《高頻電路原理與應用》課件第3章

第3章高頻小信號放大電路

3.1概述3.2晶體管高頻小信號等效電路與參數(shù)3.3單級單調(diào)諧回路諧振放大器3.4多級單調(diào)諧回路諧振放大器3.5雙調(diào)諧回路諧振放大器3.6諧振放大器的穩(wěn)定性3.7集成諧振放大電路和集中選頻放大器3.8放大器的噪聲本章小結(jié)思考題與習題3.1概述

高頻小信號放大電路是一種窄帶放大電路，它對中心頻率在幾百千赫茲到幾百兆赫茲、頻譜寬度在幾千赫茲到幾十兆赫茲內(nèi)的受干擾的微弱信號進行不失真的放大，故不僅需要有一定的電壓增益，還需要有選頻功能。放大電路由晶體管、場效應管或集成電路等有源器件提供電壓增益，由LC諧振回路、聲表面波濾波器、陶瓷濾波器、石英晶體濾波器等實現(xiàn)選頻功能。放大器有兩種主要類型：以分立元件為主的諧振放大器和以集成電路為主的集中選頻放大器。本章先重點分析以LC諧振回路為選頻網(wǎng)絡的晶體管高頻小信號放大電路，再討論集成諧振放大電路和集中選頻放大器。同時，晶體管、場效應管和電阻引起的電噪聲將直接影響放大器和整個電子系統(tǒng)的性能。本書將這部分內(nèi)容也放在這一章中討論。對晶體管高頻小信號放大電路來說，由于信號較弱，可以認為它工作在晶體管的線性范圍內(nèi)，故把晶體管看成線性元件，晶體管高頻小信號放大電路看成線性放大電路。y參數(shù)等效電路和混合Π型等效電路是分析晶體管高頻電路線性工作的重要工具。對高頻小信號放大電路的主要要求是：增益高、選頻特性好、噪聲系數(shù)低、通頻帶寬和工作穩(wěn)定性好等。放大器中的晶體管一般應用在甲類工作狀態(tài)。下面介紹高頻小信號放大電路的主要技術(shù)指標：

1.中心頻率f0

中心頻率就是調(diào)諧放大電路的工作頻率，一般為幾百千赫茲到幾百兆赫茲。它是調(diào)諧放大器的主要指標，是根據(jù)設備的整體指標來確定的。中心頻率是設計放大電路時選擇有源器件、計算諧振回路元件參數(shù)的依據(jù)。

2.增益

增益用來描述放大電路對有用信號的放大能力，它具有與諧振回路相似的諧振特性。通常用中心頻率點f0上的電壓增益和功率增益兩種方法表示。電壓增益：(3.1)

功率增益：(3.2)式中，Uo、Ui分別為放大電路在中心頻率點f0上的輸出、輸入電壓幅度；Po、Pi分別為放大器在中心頻率點f0上的輸出、輸入功率，通常增益用分貝(dB)表示。

3.通頻帶

無線電接收設備接收到的高頻小信號具有一定的頻帶寬度，為了保證頻帶信號無失真地通過放大電路，要求其增益的頻率響應特性必須有與信號帶寬相適應的平坦寬度，這個寬度通常用放大電路的通頻帶表示。放大電路電壓增益的頻率響應特性由最大值下降3dB時對應的頻率寬度來衡量，故稱為放大器的通頻帶。通常以B0.7或2Δf0.7表示，如圖3.1所示。通頻帶的大小取決于放大器諧振回路的Q值及其形式；多級級聯(lián)時隨著級數(shù)的增加會越來越窄。而且用途不同，對帶寬的要求也各不相同，如中頻廣播帶寬為6~8kHz，電視信號的為6MHz。圖3.1通頻帶的定義

4.選擇性

選擇性是指放大器從輸入信號中選出有用信號并加以放大，而對通頻帶之外的干擾信號加以衰減和有效抑制的能力，常用“矩形系數(shù)”和“抑制比”兩個技術(shù)指標來衡量。矩形系數(shù)用來評價實際放大器的諧振曲線與理想曲線的接近程度，其值越接近1，說明其對有用信號的選擇性越好。抑制比用來說明放大器對頻帶外某一特定干擾頻率fN信號的抑制能力，其定義為(3.3)式中，Auo(f0)是中心頻率點f0上的電壓增益；Au(fN)是特定干擾頻率fN上的電壓增益。

5.工作穩(wěn)定性

工作穩(wěn)定性是指當放大電路的工作狀態(tài)、元件參數(shù)等發(fā)生可能的變化時，放大器主要性能的穩(wěn)定程度。不穩(wěn)定現(xiàn)象表現(xiàn)為增益變化、中心頻率偏移、通頻帶變窄、諧振曲線變形等。不穩(wěn)定狀態(tài)的極端情況是放大器的自激振蕩，發(fā)生自激振蕩會使放大器完全不能工作。引起放大器不穩(wěn)定的主要原因是由于晶體管的寄生反饋作用。為消除或減少不穩(wěn)定現(xiàn)象，必須盡力找出寄生反饋的途徑，力圖消除一切可能產(chǎn)生反饋的因素。

6.噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)是用來描述放大器本身產(chǎn)生噪聲電平大小的一個參數(shù)，是放大器輸入端的信噪比Pi/Pni與輸出端的信噪比Po/Pno兩者的比值，即(3.4)式中，Pi為放大器輸入端的信號功率，Pni為輸入端的噪聲功率，Po為放大器輸出端的信號功率，Pno為輸出端的噪聲功率。放大器本身產(chǎn)生的噪聲對所傳輸?shù)男盘?，特別是對微弱信號的影響是極其不利的。上述指標之間既相互聯(lián)系又相互矛盾，如增益和穩(wěn)定性、通頻帶和選擇性等。在設計中，可根據(jù)實際需要決定參數(shù)間的主次，并進行合理的設計與調(diào)整。

3.2晶體管高頻小信號等效電路與參數(shù)

在分析低頻放大電路時，晶體管作為放大器件可以用簡單的交流等效電路來表示。在頻率較低的情況下，這種等效電路用晶體管的輸入電阻r和電流放大倍數(shù)β這兩個參數(shù)就可以了。但是當信號的頻率較高時，晶體管的作用比較復雜，只用兩個參數(shù)就不能確切地表示它的放大作用。故晶體管在高頻運用時，它的等效電路不僅包含著一些和頻率基本上沒有關(guān)系的電阻，還包含著一些電容，這些電容在高頻時的作用是不容忽略的。為了說明晶體管放大的物理過程，我們引入它的高頻等效電路：y參數(shù)等效電路和混合Π型等效電路，并介紹反映晶體管高頻性能的高頻參數(shù)fβ、fT和fmax。3.2.1晶體管y參數(shù)等效電路

晶體管是非線性元件，一般情況下必須考慮其非線性特點。但是，在小信號運用或者動態(tài)范圍不超出晶體管特性曲線線性區(qū)的情況下，可視晶體管為線性元件，并可用線性元件組成的網(wǎng)絡模型來模擬晶體管。把晶體管看成一個有源線性二端口網(wǎng)絡，列出電流、電壓方程式，擬定滿足方程的網(wǎng)絡模型。根據(jù)二端口網(wǎng)絡的理論，在兩個端口的四個變量中可任選兩個作為自變量，由所選的不同自變量和參變量，可得到六種不同的參數(shù)系，但最常用的只有h、y、z三種參數(shù)系。在高頻電子電路中常采用y參數(shù)系等效電路。因為晶體管是電流受控元件，輸入和輸出都有電流，采用y參數(shù)較方便，另外導納的并聯(lián)可以直接相加而使運算簡單。晶體管y參數(shù)這種網(wǎng)絡模型的等效電路稱為晶體管y參數(shù)等效電路。這種等效是一種形式上的等效，故又稱晶體管y參數(shù)形式等效電路。在圖3.2所示的BJT共發(fā)射極組態(tài)有源二端口網(wǎng)絡的四個參數(shù)中選擇電壓和為自變量，電流和為參變量，可得y參數(shù)系的約束方程為(3.5)式中,，為輸出短路時的輸入導納；，為輸出短路時的正向傳輸導納；，為輸入短路時的反向傳輸導納；圖3.2共發(fā)射極組態(tài)的二端口網(wǎng)絡，為輸入短路時的輸出導納。

