零中頻發(fā)射機的優(yōu)點如下：

(1)系統(tǒng)層次少，復雜度低，適于集成電路實現(xiàn)。

(2)由于沒有中頻，因此鏡像信號與所需信號是完全重合的，對濾波器的需求大為簡化。零中頻發(fā)射機的缺點如下：

(1)在使用頻率范圍內(nèi)，本地振蕩器需要保證相位正交和幅度均衡的兩路輸出。另外，I、Q兩路的增益和相位也需要均衡。

(2)有直流偏移失真。

(3)需要寬帶混頻器。

(4)功放線性化電路需要工作在整個寬的頻帶內(nèi)。

(5)本地振蕩器產(chǎn)生的本振信號會通過天線泄漏出去。

(6)零中頻發(fā)射機只有一級APC(自動功率控制)控制，因此動態(tài)范圍相對較小。6.3.1模擬正交直接變換發(fā)射機

模擬正交直接變換發(fā)射機是常規(guī)外差式發(fā)射機的改進，模擬射頻部分與超外差式發(fā)射機相同，不同的是省去了模擬中頻級的處理，直接進行上變頻。在這種發(fā)射機中，數(shù)字基帶I、Q

信號經(jīng)過DAC轉(zhuǎn)換成模擬I、Q

信號，該DAC的采樣速率為輸出帶寬的Nyquist速率，模擬I、Q

信號經(jīng)模擬低通濾波器濾波后，分別與正交的兩路射頻載波信號混頻，而后進行疊加，轉(zhuǎn)換成模擬射頻調(diào)制信號。

濾波器的作用類同于接收機中的濾波器，都是濾除鏡像信號，DAC后面的低通濾波器濾除DAC產(chǎn)生的鏡像信號。這種發(fā)射機的結(jié)構(gòu)如圖6-8所示。圖6-8模擬正交直接變換發(fā)射機的結(jié)構(gòu)正交混頻器和本地振蕩器正交分解器在大部分軟件無線電應用中一般采用單片集成電路來實現(xiàn)這個功能。單片的集成電路具有好的正交/同相兩路增益和相位匹配特性以及良好的溫度穩(wěn)定特性，同時也允許低功率的本地振蕩器應用，在降低手持端機的寄生信號和功率消耗方面具有很大優(yōu)勢。

本地振蕩器通常采用以下兩種方式產(chǎn)生。第一種是倍頻而后分路，首先產(chǎn)生兩倍于本振的頻率，然后除2，產(chǎn)生兩路正交本振信號；第二種是采用90°寬帶移相器(比如多相濾波器)產(chǎn)生正交信號。

這種結(jié)構(gòu)的缺點是：由于采用模擬本振，因此在使用頻率范圍內(nèi)，本地振蕩器需要保證相位正交和幅度均衡的兩路輸出較為困難。6.3.2數(shù)字正交直接變換發(fā)射機

數(shù)字正交直接變換發(fā)射機也稱為直接射頻DAC發(fā)射機。前面介紹的發(fā)射機結(jié)構(gòu)都需要本地模擬振蕩器的使用，如果技術條件允許，能夠采用直接射頻DAC，那么發(fā)射機的結(jié)構(gòu)將更為簡單，更加符合軟件無線電的需求。這種接收機一般有兩種結(jié)構(gòu)形式，即單DAC結(jié)構(gòu)和雙DAC結(jié)構(gòu)。

單DAC結(jié)構(gòu)如圖6-9所示，由數(shù)字信號處理器輸出已調(diào)的正交基帶輸出信號，采用數(shù)控振蕩器(NCO)進行正交上變頻，并合并輸出數(shù)字實信號，隨后采用射頻DAC直接形成模擬射頻信號，通過帶通濾波器并放大輸出。系統(tǒng)的模擬部分完成的工作僅有帶通濾波器和功率放大器。圖6-9單DAC結(jié)構(gòu)雙DAC結(jié)構(gòu)如圖6-10所示。雙DAC結(jié)構(gòu)在整體上與單DAC結(jié)構(gòu)類似，只不過射頻D/A是在正交兩路分別完成的，形成兩路正交模擬信號，而后相加輸出。圖6-10雙DAC結(jié)構(gòu)6.3.3影響性能的幾個因素