yie、yre、yfe、yoe四個參數(shù)具有導納量綱，稱為BJT共發(fā)射極組態(tài)的導納參數(shù)，即y參數(shù)。這些參數(shù)只與晶體管的特性有關(guān)，與外電路無關(guān)，故又稱內(nèi)參數(shù)。根據(jù)式(3.5)可得出如圖3.3所示的y參數(shù)等效電路。圖3.3中，和是受控電流源。表示輸入電壓作用在輸出端引起的受控電流源，代表了晶體管的正向傳輸能力，yfe越大，則晶體管的放大能力越強；表示輸出電壓在輸入端引起的受控電流源，代表晶體管的內(nèi)部反饋作用，yre越大，表明晶體管的內(nèi)部反饋越強。yre是放大器工作不穩(wěn)定的根源，它的存在會給實際工作帶來很大的危害，應盡可能減少它的影響，使放大器工作穩(wěn)定。一般情況下yre的值很??；理想狀態(tài)時yre=0。在實際應用中為了簡化分析，通常忽略yre，其簡化的共射極y參數(shù)等效電路如圖3.4所示。圖3.3共發(fā)射極組態(tài)y參數(shù)等效電路圖3.4簡化的共發(fā)射極組態(tài)y參數(shù)等效電路晶體管的y參數(shù)可以通過測量得到。根據(jù)y參數(shù)方程，分別使輸出端或輸入端交流短路，在另一端加上直流偏壓和交流信號，然后測量其輸入端或輸出端的交流電壓和交流電流，代入式(3.5)中就可求得。也可通過查閱晶體管手冊得到各種型號晶體管的y參數(shù)。需要注意的是，y參數(shù)不但與靜態(tài)工作點的電壓值、電流值有關(guān)，而且是工作頻率的函數(shù)。例如當發(fā)射極電流增加時，輸入與輸出電導都將加大。當工作頻率較低時，電容效應的影響逐漸減弱。所以無論是測量還是查閱晶體管手冊，都應注意工作條件和工作頻率。在高頻工作時，由于晶體管結(jié)電容不可忽略，故y參數(shù)是一個復數(shù)。為了分析方便，晶體管y參數(shù)中輸入導納和輸出導納通常用電導和電容表示，而正向傳輸導納和反向傳輸導納通常寫成模值和相位的形式，即(3.6)對于共基組態(tài)的晶體管，其y參數(shù)用yib、yrb、yfb、yob表示。對于共集組態(tài)的晶體管，其y參數(shù)用yic、yrc、yfc、yoc表示。表3.1列出了晶體管三種組態(tài)的y參數(shù)換算關(guān)系。表3.1三種組態(tài)的y參數(shù)換算關(guān)系3.2.2混合Π型等效電路混合Π型等效電路是根據(jù)晶體管內(nèi)部發(fā)生的物理過程來擬定的模型。晶體三極管(BJT)由兩個PN結(jié)組成，且具有放大作用，其結(jié)構(gòu)如圖3.5(a)所示。如果忽略集電區(qū)和發(fā)射區(qū)體電阻rcc和ree，則電路如圖3.5(b)所示，稱為混合Π型等效電路。這個等效電路考慮了結(jié)電容效應，因此它適用的頻率范圍可以到高頻段。如果頻率再高，引線電感和載流子渡越時間不能忽略，這個等效電路就不適用了。一般來說，它適用的最高頻率約為fT/5。圖3.5BJT結(jié)構(gòu)共射混合Π型等效電路示意圖下面闡述混合Π型等效電路中各元件參數(shù)的物理意義：(1)基極體電阻rbb′:是基區(qū)縱向電阻，其值為幾十歐姆至一百歐姆，甚至更大。

(2)有效基極到發(fā)射極間的電阻rb′e:是發(fā)射極電阻re折合到基極回路的等效電阻，反映了基極電流受控于發(fā)射極電壓的物理過程。當晶體管工作于放大狀態(tài)時，發(fā)射極處于正向偏置，所以rb′e數(shù)值很小，一般在幾十歐姆到幾百歐姆之間。rb′e與re的關(guān)系可近似表示為rb′e=(1+β0)re≈β0re≈26β0/，β0為共射極組態(tài)晶體管的低頻電流放大系數(shù)，Ie為發(fā)射極電流，單位為mA。

(3)發(fā)射極電容Cb′e:包括發(fā)射極的勢壘電容CT和擴散電容CD。由于發(fā)射極正偏，所以Cb′e主要是指擴散電容CD，一般在100~500pF之間。

(4)集電極電阻rb′c:由于集電極反偏，因此rb′c很大，約在100kΩ~10MΩ之間。

(5)集電極電容Cb′c：由勢壘電容CT和擴散電容CD兩部分組成，因為集電極反偏，所以Cb′c主要是指勢壘電容CT，其值一般為2~10pF。

(6)受控電流源gmUb′e:模擬晶體管放大作用。當在有效基極b′到發(fā)射極e之間，加上交流電壓時，集電極電路就相當于有一電流源存在。gm稱為晶體管的跨導，它反映晶體管的放大能力，單位為S。即(3.7)

在低頻情況下：(3.8)

(7)集-射極間電阻rce：表示集電極電壓對集電極電流的影響，其值一般在幾十千歐以上。

(8)集-射極間電容Cce，這是由引線或封裝等結(jié)構(gòu)形成的分布電容，這個電容很小，一般在2~10pF之間。在高頻段工作時，通常滿足和RL<<rce，即可將rb′e和rce忽略，Cce并入負載回路電容中，則可得簡化的混合Π型等效電路，見圖3.6。需要注意的是，Cb′c和rbb′的存在對晶體管的高頻運用是非常不利的。Cb′c將輸出交流電流反饋到輸入端，降低了放大電路的穩(wěn)定性，甚至有可能引起放大器的自激。rbb′在共基電路會引起高頻負反饋，降低晶體管的電流放大系數(shù)。混合Π型等效電路的優(yōu)點是各元件參數(shù)物理意義明確，在較寬的頻帶內(nèi)這些元件值基本上與頻率無關(guān)；其缺點是隨器件不同各元件參數(shù)也不同，分析和測量不便，且電路復雜，計算麻煩。因此，混合Π型等效電路比較適合分析寬頻帶放大器。3.2.3混合Π型等效電路參數(shù)與y參數(shù)轉(zhuǎn)換關(guān)系

同一個晶體管應用在不同的場合可用不同的等效電路來表示，但不同的等效電路之間是相互等效的，各等效電路之間的參數(shù)是可以互換的。通常，當晶體管直流工作點選定后，混合Π型等效電路的各參數(shù)就確定了。但在高頻小信號放大電路中，為了簡化分析，常以y參數(shù)等效電路作為分析基礎(chǔ)。晶體管的y參數(shù)，除根據(jù)定義通過測量求出外，也可以通過混合Π型等效電路的參數(shù)來計算。例如求晶體管共發(fā)射極組態(tài)y參數(shù)與混合Π型參數(shù)間的關(guān)系。求yie時，將圖3.6輸出端短路，則通常,Cb′e>>Cb′c，則(3.9)由此可見，輸入導納yie是頻率ω的函數(shù)。同理，可以推導出：(3.10)共集電極組態(tài)的y參數(shù)和共基極組態(tài)的y參數(shù)可通過表3-1的轉(zhuǎn)換關(guān)系得到。(3.11)(3.12)圖3.6簡化的共射混合Ⅱ型等效電路3.2.4晶體管的高頻參數(shù)

為了分析和設計各種高頻等效電路，則必須了解晶體管的高頻特性。晶體管的高頻特性可由下列幾個高頻參數(shù)來表征。

1.截止頻率fβ

考慮晶體管的電容效應后，晶體管的電流增益將是工作頻率的函數(shù)。β是晶體管共射短路電流放大系數(shù)，其值隨著工作頻率的升高而下降。截止頻率fβ就是當|β|下降到低頻電流放大倍數(shù)β0的1/時所對應的頻率，又稱為|β|截止頻率。根據(jù)β的定義，有：(3.13)由簡化電路圖3.6，可求出：代入式(3.13)中，可得在頻率很低時，電路中Cb′e和Cb′c可以忽略，對應的β=β0=gmrb′e，故(3.14)式(3.14)中，，是根據(jù)定義由推導得出的。由式(3.14)可知，|β|的值隨著頻率的升高而下降。

2.特征頻率fT

當頻率升高使|β|下降至1時所對應的頻率稱為晶體管的特性頻率fT。令則由于大部分晶體管的β0>10，所以(3.15)(3.16)特征頻率fT的值既可以測得，也可以通過晶體管高頻小信號模型估算出。目前，先進的硅半導體工藝已經(jīng)可以將雙極型晶體管的fT做到10GHz以上。另外，特性頻率還與工作點電流有關(guān)，它表示晶體管喪失電流放大能力的極限頻率。當f>fT時，|β|<1，但這并不意味著晶體管已經(jīng)沒有放大作用了，實際放大器的電壓增益還有可能大于1(因為通常放大器的負載阻抗比輸入阻抗要大)。晶體管的電流放大系數(shù)|β|的頻率特性如圖3.7所示。圖3.7|β|的頻率特性

3.最高頻率fmax

當晶體管的功率增益AP=1時所對應的頻率稱為晶體管的最高振蕩頻率fmax。fmax表示一個晶體管所能適用的最高極限頻率。在此頻率工作時，晶體管已得不到功率放大。當f>fmax時，無論用什么方法都不能使晶體管產(chǎn)生振蕩?？梢宰C明：(3.17)通常，為了使電路工作穩(wěn)定且有一定的功率增益，晶體管的實際工作頻率約為最高振蕩頻率的1/4～1/3。晶體管三個高頻參數(shù)的關(guān)系是：fmax最高、fT次之、fβ最低。3.3單級單調(diào)諧回路諧振放大器

晶體管諧振放大電路由晶體管和調(diào)諧回路兩部分組成。根據(jù)不同的要求，晶體管可以是雙極型晶體管，也可以是場效應晶體管，或者是線性模擬集成電路。調(diào)諧回路可以是單諧振回路，也可以是雙耦合回路。本節(jié)先分析由雙極型晶體管和LC回路組成的單級單調(diào)諧回路諧振放大器。

3.3.1單調(diào)諧放大器的工作原理和等效電路

單調(diào)諧回路諧振放大器是小信號放大器最常用的形式。圖3.8是一個典型的共發(fā)射極高頻小信號諧振放大器的實際線路圖。圖3.8高頻小信號諧振放大器線路圖如果把圖3.8所示電路中的所有電容開路、電感短路，可得該放大器的直流偏置電路，如圖3.9(a)所示。Rb1、Rb2為基極分壓式偏置電阻；Re為發(fā)射極負反饋偏置電阻，用來穩(wěn)定靜態(tài)工作點；Cb、Ce為高頻旁路電容。如果把圖3.8所示電路的旁路電容短路，直流電源UCC對地短路，可得到該放大器的交流等效電路，如圖3.9(b)所示。整個放大電路由輸入回路、晶體管V和輸出回路三部分組成，將晶體管用y參數(shù)等效，則如圖3.10所示。圖中，晶體管的內(nèi)參數(shù)yie和yoe采用式(3.6)的形式。整個放大電路的三個組成部分為：圖3.9高頻小信號諧振放大器直流偏置電路

(1)輸入回路：主要由輸入變壓器T1構(gòu)成，其作用是隔離信號源與放大器之間的直流聯(lián)系，耦合交流信號，同時還實現(xiàn)阻抗的匹配與變換。此處若采用耦合電容，也可以實現(xiàn)隔直流通交流的作用，但耦合電容不能實現(xiàn)阻抗的匹配與變換。(2)晶體管V是放大器的核心，起著電流控制和放大作用。(3)輸出回路。由LC并聯(lián)諧振回路、輸出變壓器T2及負載電導yL構(gòu)成，yL=gL+jωCL。電容C與變壓器T2的初級繞組電感L構(gòu)成并聯(lián)諧振回路，起著選頻和阻抗變換的作用。多級放大器級聯(lián)時，負載導納yL通常為下級放大器的輸入導納。為了實現(xiàn)晶體管輸出阻抗與負載之間的匹配，減小晶體管輸出阻抗與負載對諧振回路品質(zhì)因數(shù)的影響，負載與諧振回路之間采用了變壓器耦合形式，其接入系數(shù)為晶體管集射回路與諧振回路之間采用抽頭接入方式，接入系數(shù)為。N1、N2、N為輸出變壓器T2每個繞組的匝數(shù)。根據(jù)圖3.10所示的調(diào)諧放大器的高頻等效電路來分析放大器的性能參數(shù)。圖中的yi表示放大器的輸入導納，yo表示放大器的輸出導納。圖3.10調(diào)諧放大器的高頻等效電路3.3.2單調(diào)諧放大器的性能指標分析單調(diào)諧放大器的性能指標主要從增益、通頻帶與選擇性等方面來分析。

1.增益

增益要足夠高這是對高頻小信號調(diào)諧放大器的主要要求之一。高頻小信號調(diào)諧放大器的增益有電壓增益和功率增益之分。

1)放大器的電壓增益單級放大器的電壓增益定義為輸出電壓與輸入電壓的比值(3.18)在圖3.10中，輸入電壓為，輸出電壓為。所以(3.19)把晶體管集電極回路和負載都折合到諧振回路的兩端，如圖3.11(a)所示，再把諧振回路同性質(zhì)元件等效合并，如圖3.11(b)所示。在圖3.11(b)中，(3.20)圖3.11晶體管和負載折合到諧振回路兩端的等效電路式中，其中，gL為負載導納，CL為負載電容。

LC并聯(lián)諧振回路的空載諧振電導為把式(3.20)代入式(3.19)，得放大器的電壓增益為(3.21)式中，，為小信號調(diào)諧放大器的諧振頻率；，為諧振回路的有載品質(zhì)因數(shù)。放大器諧振時，，即放大器的諧振頻率，此時有：(3.22)由式(3.22)可知，諧振時放大器的電壓增益與晶體管的正向傳輸導納yfe成正比，與諧振回路的總電導gΣ成反比。負號表示放大器的輸入與輸出電壓相位差為π。由于yfe是一個復數(shù)，有一個相角φfe。故一般來說放大器諧振時，輸入和輸出之間的相位差不是π，而是π+φfe。只有當工作頻率較低時，φfe=0，輸入和輸出之間的相位差才是π。通常，在電路計算時，電壓增益用其幅度值來表示，即可表示為(3.23)

2)放大器的功率增益由于在非諧振點上計算功率增益非常復雜，一般用處不大，且放大器通常工作在諧振狀態(tài)，因此諧振放大器的功率增益一般指放大器諧振時的功率增益。諧振時的功率增益定義為式中，Pi為放大器的輸入功率，Po為放大器的輸出端負載gL上獲得的功率。諧振時的等效電路如圖3.12所示，從圖中可以推導出放大器的諧振功率增益為或(3.25)圖3.12諧振時的簡化等效電路(3.26)式(3.26)說明小信號調(diào)諧放大器的最大功率增益只與晶體管本身的參數(shù)yfe、gie、goe有關(guān)，而與回路元件無關(guān)。這個最大功率增益是放大器輸出端達到共軛匹配時，在給定工作頻率上放大能力的極限值。實際情況下，回路本身損耗g0不可忽略，考慮g0的作用，可推導出功率增益的最大值為(3.27)式中，，為回路的空載品質(zhì)因數(shù)；，為回路的有載品質(zhì)因數(shù)；為回路的插入損耗，表示回路存在損耗時增益下降的程度。

2.通頻帶與選擇性

調(diào)諧放大器除了具有放大功能外，還具有頻率選擇的功能。放大器頻率選擇性能的優(yōu)劣取決于放大器矩形系數(shù)的數(shù)值，矩形系數(shù)的數(shù)值以及通頻帶都和放大器的諧振曲線有關(guān)。

1)放大器的通頻帶放大器的諧振曲線表示放大器的相對電壓增益與輸入頻率的關(guān)系。由式(3.21)和式(3.22)可得放大器的相對電壓增益，即歸一化電壓增益為(3.28)取歸一化電壓增益的模值得出其幅頻特性為(3.29)由式(3.29)畫出放大器的幅頻特性曲線如圖3.13所示(自變量為廣義失諧因子ξ)。如果令則，得出放大器的通頻帶為(3.30)圖3.13放大器的幅頻特性曲線可見，單調(diào)諧放大器的幅頻特性與LC并聯(lián)諧振回路的幅頻特性是相同的。實際應用中，常討論放大器的電壓增益與通頻帶之間的關(guān)系。由于回路的有載品質(zhì)因數(shù)，再根據(jù)式(3.30)可得代入式(3.22)并取模值，得諧振時放大器的電壓放大增益Au0的另一種表達式，即(3.31)上式表明，當晶體管選定后(即yfe已確定)，在接入系數(shù)不變時，放大器的諧振電壓增益Au0只取決于回路的總電容CΣ和通頻帶B的乘積。電容CΣ越大，通頻帶B越寬，則電壓增益Au0越小。如果把式(3.31)寫成，且當|yfe|和CΣ為定值、接入系數(shù)不變時，放大器的諧振電壓增益和通頻帶的乘積等于常數(shù)。這說明，在此情況下，通頻帶越寬，放大器的增益就越??；反之放大倍數(shù)越大。這個矛盾在設計寬頻帶放大器時特別突出。要想得到高增益，又保證足夠的帶寬，除了選用|yfe|較大的晶體管外，應盡量減少回路的總電容CΣ，選用Cie、Coe小的晶體管或者減少回路的外接電容C。注意：減小回路的外接電容C對提高電壓增益是有益的，但過小的回路電容C會使得回路的總電容CΣ容易受其他雜散電容的影響，從而引起放大器諧振曲線的不穩(wěn)定，以致引起頻率失真。因此在選用回路電容C時要綜合考慮穩(wěn)定性和增益。