1.本振泄漏抑制

由于本振頻率就是輸出載波頻率，因此本振信號很容易泄漏出去，會出現(xiàn)在輸出頻譜的中心位置。這個信號是不能被濾波器濾除的，本振泄漏占用了發(fā)射機功率，降低了發(fā)射效率，且單峰本振譜線會形成強干擾或特殊的示標信號，對零中頻接收機會造成直流失調(diào)，如圖5-23所示，必須予以充分重視。本振泄漏的產(chǎn)生有三個來源。

(1)本振與射頻端口之間隔離度不好。

(2)在混頻器中由于中頻自混頻而產(chǎn)生直流分量，該分量與本振相乘后輸出。

(3)在混頻器輸入端出現(xiàn)直流偏移。

所有這些原因產(chǎn)生的本振泄漏的影響都是相同的，因此可以用一種方式予以補償。因為從DAC產(chǎn)生的直流泄漏會在混頻中產(chǎn)生本振泄漏，所以輸入一個相應的補償用的直流泄漏就可以消除中頻泄漏，這個補償用的直流分量同樣需要從發(fā)射數(shù)據(jù)中計算得到。這種發(fā)射機結(jié)構(gòu)如圖6-11所示。另外，僅對于混頻器輸入端出現(xiàn)的直流偏移可以通過電容耦合濾除。圖6-11本振泄漏的補償

2.本振牽引

本振牽引是指由于本振和功放之間隔離度不好，造成功放輸出功率較大的信號回饋到本振，形成虛假的本振信號而對發(fā)射信號的頻率造成偏移。本振牽引的嚴重程度與本振和功放之間的隔離度以及本振信號和功放輸出頻率之間的差異有關。在非零中頻結(jié)構(gòu)的發(fā)射機中，由于本振和發(fā)射頻率相差較大，因此本振牽引問題并不明顯，但是在零中頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機中必須關注這個問題。在零中頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機中，本振牽引問題可以通過一個低VCO頻率進行倍頻，或是通過一個高的VCO頻率進行分頻來獲得最終的本振信號。但是，在這種情況下還需要考慮功放的非線性產(chǎn)生的諧波分量所引起的本振牽引。

如圖6-12所示，若本振信號fLO由VCO信號二分頻得到，中頻信號為fIF，則上變頻輸出為fLO+fIF，由于功放的非線性特性產(chǎn)生二階互調(diào)分量2fLO+2fIF，因此該成分可以通過某些渠道(比如電源線等)饋入VCO，而分頻后得到fLO+2fIF，該信號在混頻器中與fIF混頻得到fLO+fIF和fLO+3fIF。圖6-12本振牽引示意圖6.4低中頻發(fā)射機由前面的介紹可以看到，外差式發(fā)射機性能較好，但無法集成化；零中頻發(fā)射機易于集成，但是面臨中頻泄漏等問題。為了結(jié)合兩者的優(yōu)勢，低中頻結(jié)構(gòu)的發(fā)射機得到了應用。低中頻結(jié)構(gòu)的發(fā)射機采用Weaver上變頻結(jié)構(gòu)，如圖6-13所示。這種結(jié)構(gòu)于1956年首先被提出并被用于SSB信號的調(diào)制方式，即所謂的相移法調(diào)制。圖6-13低中頻發(fā)射機低中頻發(fā)射機中有兩個本振信號，本振1頻率較低，形成所謂的低中頻復調(diào)制信號，該中頻復信號在數(shù)字域通過輸出的基帶信號與復的本振1信號相乘實現(xiàn)，實部和虛部分別構(gòu)成I路和Q路信號，分別經(jīng)過DAC變換為模擬信號，而后通過頻率可變的本振2正交上變頻，形成最終的射頻輸出信號。與傳統(tǒng)的外差式發(fā)射機相比，低中頻發(fā)射機的兩次上變頻過程均采用正交上變頻，很好地抑制了鏡像信號的產(chǎn)生，大大降低了后級濾波器的設置難度，這也是可以采用低中頻的主要原因；與零中頻發(fā)射機相比，低中頻發(fā)射機采用兩次變頻，本振泄漏現(xiàn)象得以消除，而且同樣適于集成實現(xiàn)，因此這種發(fā)射機結(jié)構(gòu)也非常適合軟件無線電發(fā)射機的實現(xiàn)。低中頻發(fā)射機的頻譜變換情況如圖6-14所示。