2)放大器的選擇性放大器頻率選擇性的優(yōu)劣是用放大器諧振曲線的矩形系數(shù)K0.1來表示的。令Au/Au0=0.1，即可得，放大器的矩形系數(shù)(3.32)上式表明，單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)與理想矩形相差較遠，所以選擇性差。這正是單調(diào)諧放大器的缺點。

【例3.1】在圖3.14所示的兩級單調(diào)諧回路共發(fā)射極放大器中，已知工作頻率f0=30MHz，晶體管采用3DG47型NPN高頻管。當UCC=6V，IEQ=2mA時，晶體管y參數(shù)在上述工作條件和工作頻率處的數(shù)值為：gie=1.2mS，Cie=12pF，goe=400μS，Coe=95pF，|yfe|=58.3mS，φfe=－2.2°，|yre|=310μS，φre=－88.8°，回路電感L=1.4μH，接入系數(shù)p1=0.5、p2=0.3，回路空載品質(zhì)因數(shù)Q0=100，負載是另一級相同的放大器。求:

(1)單級放大器諧振時的電壓增益Au0；

(2)回路電容C取多少時，才能使回路諧振；

(3)通頻帶2Δf0.7。圖3.14兩級單調(diào)諧回路共發(fā)射級放大器

【解】由題意可知，|yre|=310μS，該值較小，可以暫不考慮(yre=0)。單級放大器的y參數(shù)微變等效電路如圖3.15(a)所示。圖3.15(b)是把晶體管集電極回路和負載都折合到諧振回路兩端后的等效電路。其中,當下一級采用相同的晶體管時，由圖3.15(b)可得回路的總電導為圖3.15單級放大器的y參數(shù)微變等效電路及負載折合簡化電路

(1)單級放大器諧振時的電壓增益為

(2)諧振時，回路的總電容為故外加電容為

(3)通頻帶為3.4多級單調(diào)諧回路諧振放大器

在實際運用中，單級諧振放大器的增益一般不能滿足要求，需要采用多級放大器級聯(lián)來實現(xiàn)。當多級放大器中的每一級都調(diào)諧在同一頻率上時，則稱為多級單調(diào)諧回路諧振放大器。假如放大器有m級級聯(lián)，各級電壓增益分別為Au1、Au2、

…、Aum，則m級單調(diào)諧回路諧振放大器的總電壓增益Am是各單級放大器電壓增益的乘積。即(3.33)而諧振時的電壓總增益為(3.34)如果多級放大器是由完全相同的單級放大器級聯(lián)而成的，即各單級放大器的參數(shù)及電壓增益都相等，則有(3.35)由m級相同的放大器級聯(lián)構(gòu)成的m級單調(diào)諧回路諧振放大器，其歸一化電壓增益為(3.36)它等于各單級諧振曲線的乘積。所以級數(shù)越多，諧振曲線越尖銳。令式(3.36)的表達式等于1/，可得m級單調(diào)諧回路諧振放大器的通頻帶(2Δf0.7)m為(3.37)由此可見，m級諧振放大器的通頻帶是單級放大器通頻帶(2Δf0.7)1的倍，稱為帶寬縮減因子。因為m是大于1的整數(shù)，故m級放大器的通頻帶比單級放大器的通頻帶要小，即級數(shù)越多，通頻帶越小。換句話說，當多級諧振放大器的帶寬確定后，級數(shù)越多，則要求每一級的帶寬越寬。多級單調(diào)諧回路諧振放大器的幅頻特性曲線如圖3.16所示。再來分析多級單調(diào)諧回路諧振放大器的選擇性。根據(jù)矩形系數(shù)的定義，可得(3.38)其中，(2Δf0.1)m可由式(3.36)求得，令Au/Au0=0.1，則(3.39)故m級單調(diào)諧振放大器的矩形系數(shù)為(3.40)圖3.16多級單調(diào)諧放大器的幅頻特性曲線可見級數(shù)越多，矩形系數(shù)越小。但矩形系數(shù)的改善是有限度的，一般級數(shù)越多，K0.1的改善越緩慢。當m→∞時，K0.1也只有2.56，與理想的矩形仍然有一定的距離。表3.2列出了K0.1與級數(shù)m的關(guān)系。多級單調(diào)諧諧振回路放大器的優(yōu)點是電路簡單，調(diào)試比較容易。其電壓增益比單級放大器的電壓增益提高了，而通頻帶比單級放大器的通頻帶縮小了，且級數(shù)越多，頻帶越窄。所以，增益和通頻帶的矛盾是一個嚴重的問題，特別是對于要求高增益寬頻帶的放大器來說，這個問題更為突出。表3.2K0.1與級數(shù)m的關(guān)系3.5雙調(diào)諧回路諧振放大器

為了克服單調(diào)諧回路放大器的選擇性較差、通頻帶與電壓增益之間矛盾較大的缺點，可采用雙調(diào)諧回路放大器。雙調(diào)諧回路放大器具有頻帶寬、選擇性較好的優(yōu)點，并能較好地解決電壓增益與通頻帶之間的矛盾，從而在通信接收設備中廣泛應用。

1.雙調(diào)諧放大器的電路組成

雙調(diào)諧放大器是利用兩個相互耦合的單調(diào)諧回路作為選頻回路，并且兩個回路的諧振頻率都調(diào)諧在同一個中心頻率上。其電路原理圖如圖3.17(a)所示。在雙調(diào)諧諧振放大器中，被放大后的信號通過互感耦合回路加到下級放大器的輸入端，若耦合回路初、次級本身的損耗很小，則可忽略。設晶體管V1、V2的fT≥f，則雙調(diào)諧放大器的y參數(shù)交流等效電路如圖3.17(b)所示。從圖中可知，本級晶體管與下級晶體管都受接入回路的影響，其接入系數(shù)分別為p1與p2。在實際應用中，一般前后級所用晶體管皆為對稱的，并有初級回路與次級回路諧振于同一個工作頻率f0，將晶體管V1、V2的輸出與輸入分別折合至回路的兩端，則經(jīng)過變換后的等效電路如圖3.17(c)所示。為了分析簡便，設初、次級回路的元件參數(shù)相同，即

L1=L2=L、CΣ1=CΣ2=CΣ=C、gΣ1=gΣ2=gΣ=g

其中，有載品質(zhì)因數(shù)為如圖3.17(d)所示。這樣就可以直接引用第2章2.4節(jié)耦合振蕩回路的結(jié)果，很容易地推導出雙調(diào)諧回路放大器的性能特點。圖3.17雙調(diào)諧回路及其等效電路

2.雙調(diào)諧放大器的性能特點

1)電壓增益由圖3.17(d)的等效電路，利用2.4節(jié)的結(jié)論，可推導出雙調(diào)諧回路放大器的電壓增益為(3.41)引入廣義失諧量、耦合系數(shù)及耦合因數(shù)η=KQL，則為(3.42)以廣義失諧量ξ為自變量，耦合因數(shù)η為參變量，畫出Au的曲線圖，如圖3.18所示。諧振時ξ=0，則有(3.43)由式(3.43)可以看出，雙調(diào)諧回路放大器的電壓增益也與晶體管的正向傳輸導納|yfe|成正比，與回路的電導g成反比，而且還和耦合參數(shù)有關(guān)。若調(diào)節(jié)初、次級之間的耦合系數(shù)K，使放大器處于臨界耦合狀態(tài)，即η=1，則Au0達到最大值，這是雙諧振回路最常用的情況。即(3.44)圖3.18雙調(diào)諧放大器的頻率特性

2) 通頻帶由式(3.42)與式(3.44)可得歸一化諧振曲線的表達式為(3.45)討論式(3.45)可得雙耦合放大器的頻率特性，參考圖3.18可知：

(1)弱耦合η<1時，K<1/QL，諧振曲線在諧振頻率f0處(ξ=0)出現(xiàn)單峰。峰點處。

(2)強耦合η>1時，K>1/QL，諧振曲線出現(xiàn)雙峰，可得兩個峰值點的位置為。峰點處。

(3)臨界耦合η=1時，K=1/QL，諧振曲線也是在諧振頻率f0處(ξ=0)出現(xiàn)單峰。峰點處。而此情況下歸一化諧振曲線為(3.46)從圖3.18可以看出，當雙耦合諧振回路放大器在失諧較小(ξ很小)時，曲線比單調(diào)諧放大器的諧振曲線要平坦；而當失諧較大時(ξ較大)，增益比的下降速率很快。因此，雙調(diào)諧回路放大器具有較寬的通頻帶和較小的矩形系數(shù)。令式(3.46)中，可得臨界耦合時，雙調(diào)諧放大器的通頻帶(3.47)顯然，它是單調(diào)諧回路通頻帶的倍。

3)選擇性式(3.46)中，令Au/Au0max=1/10，可得臨界耦合時則。所以臨界耦合時雙調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)Kr0.1為(3.48)可以看出，臨界耦合的雙調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)比單調(diào)諧放大器的矩形系數(shù)小，因此更接近于矩形，其選擇性也較好。綜上所述，雙調(diào)諧放大器在弱耦合時，其放大器的諧振曲線和單調(diào)諧放大器相似，通頻帶窄，選擇性差；強耦合時，通頻帶顯著加寬，矩形系數(shù)變小，但不足之處是諧振曲線的頂部出現(xiàn)凹陷，這就使回路通頻帶、增益的兼顧較難。解決的方法通常是在電路上采用雙—單—雙的方式，即用雙諧振回路展寬頻帶，用單調(diào)諧回路補償中頻段曲線的凹陷，使其增益在通頻帶內(nèi)基本一致。但在大多數(shù)情況下，雙調(diào)諧放大器是工作在臨界耦合狀態(tài)的。同樣，對于多級(m級)臨界耦合雙調(diào)諧回路，放大器的歸一化電壓增益為(3.49)m級臨界耦合雙調(diào)諧回路放大器的通頻帶為(3.50)m級臨界耦合雙調(diào)諧回路放大器的矩形系數(shù)為(3.51)表3.3給出了不同的m值及與之相對應的(Kr0.1)m的值。與表3.2對比可知，多級雙調(diào)諧回路的矩形系數(shù)比多級單調(diào)諧回路的矩形系數(shù)要小得多，選擇性比較好，而且頻帶較寬，但它的調(diào)整相當困難。表3.3(Kr0.1)m與級數(shù)m的關(guān)系3.6諧振放大器的穩(wěn)定性

增益、通頻帶和選擇性是調(diào)諧放大器的三項基本指標。除此之外，在電路分析方面，其電路的穩(wěn)定性是放大器的重要指標之一。下面分析影響諧振放大器的穩(wěn)定性因素以及如何改善諧振放大器的穩(wěn)定性而采取的措施。3.6.1影響諧振放大器穩(wěn)定性的因素

前面對放大器性能的分析，都是在假定晶體管的反向傳輸導納yre=0，即輸出電路對輸入端沒有影響，放大器工作于穩(wěn)定狀態(tài)下得出的結(jié)論。但實際上yre≠0，下面，討論內(nèi)反饋yre的影響。根據(jù)圖3.10所示的調(diào)諧放大器的高頻等效電路，可以推導出單調(diào)諧放大器的輸入導納，其中，調(diào)諧放大器的輸入導納Yi并不等于放大器中晶體管的輸入導納yie，而是包括兩部分：①晶體管的輸入導納yie；②輸出電路通過反饋導納yre的作用，在輸入電路產(chǎn)生的等效導納，此等效導納還與負載導納的折合導納有關(guān)。這個等效導納的存在，有可能使放大器工作不穩(wěn)定，甚至發(fā)生自激。同理，可以推導出單級放大器的輸出導納是信號源內(nèi)導納)。它也不等于晶體管的輸出導納yoe。由于晶體管的內(nèi)部反饋作用，放大器的輸入和輸出導納，分別與負載及信號源有關(guān)。這種關(guān)系會給放大器的調(diào)試帶來很多麻煩。在實際應用中，采用單個晶體管作為放大器時，如果負載導納YL太大，則放大倍數(shù)Au會減少；如果YL太小，則放大器不穩(wěn)定。在設計放大器時對增益和穩(wěn)定性這一對矛盾體應該作全面的考慮。最好是確定放大器允許達到的最大穩(wěn)定增益界限，再考慮放大器的最大穩(wěn)定增益。為了分析方便，將圖3.10重畫為圖3.19所示。圖3.19調(diào)諧放大器的等效電路如果be兩端之間的總導納為零，即Ys+Yi=0，線路將產(chǎn)生自激振蕩(正弦波振蕩電路將講到)，其中Yi是放大器的輸入導納。線路產(chǎn)生自激振蕩的條件是(3.52)其中，令。式(3.52)中的四個導納Y1、Y2、yre、yfe都是復數(shù)，令φ1、φ2、φre和φfe分別代表Y1、Y2、Yre和Yfe的相角，則下面兩式也應成立：(3.54)放大器必須同時滿足上述兩個條件才能產(chǎn)生自激。如果僅滿足式(3.54)的相角條件，而式(3.53)中的第二項小于第一項，即由于晶體管內(nèi)部反饋而引起的負導納的絕對值小于Y1的絕對值時，放大器就不會自激。將式(3.53)中的第一項與第二項的比值稱為穩(wěn)定系數(shù)S，即如果S≤1，放大器將產(chǎn)生自激振蕩；如果S>1，即反饋導納較小，放大器不會產(chǎn)生自激。S越大，放大器離自激條件就越遠，工作就越穩(wěn)定。通常單級放大器取S=6。S確定后，根據(jù)晶體管的參數(shù)，就可以計算出Ys和。按照這樣的條件做成的放大器能夠保證有足夠的穩(wěn)定性。但S過大，放大器的增益將下降很多。通常情況下，S=5~10。(3.55)3.6.2改善諧振放大器穩(wěn)定性的措施

如前所述，由于晶體管內(nèi)存在yre的反饋，可能引起放大器工作的不穩(wěn)定。為了提高放大器的穩(wěn)定性，通常從兩個方面考慮。一是從晶體管本身想辦法，減少其反向傳輸導納yre的值。yre的大小取決于集電極與基極間的極電容Cb′c(由混合Π型等效電路圖可知，Cb′c跨接在輸入、輸出之間)，所以制作晶體管時應盡量使其Cb′c減小，使反饋容抗增大，反饋作用減弱。由于晶體管制造工藝的進步，這個問題已得到較好的解決。二是從電路上想辦法，設法消除晶體管的反向作用，使其單向化。具體可分為中和法與失配法。

1.中和法

中和法是在放大器線路中插入一個外加的反饋電路，使它的作用恰好與晶體管的內(nèi)反饋相互抵消。圖3.20(a)是中和電路的工作原理圖，圖3.20(b)為某收音機實際電路。由于yre≈jω0Cb′c，因此晶體管內(nèi)反饋主要由集電極電容Cb′c決定。粗略地說，集電極電壓通過Cb′c把反饋電流(相當于

)注入基極。為了抵消這個電流，在回路次級線圈L2至基極之間插入了一個中和電容Cn，這樣就形成一中和電流從輸出端反饋回基極。因連線時使L1與L2的方向相反，集電極電壓與輸出電壓的極性正好相差180°，這樣就與方向相反。如果適當?shù)卣{(diào)整Cn使中和電流與反饋電流大小相等。這樣，流入基極的兩個電流就相互抵消，放大器輸出對輸入的影響就隨之消除了。圖3.20中和電路以上粗略地說明了中和電路的原理。由于yre是隨頻率變化的，所以固定的中和電容Cn只能在某一個頻率點起到完全中和的作用，對其他頻率只能起到部分中和作用；又因為yre是一個復數(shù)，中和電路應該是一個由電阻和電容組成的網(wǎng)絡，這會給設計和調(diào)試增加困難。另外，在高頻段如果再考慮到分布參數(shù)的作用和溫度變化等因素的影響，中和電路的效果是有限的，因此目前僅在收音機中采用中和法，而在要求較高的通信設備中一般不建議采用。