低中頻發(fā)射機集中了外差式接收機和零中頻接收機的優(yōu)點，既能夠?qū)崿F(xiàn)集成化，也能消除中頻泄漏以及中頻牽引等問題，綜合性能較好。圖6-14低中頻發(fā)射機的頻譜變換情況6.5寬中頻發(fā)射機寬中頻發(fā)射機如圖6-15所示。這種發(fā)射機具有一個寬帶的中頻，這個中頻可以包含多個信道，隨后進行上變頻發(fā)射出去。這種結(jié)構(gòu)可以認為是數(shù)字中頻發(fā)射機設計結(jié)構(gòu)的擴展，但是信道的劃分是通過數(shù)字中頻實現(xiàn)的。每個信道分別設置不同的NCO。由于射頻可以相對固定，不再涉及頻道選擇，因此這種發(fā)射機相應減少了射頻模擬器件的要求。需要注意的是，DAC的響應特性可能會引入不可接受的頻帶內(nèi)幅度的不平衡，對于窄帶系統(tǒng)可能不是問題，但是對于寬帶或多載波系統(tǒng)就會造成很大的影響。圖6-15寬中頻發(fā)射機6.6正交失配的補償若采用正交上變頻，則同樣存在正交失配的影響。所謂正交失配，就是指正交上變頻的I、Q兩路的增益和相位不平衡，即增益相同，相位正交。從前面的論述中可以了解到，正交上變頻不會產(chǎn)生鏡像成分，但是類同于接收機出現(xiàn)正交失配的情況，本振會分裂為兩個部分，分別位于正、負頻率段上，以零中頻發(fā)射機為例，如圖6-16所示。這個新增的本振分量會造成一個和所需信號同頻的鏡像信號，形成對所需信號的干擾。因此需要解決正交失配問題。圖6-16由于正交失配造成射頻信號出現(xiàn)鏡像信號干擾這些正交失配的誤差有兩個成分：靜態(tài)分量和動態(tài)分量。

對于靜態(tài)分量，可以采用兩路預失真來補償，其方式為采用DSP內(nèi)部或外部模擬硬件。補償?shù)男问脚c接收機的正交失配的預失真補償完全相同，參看圖5-35。

為了能夠?qū)崿F(xiàn)跟隨具體情況動態(tài)地補償，需要提供一個參考反饋支路，如圖6-17所示。該支路對輸出信號進行提取并送入信號處理器中，通過補償算法計算所需要的補償系數(shù)。在這里，補償支路的增益和相位的均衡性要求更為精確，一般采用數(shù)字形式。

正交失配在零中頻發(fā)射機中影響較大。對于有固定中頻的發(fā)射機，由于中頻固定，因此失配問題易于解決。圖6-17自動正交誤差補償6.7內(nèi)插的應用內(nèi)插是軟件無線電發(fā)射機中一個非常重要的環(huán)節(jié)，其主要目的是實現(xiàn)上變頻和過采樣。內(nèi)插上變頻的原理在前面已經(jīng)介紹過了，即內(nèi)插后通過帶通濾波器濾出高頻鏡像分量來實現(xiàn)上變頻。圖6-18給出一種基于帶通內(nèi)插的模擬正交上變頻發(fā)射機的結(jié)構(gòu)。在這種結(jié)構(gòu)中，基帶信號首先通過帶通內(nèi)插進行上變頻，然后通過相乘混頻進一步上變頻。可以認為這是外差式發(fā)射機結(jié)構(gòu)的一種特例，只不過中頻是通過內(nèi)插得到的而已。