2.失配法

由諧振放大器的輸入導納Yi的表達式可以看出，如果負載折合導納YL′很大，則放大器的輸入導納(3.56)這樣,Yi就基本上與YL′無關(guān)了。即使YL′有變化，對Yi的影響也將變得很小,幾乎可以忽略。同理，當信號源內(nèi)導納Ysyie時，放大器的輸出導納Yo變成(3.57)可知，Yo也與Ys無關(guān)，只取決于晶體管本身的參數(shù)。采用了以上措施后，晶體管除了具有我們希望的放大作用外，其輸出端與輸入端互不影響，從而達到了使晶體管單向化的目的。當負載導納YL很大時，負載折合導納YL′也很大，再加上Ysyie，因此放大電路將嚴重失配，這時輸出電壓相應減少，同時，反饋到輸入端的信號就大大減弱，對輸入電路的影響也隨之減小。一旦嚴重失配，放大器的增益也會嚴重下降。因此，采用失配法減小晶體管內(nèi)反饋是以犧牲放大器的增益為代價的用失配法實現(xiàn)晶體管單向化的方案很多，為滿足增益和穩(wěn)定性的要求，圖3.21所示的用兩只晶體管按照共射-共基方式級聯(lián)而成的復合管是常采用的一種方式。圖3.21共發(fā)-共基電路晶體管V1采用共發(fā)射極方式，它的負載導納YL就是第二級晶體管共基方式工作的晶體管V2的輸入導納Yib。因共基組態(tài)的晶體管輸入導納yib很大(yib=yie+yre+yfe+yoe)，所以復合管的輸入導納Yi≈yie。另外對V2而言，其信號源內(nèi)導納Ys等于V1管的輸出導納yoe，即Ys≈yoe。因yoeyib，所以對復合管而言，輸出導納，它取決于晶體管V2本身的參數(shù)，而與真正的信號源內(nèi)導納無關(guān)。這樣，復合管從整體上看就是單向化了。由于共基極電路的輸入導納較大，當它和輸出導納較小的共發(fā)射極電路相連接時，相當于增[大了共發(fā)射極電路的負載導納而使之失配，從而使共發(fā)射極晶體管的內(nèi)部反饋減弱，穩(wěn)定性大大提高。共發(fā)射極電路在負載導納很大的情況下，雖然電壓增益會減少，但電流增益仍然很大；雖然共基極電路的電流增益接近于1，但電壓增益很大。所以將二者級聯(lián)后，會相互補償，電壓增益和電流增益都會比較大。此外共射-共基級聯(lián)方式的上限頻率也較高。3.7集成諧振放大電路和集中選頻放大器前面介紹的諧振放大器中既有放大器件又有選擇性電路，可用于窄帶信號的選頻放大。為了獲得高增益，一般常采用多級放大電路。對于多級調(diào)諧放大電路，要求每級均有LC諧振回路，因而造成元件多，調(diào)諧不方便，且不易獲得較寬的通頻帶，選擇性也不夠理想。此外由于回路直接與有源器件連接，頻率特性常會受到晶體管參數(shù)及工作點變化的影響。另外，在高增益的多級放大器中，即使放大器內(nèi)部反饋很少，也可能由于布線之間的寄生反饋而產(chǎn)生自激，影響穩(wěn)定性和可靠性。故隨著電子技術(shù)的發(fā)展，高增益寬頻帶的集成放大電路被廣泛應用于選頻放大電路中，以適應現(xiàn)代雷達、通信和電視等系統(tǒng)對寬頻帶的要求。高增益寬頻帶的集成放大電路可分為兩類：一類是非選頻的高頻集成放大器，主要用于某些不需要選頻功能的設備中，通常以電阻或?qū)拵Ц哳l變壓器作負載；另一類是選頻放大器，用于需要有選頻功能的場合，如接收機中的中放就是它的典型應用。由于放大部分采用了寬帶集成電路，故簡稱為寬帶集成諧振放大電路。該集成電路具有可靠性高、性能好、體積小、重量輕、便于安裝調(diào)試和適合大批量生產(chǎn)等優(yōu)點被廣泛應用在各種無線電設備中。集成諧振放大電路把高頻放大器的兩大任務——放大和選頻功能分開了。放大功能由寬帶集成電路完成，選頻功能常采用矩形系數(shù)較好的集中選頻濾波器，如前章介紹的石英晶體濾波器、陶瓷濾波器、聲表面波濾波器等來完成信號的選擇。所以也把這種電路稱為集中選頻放大器。常采用的集中選頻放大器組成框圖如圖3.22所示。圖3.22集中選頻放大器組成框圖集成諧振放大電路以集中選頻代替逐級選頻，可減少晶體管參數(shù)的不穩(wěn)定性對選頻回路的影響，保證放大器的穩(wěn)定指標，減少調(diào)試的難度，有利于發(fā)揮集成電路的優(yōu)勢。目前，寬帶集成諧振電路的型號很多，各自的性能和適用范圍也有所不同。使用時可根據(jù)放大器的技術(shù)指標要求，查閱有關(guān)的集成放大電路手冊。圖3.23所示為彩色電視接收機的中放部分電路。包括外接前置中放、聲表面波濾波器SAWF和TA7680AP內(nèi)部中頻放大部分的電路圖。從電視機高頻調(diào)諧器送來的圖像、伴音中頻信號(載頻為38MHz、帶寬為8MHz)，由分立元件組成的前置寬帶放大器進行預放大后，進入聲表面波濾波器SAWF(SAWF作為一個帶通濾波器)，然后由TP7680AP的⑦、⑧腳雙端輸入，經(jīng)三級相同的具有AGC特性的高增益、寬頻帶直接耦合差動放大器之后，送入TA7680AP內(nèi)的檢波電路。

TA7680AP內(nèi)每一級放大器均為雙端輸入雙端輸出，且由帶有射極跟隨器的差分電路組成。如第一級的射極跟隨器V1和V3起極間隔離和阻抗變換作用，提高差分放大器V2、V4的輸入阻抗。第三級的輸出通過V18、V19射極跟隨后，經(jīng)R43、R44送往解調(diào)電路。為了提高三級放大電路的穩(wěn)定性，引入了一條直流負反饋通路。從V18、V19的發(fā)射極輸出經(jīng)R45、R46、C1和C2組成的低通濾波網(wǎng)絡后，濾除圖像中頻信號，再經(jīng)R47、R48及⑥、⑨腳外接1000pF電容進一步濾除殘余中頻信號，然后通過R1和R2加到第一級V1和V3的基極。為了降低整個放大電路的噪聲系數(shù)，并保證增益控制特性平穩(wěn)，中放自動增益控制(AGC)采用逐級延遲方式，即首先使輸出幅度最大的第三級增益下降，這樣前兩級放大器的增益保持不變，總噪聲系數(shù)幾乎不會增大。若輸出電壓仍然很大，再陸續(xù)使第二級、第一級的增益下降。3.8放大器的噪聲

噪聲是一種隨機信號，其頻譜分布于整個無線電工作頻率范圍，因此它是影響各類收信機性能的主要因素之一。放大器的噪聲，就是在放大器或電子設備的輸出端與有用信號同時存在的一種隨機變化的電流或電壓，即使沒有有用信號，它也存在。例如，收音機中常聽到的“沙沙”聲；電視機圖像背景上的“雪花”斑點等，這些都是接收機或者放大器內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲。由于放大電路內(nèi)部具有噪聲，因此當外來信號通過放大電路輸出的同時，也有內(nèi)部噪聲的輸出。如果外來信號小到一定值時，從放大器輸出的有用信號和噪聲大小則差不多，甚至比噪聲還小，那么在放大器的輸出端將無法識別有用信號。因此，噪聲分析是非常重要的，但是噪聲涉及的范圍很廣，計算也比較復雜，詳細的理論分析我們暫不考慮，下面只對噪聲問題做一些簡單的介紹和分析。3.8.1電子噪聲的來源及特性

在雷達、通信、廣播、電視和遙控遙測等無線電系統(tǒng)中，接收機和放大器的輸出端除了有用信號外，還包含有害的噪聲。噪聲的種類很多，有的是從無線電設備外部串擾進來的，常稱為外部干擾。外部干擾可分為自然的和人為的。自然干擾有天電干擾、宇宙干擾和大地干擾等，這些自然干擾會被無線電系統(tǒng)的天線接收和輻射；人為干擾是人類活動所產(chǎn)生的各種干擾，主要有工業(yè)干擾和無線電干擾等。工業(yè)干擾來源于各種電氣設備，如開關(guān)接觸噪聲、工業(yè)的點火輻射等；無線電干擾來源于各種無線電發(fā)射機，如外臺干擾等。有的噪聲是電子設備本身產(chǎn)生的各種噪聲，通常稱為內(nèi)部噪聲，如電阻一類的導體中自由電子的熱運動產(chǎn)生的熱噪聲、電子管中電子的起伏發(fā)射或晶體管中載流子的起伏變化產(chǎn)生的散彈噪聲等。我們分析的主要是內(nèi)部噪聲，內(nèi)部噪聲源主要是電阻熱噪聲及有源器件的噪聲。熱噪聲、散彈噪聲及外部宇宙噪聲始終是存在的，是一種起伏噪聲，即一種連續(xù)波隨機噪聲，對其特性的表征采用隨機過程的分析方法。起伏噪聲的特點是具有相當寬的頻帶，且在較寬的頻帶范圍內(nèi)噪聲的功率譜密度是平坦的，可以看成是常數(shù)。3.8.2噪聲的分類、表示與計算方法

1.噪聲的分類下面主要分析放大電路的內(nèi)部噪聲。內(nèi)部噪聲來源于包括輸入阻抗在內(nèi)的電阻熱噪聲和有源器件的噪聲。

1)電阻熱噪聲電阻熱噪聲是由電阻內(nèi)部自由電子無規(guī)則熱運動引起的。溫度越高，這種運動越劇烈，只有當溫度下降到絕對零度時，運動才會停止。因為自由電子運動速度的大小和方向都是不規(guī)則的，所以通過導體任一截面的自由電子數(shù)目是隨時間變化的。即使在導體兩端不外加電壓，導體中也會有這種由于熱運動而引起的電流，這種電流呈雜亂起伏狀態(tài)，即起伏噪聲電流。起伏噪聲電流通過電阻本身就會在其兩端產(chǎn)生起伏噪聲電壓(對外電路而言則是起伏噪聲電動勢)。起伏噪聲電壓的瞬時振幅和瞬時相位是隨機變化的，故無法確切地寫出它的數(shù)學表達式。但大量的實踐和理論分析已經(jīng)得出了它們的規(guī)律性，其特性可以用概率特性，如功率譜密度來描述。例如，電阻的熱噪聲電壓un(t)具有很寬的頻譜，它從零頻率開始，連續(xù)不斷地一直延伸到1013~1014以上的頻率，而且它的各個頻率分量的強度是相等的。其頻率與白噪聲的頻譜類似，故熱噪聲是一種白噪聲。理論和實驗證明，電阻熱噪聲的頻譜在極寬的頻帶內(nèi)具有均勻的功率譜密度。當溫度為T(K)時，阻值為R的電阻，其熱噪聲電壓功率譜密度為