圖6-18基于帶通內(nèi)插的模擬正交上變頻發(fā)射機的結(jié)構(gòu)其優(yōu)點是：本地振蕩器的泄漏現(xiàn)在不再是所需輸出頻譜的一部分，因此可以很容易地被模擬高通濾波器濾掉。

除了可以直接進行上變頻外，內(nèi)插的另一個作用是實現(xiàn)過采樣。過采樣的目的是使鏡像信號距需要信號盡可能遠，以確保由DAC產(chǎn)生的混疊成分可以充分和所需要的信道相分離，這樣它們就可以通過一個性能并沒有太高要求的濾波器將鏡像信號衰減到一個可接受的水平，否則必須采用具有理想“磚墻”特性的濾波器。這個過程如圖6-19所示。圖6-19(a)是未內(nèi)插的頻譜?？梢钥吹?，為了能有效地抑制鏡像頻率，需要性能極好的濾波器，當進行4倍內(nèi)插后，數(shù)據(jù)速率提高，鏡像頻率遠移，使濾波器的設置難度降低。圖6-19單頻信號內(nèi)插后的效果為了能夠?qū)崿F(xiàn)過采樣，可以令處理器本身的數(shù)據(jù)輸出速率高出Nyquist速率，但是這會增加數(shù)字信號處理器的工作負擔，并不可取，一般采用在數(shù)據(jù)輸出后進行內(nèi)插的方式實現(xiàn)過采樣。圖6-20表示了內(nèi)插前后DAC的輸出變化情況。圖6-20(a)表示一個單正弦信號的每周期采樣數(shù)為5。圖6-20(b)是4倍過采樣的圖形，可以認為原來的樣點被4個新樣點所代替，采樣時間間隔也就下降為原來的1/4。DAC輸出的效果如圖6-20(c)、(d)所示。顯然，后者更為逼真，其譜更為純凈。圖6-20內(nèi)插前后DAC的輸出變化情況(a)輸出正弦信號，每周期5個樣點；(b)4倍內(nèi)插后，每周期20個樣點；(c)來自(a)的DAC未濾波輸出；(d)來自(b)的DAC未濾波輸出單純增加內(nèi)插過程(即不進行內(nèi)插上變頻)對發(fā)射機結(jié)構(gòu)影響不大。圖6-21給出了一個帶內(nèi)插的正交模擬上變頻直接變換發(fā)射機的結(jié)構(gòu)框圖，讀者可以與圖6-5和圖6-6進行簡單的對比。

一般內(nèi)插后的新的采樣速率可以達到原來采樣頻率的4~8倍，這顯然對DAC提出了更高的要求。圖6-21帶內(nèi)插的正交模擬上變頻直接變換發(fā)射機的結(jié)構(gòu)6.8信道化發(fā)射機前面介紹的發(fā)射機主要用于單信道。在軟件無線電中，要求發(fā)射機能夠同時實現(xiàn)多路信號的發(fā)射，甚至是全信道發(fā)射，這就需要采用信道化發(fā)射機。實現(xiàn)發(fā)射信道化的主要方式有兩種：上變頻和多相濾波。這里需要注意DAC的sinx/x響應特性(見圖4-71)可能引入不可接受的頻帶內(nèi)幅度的不平衡。6.8.1多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機

多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機如圖6-22所示。這種發(fā)射機具有一個寬帶的中頻，每個信道占據(jù)該寬帶中頻的一段，各個信道的中頻信號組合在一起構(gòu)成寬帶中頻信號，隨后進行上變頻發(fā)射出去。由于M路多載波系統(tǒng)的總帶寬為原窄帶系統(tǒng)的M倍，因此最終輸出數(shù)據(jù)的速率是加倍的，這里通過內(nèi)插來實現(xiàn)，因此一般的多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機的工作過程為“內(nèi)插+低通濾波+上變頻”。圖6-22多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機這種結(jié)構(gòu)可以認為是數(shù)字中頻發(fā)射機設計結(jié)構(gòu)的擴展，即由多個數(shù)字中頻發(fā)射機并行構(gòu)成，每個發(fā)射機擁有自己的NCO，各個發(fā)射機輸出的數(shù)字信號進行數(shù)字疊加，然后進行DAC。因為產(chǎn)生的是多載波信號，因此信號的峰均比會增加，對DAC的性能要求特別是動態(tài)范圍的要求提高了。另外，對后級濾波器要求帶寬足夠?qū)?，后級混頻器、放大器等器件的動態(tài)范圍必須較大，以適應較大的峰均比需求。6.8.2多相濾波器組發(fā)射機