S(f)=4kTR

(V2/Hz)

(3.58)式中，k為波爾茲曼常數(shù)，k=1.38×10－23J/K；T為電阻的熱力學溫度，單位是K。因為功率譜密度表示單位頻帶內(nèi)的噪聲電壓均方值，故噪聲電壓的均方值為(3.59)式中，G=1/R；Δfn為熱噪聲的等效噪聲帶寬，單位為Hz。由式(3.59)可知，頻帶越寬、溫度越高、阻值越大，噪聲電壓就越大。電阻的熱噪聲可以用一個均方值為的噪聲電壓源和一個理想無噪聲的電阻R串聯(lián)等效，也可以用一個噪聲電流源和無噪聲的理想電導并聯(lián)等效，如圖3.24所示。因功率與電壓或電流的均方值成正比，電阻熱噪聲也可以看成是噪聲功率源。圖3.24電阻熱噪聲的等效電路一般當數(shù)個元件相串聯(lián)時，用電壓源等效電路比較方便，而當數(shù)個元件并聯(lián)時，則采用電流源等效電路比較方便。實際電路中若包含多個電阻時，每一個電阻都將引入一個噪聲源。對于線性網(wǎng)絡的噪聲，適用疊加原則，總的噪聲輸出功率是每個噪聲源單獨作用在輸出端所產(chǎn)生的噪聲功率之和。

2)晶體三極管的噪聲晶體三極管噪聲是電子設備內(nèi)部固有噪聲的另一個重要來源。主要包括熱噪聲、散彈噪聲、分配噪聲和閃爍噪聲四個部分。

(1)熱噪聲。構(gòu)成晶體管發(fā)射區(qū)、基區(qū)、集電區(qū)的體電阻和引線電阻均會產(chǎn)生熱噪聲，其中以基區(qū)體電阻rbb′產(chǎn)生的噪聲為主。rbb′產(chǎn)生的熱噪聲用噪聲功率譜表示為

S(f)=4kTrbb′

(3.61)

(2)散彈噪聲。散彈噪聲是由單位時間內(nèi)通過晶體管PN結(jié)的載流子數(shù)目隨機起伏流動而產(chǎn)生的噪聲。人們將這種現(xiàn)象比擬為靶場上大量射擊時子彈著點對靶心的偏離，故稱為散彈噪聲。由于散彈噪聲是由大量載流子引起的，每個載流子通過PN結(jié)的時間很短，因此其噪聲功率譜與電阻熱噪聲類似，在帶寬Δfn內(nèi)具有平坦的噪聲功率譜，屬于白噪聲。根據(jù)理論和實驗表明，散彈噪聲引起的電流起伏均方根值與PN結(jié)的直流電流成正比，其電流的均方值為(3.62)式中，Io是通過PN結(jié)的平均電流值；q是每個載流子所載的電荷量，q=1.59×1019C。注意，在Io=0時，散彈噪聲為零，然而只要不是絕對零度，熱噪聲總是存在的。一般情況下，散彈噪聲大于電阻熱噪聲。晶體三極管中有發(fā)射極和集電極，發(fā)射極工作于正向偏置，結(jié)電流大；集電極工作于反向偏置，除了基極來的傳輸電流外，還存在反向飽和電流。因此發(fā)射極的散彈噪聲起主要作用，而集電極的散彈噪聲可以忽略。

(3)分配噪聲。晶體管發(fā)射區(qū)注入到基區(qū)的非平衡少數(shù)載流子，其中大部分經(jīng)過基區(qū)到達集電極，形成集電極電流；少部分在基區(qū)被基極流入的大多數(shù)載流子復合，產(chǎn)生基極電流。載流子復合時，其數(shù)量是隨機起伏的。分配噪聲就是集電極電流隨基區(qū)載流子復合數(shù)量的隨機變化所引起的噪聲。晶體管的電流放大倍數(shù)α、β只是反映平均意思上的分配比。這種因分配比起伏變化而產(chǎn)生的集電極電流、基極電流起伏噪聲，稱為晶體管的分配噪聲。分配噪聲實際上也是一種散彈噪聲，但它的功率頻譜密度是隨頻率變化的，頻率越高，噪聲越大。理論與實踐證明，分配噪聲可用集電極噪聲電流的均方值表示，其值為(3.63)式中，ICQ為三極管集電極靜態(tài)電流；α0為低頻共基短路電流放大倍數(shù)；為高頻時共基短路電流放大倍數(shù)的復數(shù)值，其值為(3.64)式中，fo為晶體管共基截止頻率，f為晶體管工作頻率。

(4)閃爍噪聲。閃爍噪聲一般認為是由于晶體管表面清潔處理不好或缺陷而引起的噪聲。它與晶體表面少數(shù)載流子的復合有關(guān)，表現(xiàn)為發(fā)射極電流的起伏，其電流噪聲功率譜密度與頻率近似成反比，故又稱為1/f噪聲。其特點是頻率集中在低頻(幾千赫以下)范圍內(nèi)，且功率譜密度隨頻率降低而增大。在高頻工作時，除非考慮閃爍噪聲的調(diào)幅、調(diào)相作用，通常不考慮它的影響。晶體管內(nèi)部噪聲影響的大小用噪聲系數(shù)NF表示(噪聲系數(shù)的定義將在后面介紹)，一般晶體管的噪聲頻率特性如圖3.25所示?？梢钥闯?，在f1<f<f2的頻段內(nèi)，噪聲系數(shù)與頻率無關(guān)，這時的噪聲主要是散彈噪聲和熱噪聲；在f<f1的頻段內(nèi)，噪聲系數(shù)隨頻率的下降以接近1/f的變化規(guī)律迅速增大，這時主要是閃爍噪聲；在f>f2的頻段內(nèi)，噪聲系數(shù)隨頻率的升高以接近于6dB/倍頻程的變化規(guī)律迅速增大，這時的噪聲主要是分配噪聲。為獲得低噪聲性能的放大器，應選用噪聲系數(shù)小的晶體三極管，同時使晶體三極管工作在f1~f2的頻段內(nèi)。圖3.25晶體管的噪聲頻率特性

3)二極管和場效應管的噪聲晶體二極管工作狀態(tài)分為正偏和反偏兩種。正偏使用時，主要是直流通過PN結(jié)時產(chǎn)生的散粒噪聲。相比散射噪聲而言，由半導體材料體電阻產(chǎn)生的熱噪聲可忽略。反偏使用時，因反向飽和電流很小，故其產(chǎn)生的散粒噪聲也小。但如果達到反向擊穿，又分為齊納擊穿和雪崩擊穿兩種情況：齊納擊穿二極管主要是散粒噪聲，個別的有閃爍噪聲；雪崩擊穿二極管除了有散粒噪聲，還有由于結(jié)片內(nèi)雜質(zhì)缺陷和結(jié)寬的變化所引起的多態(tài)噪聲，即其噪聲電壓在兩個或兩個以上不同電平上進行隨機轉(zhuǎn)換，不同電平可能相差若干個毫伏。因此雪崩擊穿二極管的噪聲較大。通常，硅二極管工作電壓在4V以下是齊納二極管，7V以上是雪崩二極管，在4～7V之間時兩種二極管都有。為了降低噪聲，最好是選用低壓齊納二極管。場效應管的噪聲不同于晶體三極管的噪聲，其主要噪聲為溝道電阻產(chǎn)生的熱噪聲、溝道熱噪聲通過溝道與柵極電容耦合作用在柵極上產(chǎn)生的感應噪聲以及閃爍噪聲。