多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機非常簡單，但是每路都有各自獨立的濾波器、調(diào)制器和本振，因此整個系統(tǒng)較為龐雜。如果系統(tǒng)的信道分布是規(guī)則的，則可以采用多相濾波器組實現(xiàn)高效的信道化發(fā)射機。信道的分布與圖5-44相同。

我們把圖6-22重新畫一下得到圖6-23。圖6-23多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機的另一種畫法根據(jù)等效原理，低通濾波+上變頻等效為上變頻+帶通濾波,如圖6-24所示。圖6-24等效原理如果把上變頻移到內(nèi)插前面，則上變頻時樣點速率減小，本振的數(shù)字域頻率相應乘以M，頻率相乘項就消去，如圖6-25所示。這樣，圖6-23的等效形式如圖6-26所示。圖6-25內(nèi)插與上變頻位置變換的等效形式圖6-26多載波上變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射機(內(nèi)插+帶通濾波)根據(jù)多相濾波器的知識可知，原型低通濾波器可以用其M相表示：

(6-8)由圖4-62知，包含內(nèi)插的原型低通濾波器可以用多相濾波器實現(xiàn)，如圖6-27所示。圖6-27濾波器的多相結(jié)構(gòu)對于第k個信道，中心頻率為2πk/M，取WM=e-j2π/M，有

(6-9)

這樣第k個信道相應的帶通濾波器的多相結(jié)構(gòu)如圖6-28所示。圖6-28第k個信道相應的帶通濾波器的多相結(jié)構(gòu)如果考慮全部信道，那么進入第k個多相分支的是輸入的第k點IDFT，這通常采用IFFT計算。因此，多相濾波器組發(fā)射機的結(jié)構(gòu)如圖6-29所示。

與多載波上變頻發(fā)射機相比，這種發(fā)射機相當簡單，但是要求系統(tǒng)的頻譜分配是均勻規(guī)律的。

同樣，若子信道頻譜是相互混疊的，即OFDM中發(fā)射端各子信道為Ak(t)exp(j2πfkt)，則總輸出為。圖6-29多相濾波器組發(fā)射機的結(jié)構(gòu)仍以進行采樣，每個符號內(nèi)有N個樣點，M≤N，為滿足正交性，有，取f0=0，不失一般性，則總輸出為

(6-10)

該表達式與IDFT相同，具體可采用IFFT實現(xiàn)，如圖6-30所示。圖6-30基于IFFT的OFDM發(fā)射機結(jié)構(gòu)6.9射頻線性化軟件無線電發(fā)射機必須適應不同的調(diào)制方式和寬的工作頻率范圍。為了追求更高的數(shù)據(jù)速率和頻譜效率，通信系統(tǒng)普遍采用線性調(diào)制方式，如QPSK、16QAM。另外，在多載波系統(tǒng)中峰均比較大，信號包絡變化，因此系統(tǒng)必須支持線性調(diào)制方案，需要能夠?qū)崿F(xiàn)線性的放大過程。非線性放大過程會產(chǎn)生兩種不希望得到的結(jié)果。其一是帶內(nèi)信號失真，信號的失真導致系統(tǒng)性能的下降，達不到信號可靠傳輸?shù)哪康模黄涠菐饣フ{(diào)分量，帶外輻射功率將對發(fā)射機載頻的鄰近信道產(chǎn)生干擾，影響其他用戶的正常使用，不能滿足發(fā)射機頻譜特性指標。因此線性功率放大技術是非常重要的，否則功率放大器會抵消由于線性調(diào)制方法的應用而得到的頻譜效率的任何優(yōu)點。與接收機情況不同，發(fā)射機輸出功率是很大的，因此線性放大的難度也較高。如果簡單地要求功率放大器本身必須線性，則意味著要有相當高的功耗，因此需要使用一些線性化方案。迄今已研究出了多種對發(fā)射機功率放大器進行線性化的技術，常見的主要有5種：輸出功率回退法(OutputPowerBack-Off)、負反饋法(NegativeForward)、前饋法(Feed-forward)、具有非線性元件的線性放大器(LINC)和預失真法(Pre-distortion)。這些線性化方法都有自己的性能優(yōu)勢，較為常用的是輸出功率回退法、預失真法和前饋法。6.9.1輸出功率回退法

輸出功率回退法(OutputPowerBack-Off)是最常用的方法，即選用功率較大的管子作小功率管使用，實際上是以犧牲直流功耗來提高功放的線性度。具體就是把功率放大器的輸入功率從1dB壓縮點向后回退幾個dB，工作在遠小于1dB壓縮點的電平上，使功率放大器遠離飽和區(qū)，進入線性工作區(qū)，從而改善功率放大器的性能。一般情況下，當基波功率降低1dB時，三階交調(diào)失真IM3改善3dB，如圖6-31所示。圖6-31輸出功率回退法示意圖功率回退法簡單且易實現(xiàn)，不需要增加任何附加設備，是改善放大器線性度行之有效的方法，其缺點是功率放大器的效率大為降低，特別在手持設備中是非常不適用的。

另外，當功率回退到一定程度，即當IM3達到-40dBc以下時，繼續(xù)回退將不再改善放大器的線性度。因此，在線性度要求很高的場合，完全靠功率回退是不夠的。6.9.2預失真法

預失真(Pre-distortion)就是在功率放大器前增加一個非線性電路，以補償功率放大器的非線性，兩者構(gòu)成的組合電路整體表現(xiàn)為線性，從而減少線性調(diào)制信號放大后的交調(diào)失真，如圖6-32所示。

該法的優(yōu)點在于不存在穩(wěn)定性問題，有更寬的信號頻帶，能夠處理含多載波的信號。預失真技術成本較低，由幾個仔細選取的元件封裝成單一模塊，連在信號源與功放之間就構(gòu)成了預失真線性功放。圖6-32預失真器原理示意圖由于功率放大器的特性可能會隨所處工作環(huán)境的變化而變化，因此預失真器的特性也必須隨之進行相應調(diào)整。通常采用自適應估計器來連續(xù)不斷地跟蹤功放的特性變化，實時修正預失真器的參數(shù)，使預失真器和功率放大器組合電路的特性始終保持線性。

預失真技術分為RF預失真和數(shù)字基帶預失真兩種基本類型。RF預失真一般采用模擬電路來實現(xiàn)，具有電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低、易于高頻、寬帶應用等優(yōu)點，缺點是頻譜再生分量改善較少，高階頻譜分量抵消較困難。數(shù)字基帶預失真由于工作頻率低，因此可以用數(shù)字電路實現(xiàn)，適應性強，而且可以通過增加采樣率和增大量化階數(shù)的辦法來抵消高階互調(diào)失真，是一種很有發(fā)展前途的方法。數(shù)字基帶預失真器由一個矢量增益調(diào)節(jié)器組成，根據(jù)查找表LUT的內(nèi)容來控制輸入信號的幅度和相位，預失真的大小由查找表LUT的輸入來控制。矢量增益調(diào)節(jié)器一旦被優(yōu)化，將提供一個與功放相反的非線性特性。在理想情況下，這時輸出的互調(diào)產(chǎn)物應該與雙音信號通過功放的輸出幅度相等而相位相反，即自適應調(diào)節(jié)模塊就是要調(diào)節(jié)查找表的輸入，從而使輸入信號與功放輸出信號的差別最小。另外，輸入信號的包絡也是查找表LUT的一個輸入，通過反饋