4)接收天線噪聲無線電發(fā)射或接收系統(tǒng)中輻射或接收無線電波是由天線來完成的，天線輻射或接收電磁波的同時，也會輻射或接收噪聲，這種噪聲稱為天線噪聲。它用天線的輻射電阻RA在溫度TA時產(chǎn)生的熱噪聲來表示，故歸于內(nèi)部噪聲處理。根據(jù)天線理論，輻射電阻是計算天線輻射功率大小的一個重要參量，與輻射電阻相比，天線的歐姆電阻通常是可以忽略的。接收天線端口呈現(xiàn)的噪聲有兩個來源：第一是歐姆電阻產(chǎn)生的熱噪聲(通?？梢院雎?；第二是接收外來噪聲能量，其一是周圍介質(zhì)輻射的噪聲能量，因為任何溫度大于絕對零度的物體都要輻射能量，顯然天線端口呈現(xiàn)噪聲的大小與周圍介質(zhì)所處的溫度有關(guān)，其二是宇宙輻射干擾的能量。所以天線的噪聲是這些噪聲和干擾的綜合，且與周圍介質(zhì)的溫度、天線的指向以及頻率有關(guān)。為了便于工程計算，統(tǒng)一規(guī)定用天線的輻射電阻RA在溫度TA時產(chǎn)生的熱噪聲來表示天線的噪聲性能。顯然，這一電阻是虛構(gòu)的，我們將TA稱為“天線有效噪聲溫度”，可以通過測量得到，TA與天線周圍介質(zhì)密度和溫度分布以及天線的方向性有關(guān)。當天線和其周圍的介質(zhì)處于熱平衡狀態(tài)時，天線的噪聲電壓均方值可表示為(3.65)例如，有一根輻射電阻為200Ω的接收天線，用帶寬為104Hz的儀器測得其端口的噪聲電壓有效值為0.1μV，則用式(3.65)算得所以，此天線的噪聲等效為200Ω電阻在溫度90.6K時產(chǎn)生的熱噪聲。除此之外，還有來自太陽、銀河系及月球等的無線電輻射的宇宙噪聲，這種噪聲在空間的分布是不均勻的，且與時間(晝夜)和頻率有關(guān)。通常，銀河系的輻射較強，其影響主要在米波及更長波，長期觀測表明，這種影響是穩(wěn)定的。太陽的影響最大且極不穩(wěn)定，它與太陽黑子及日輝(太陽爆發(fā))有關(guān)。

2.噪聲的表示方法及計算在高頻電路中，為了使放大器能夠正常工作，除了要滿足增益、通頻帶、選擇性等要求之外，還應對放大器的內(nèi)部噪聲進行限制。下面分析描述放大器噪聲的幾個性能指標。

1)等效噪聲頻帶寬度電阻熱噪聲是均勻頻譜的白噪聲，通過線性二端口網(wǎng)絡后，噪聲將怎樣變化？例如，放大電路具有一定的頻率特性，噪聲通過放大電路后，輸出噪聲是否也是均勻頻譜呢？設二端口網(wǎng)絡的電壓傳輸系數(shù)為A(f)，輸入端的噪聲功率頻譜密度為Si(f)，輸出端的噪聲功率譜密度為So(f)。根據(jù)信號與線性系統(tǒng)的結(jié)論可知：

So(f)=|A(f)|2Si(f)

(3.66)因此，作用于輸入端的均勻功率譜密度為Si(f)的白噪聲，通過傳輸系數(shù)為|A(f)|2的線性網(wǎng)絡后，如果|A(f)|2不是常系數(shù)，則輸出端的噪聲功率譜密度就不再是均勻的了。在這種情況下如何獲得輸出端噪聲電壓的均方值呢？由于起伏噪聲電壓的均方值與功率譜密度之間存在的關(guān)系為對于線性網(wǎng)絡來說，輸出端的噪聲電壓均方值可寫成(3.67)可用So(f)曲線與橫坐標軸f之間的面積來表示。等效噪聲帶寬是按噪聲功率相等(幾何意義即面積相等)來等效的。圖3.26中，虛線表示的寬度為Δfn、高度為So(fo)的矩形面積與曲線So(f)下的面積相等，So(fo)表示輸出端特定頻率點fo處的噪聲功率譜密度。Δfn即為等效噪聲帶寬。由于面積相等，所以起伏噪聲通過這樣兩個特性不同的網(wǎng)絡后，具有相同的輸出電壓均方值。根據(jù)功率相等的條件，可得(3.68)將式(3.67)代入式(3.68)中，可得(3.69)圖3.26等效噪聲帶寬示意圖故線性網(wǎng)絡輸出端的噪聲電壓均方值為(3.70)因為Si(f)=4kTR，所以(3.71)通常，|A(fo)|2是已知的。所以，只要能求出Δfn，就很容易算出。對于其他噪聲源來說，只要噪聲功率譜密度是白噪聲，都可以應用Δfn來計算其通過線性網(wǎng)絡后輸出噪聲電壓的均方值。必須指出，線性網(wǎng)絡的等效噪聲帶寬Δfn與信號通頻帶2Δf0.7是不同的兩個概念。前者是從噪聲的角度引出來的，而后者是對信號而言的，但二者之間有一定的關(guān)系?？梢宰C明：對于常用的單調(diào)諧并聯(lián)回路來說：(3.72)隨著回路級數(shù)m的增加，等效噪聲帶寬與信號通頻帶的差別越來越小。

2)噪聲系數(shù)如果放大器內(nèi)部不產(chǎn)生噪聲，當輸入信號與噪聲通過它時，二者都得到同樣的放大，那么放大器輸出端信號功率與噪聲功率的比值(稱為信噪比)應該和輸入端信號功率與噪聲功率的比值相等。但實際放大器是由晶體管和電阻等元器件組成，它們都會產(chǎn)生噪聲，所以輸出信噪比總是小于輸入信噪比。為了衡量放大器噪聲性能的好壞，提出了噪聲系數(shù)這一性能指標。放大電路的噪聲系數(shù)的定義為：放大電路的輸入端信噪比Si/Ni=Psi/Pni與輸出端信噪比So/No=Pso/Pno的比值，用NF表示為(3.73)用分貝數(shù)表示為(3.74)它表示信號通過放大器后，信噪比變差的程度。如果放大電路是理想無噪聲的線性網(wǎng)絡，那么其輸入的信號和噪聲會得到同樣的放大。而輸出信噪比與輸入信噪比相同，噪聲系數(shù)NF=1。若放大電路本身有噪聲，則輸出噪聲功率等于放大后的輸入噪聲功率和放大電路本身噪聲功率之和。顯然，經(jīng)放大后，輸出端的信噪比降低，即NF>1。式(3.73)是噪聲系數(shù)的基本定義。若將它作適當?shù)淖儞Q，可有另一種表示形式：(3.75)式中，AP=Pso/Psi為放大電路的功率增益。

APPni表示信號源產(chǎn)生的噪聲通過放大電路放大后在輸出端所產(chǎn)生的噪聲功率，可用Pnoi表示，則式(3.75)可寫成(3.76)上式表明，噪聲系數(shù)NF僅與輸出端的兩個噪聲功率Pno、Pnoi有關(guān)，而與輸入信號的大小無關(guān)。實際上，放大電路的輸出噪聲功率Pno由兩部分組成：一部分是Pnoi=APPni；另一部分是放大電路本身產(chǎn)生的噪聲在輸出端呈現(xiàn)的噪聲功率，用Pnon表示，即Pno=Pnoi+Pnon。所以，噪聲系數(shù)又可寫成(3.77)由此可以看出噪聲系數(shù)與放大電路內(nèi)部噪聲的關(guān)系。應該指出，噪聲系數(shù)的概念僅僅適用于線性電路，可用功率增益來描述。對非線性電路，信號與噪聲、噪聲與噪聲之間會相互作用，即使電路本身不產(chǎn)生噪聲，輸出端的信噪比也和輸入端的不同，因此噪聲系數(shù)的概念就不適用。為了計算和測量的方便，噪聲系數(shù)可用額定功率和額定功率增益來表示。當信號源內(nèi)阻(用Rs表示)與放大電路的輸入電阻(用Ri表示)相等，即輸入端匹配時，信號源有最大功率輸出。這個最大功率稱為額定輸入信號功率。其值為(3.78)而額定輸入噪聲功率為(3.79)由此看出，不管信號源內(nèi)阻如何，它產(chǎn)生的額定噪聲功率是相同的，均為kTΔfn，與電阻值大小無關(guān)，只與電阻所處的環(huán)境溫度和系統(tǒng)帶寬有關(guān)。但信號源額定功率隨著內(nèi)阻的增加而減小。當Ri≠Rs時，額定信號功率和額定噪聲功率的數(shù)值不變。但這時的額定功率不表示實際的功率。同理，對輸出端來說，當放大電路的輸出電阻Ro和負載電阻RL相等，即輸出端匹配時，輸出端的功率為額定信號功率為Pso′和額定噪聲功率P

no′。當Ro≠RL時，Pso′和Pno′的數(shù)值不變，但不表示輸出端的實際功率。額定功率增益是指放大電路的輸入和輸出都匹配時(即Ri=RL，Ro=RL時)的功率增益，即APH=Pso′/Psi′。額定功率增益的概念在放大電路不匹配時也是存在的，因此，噪聲系數(shù)也可以定義為(3.80)這是噪聲系數(shù)的又一種表示形式。用此式進行計算和測量噪聲比較方便。

3)多級放大器的噪聲系數(shù)