《高頻電路原理與應用》課件第6章

第6章振幅調制、解調及混頻

6.1概述6.2振幅調制6.3振幅調制信號的解調6.4混頻電路6.5調幅收音機實例本章小結思考題與習題在通信和廣播、電視發(fā)送系統(tǒng)中，為了有效地實現信息傳輸和信號處理，廣泛地采用了各種頻譜變換電路(或稱頻率變換電路和頻譜搬移電路)。此類電路具備將輸入信號頻譜進行變換，以獲取具有所需頻譜的輸出信號的功能，是通信系統(tǒng)最基本的單元電路。根據頻譜變換的不同特點，頻譜變換電路分為頻譜線性變換電路和頻譜非線性變換電路。頻譜線性變換電路的特點是輸出信號與輸入信號的頻譜具有簡單線性關系；從頻域看，在頻譜搬移的過程中，輸入信號的頻譜結構不發(fā)生變化，即搬移前后各頻率分量的比例關系不發(fā)生變化，只是將輸入信號頻譜沿頻率軸進行不失真的線性搬移。振幅調制與解調、混頻電路就是典型的頻譜線性搬移電路。頻譜非線性變換電路的特點是輸出信號和輸入信號的頻譜不再是簡單的線性關系，也不是頻譜的簡單搬移，而是在搬移過程中將輸入信號頻譜進行特定的非線性變換，變換前后譜結構不同，如調頻與鑒頻電路，調相與鑒相電路都屬于這種類型的電路。對于頻譜變換電路而言，不論頻譜如何搬移，輸出信號的頻率分量總與輸入信號的頻率分量不盡相同，即有新的頻率分量產生，所以頻譜搬移過程必須利用非線性器件才能實現?？梢?，頻譜變換電路屬于非線性電路。常見的進行頻率變換的非線性器件有二極管、三極管、場效應管以及模擬相乘器。它們都是具有相乘特性的非線性器件，可作為乘法器使用，因此可把頻率變換歸結為兩個信號相乘的結果。通常頻譜變換電路分類見圖6.1。本章討論的是頻譜線性變換電路中的振幅調制與解調和混頻電路。圖6.1頻譜變換電路分類6.1概述

6.1.1調制、解調原理

通信的主要任務就是將各種信息(包括語言、文字、圖像和數據等)由發(fā)送者傳遞給接收者，以達到無失真?zhèn)魉托畔⒌哪康?。對于無線通信方式而言，根據電磁場理論可知，只有天線長度與電信號的波長相比擬時(L≈λ/4)，電信號才能以電磁波形式有效地通過天線向外輻射，這就要求被發(fā)送的電信號必須有足夠高的頻率或采用尺寸足夠大的天線。由于要傳送的信號多為基帶信號，其信號的頻率較低，最高也只有幾千赫茲。對于這種電信號通過增加天線的長度來進行有效地發(fā)送是難以想象的。即使那么長的天線能夠制造出來，但由于各電臺都用幾乎同樣的頻率發(fā)射，在空間會形成干擾，接收端也無法收到需要的信號。為了解決這些問題，就需要將低頻信號搬移到不同的高頻段，以實現頻分復用。這樣可以利用頻率較高的載波將待發(fā)送的低頻信號“攜帶”到空間中去，并且不同的電臺采用不同頻率的高頻載波，使得在同一信道中傳送的大量電磁波由于頻分復用而不會相互干擾。接收者通過選擇從空間接收到所需高頻電磁波后，再將低頻信號從接收信號中提取出來，并變換成原始低頻信號。這樣的過程就實現了信號的調制與解調。有線通信雖然可以傳輸語音類的低頻信號，但一條信道只允許傳輸一路信號，信道利用率很低，所以有線通信中也需要將各路語音信號搬移到不同的頻段，采用頻分復用的“多路通信”技術可實現多路信號經一根導線傳輸而又互不干擾。因此，無論是無線通信還是有線通信都要使用頻分復用技術，也就是都要進行調制，進而在接收端都需要解調。調制過程是將包含信息的基帶信號轉換成適合信道傳輸的頻帶信號的過程，也就是在發(fā)射端將要傳送的低頻信號“加載”到高頻信號上，從而實現遠距離傳播的過程。此方式便于天線發(fā)送或實現不同信號源、不同系統(tǒng)的頻分復用。通常將未調制的高頻信號稱為載波信號，將低頻或視頻信號(基帶信號)稱為調制信號，將調制后的高頻信號稱為已調信號。一般來說，高頻載波電壓(電流)可用簡諧波來表示，其數學表示式為

a(t)=Acosφ(t)=Acos(ωt+φ0)

(6.1)式中，A是正弦波的振幅，ω是角頻率，φ(t)是瞬時相位，φ0是初相角。任何一個正弦波都有三個基本參數：幅度、頻率和初相位，它們都是常數，本身不包含要傳輸的任何信息。因此，調制實際上就是用待傳輸的調制信號去控制一個等幅的載波信號的某個參數，使該參數按調制信號的規(guī)律變化(該參數的變化規(guī)律與調制信號成線性關系)。這樣，已調波就是一個帶有調制信號特征或者包含調制信號信息的高頻振蕩信號。解調是在接收端將已調信號從高頻段變換到低頻段，恢復原調制信號的過程。它是調制的逆過程。幅度調制的解調簡稱檢波，實現解調的裝置叫解調器或檢波器。從頻譜變換的角度來看，不論是調制還是解調，其實質都是在功能實現的過程中發(fā)生了頻率變換，產生了新的頻率分量。本章討論的調幅、檢波和混頻電路在頻譜線性搬移的過程中，變換前后信號的頻譜結構沒有發(fā)生變化(即各分量的頻率間隔和相對幅度保持不變)，只是頻率位置發(fā)生改變，這說明變換前后信號所包含的有用信息不變。由于調幅和檢波都可以歸結為兩個信號相乘的結果，所以只要兩個信號共同作用于具有相乘特性的非線性器件上，將產生無數個新的頻率分量，經過特定的選頻網絡選頻，就可實現調幅與檢波。這就是調幅與檢波的基本工作原理。實際上，這一原理也適用于混頻。6.1.2調制的分類

調制方式有很多種類型，常見的調制方式分類如下：

1.模擬調制

模擬調制是指調制信號為連續(xù)變化的模擬信號時的調制方式，又根據載波是連續(xù)的正弦信號，還是離散的矩形脈沖序列，分正弦波調制和脈沖調制兩大類。

1)正弦波調制正弦波調制也稱連續(xù)波調制，是以高頻正弦波為載波，用低頻調制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量，分別得到調幅(AM)、調頻(FM)和調相(PM)。

(1)振幅調制：由調制信號去控制載波振幅，使已調信號的振幅隨調制信號線性變化，也稱幅度調制，簡稱調幅。調幅方式又可分為普通調幅(AM)、抑制載波的雙邊帶調幅(DSB)、單邊帶調幅(SSB)、殘留邊帶調幅(VSB)，其解調過程叫檢波，或幅度解調。

(2)頻率調制：由調制信號去控制載波頻率，使已調波的頻率隨調制信號線性變化，而維持載波振幅不變，簡稱調頻(FM)，其解調過程叫鑒頻，頻率檢波或頻率解調。

(3)相位調制：由調制信號去控制載波相位，使已調波的相位隨調制信號線性變化，而維持載波振幅不變，簡稱調相(PM)，其解調過程叫鑒相，相位檢波或相位解調。通常，調頻和調相統(tǒng)稱為調角制或角度調制。

2)脈沖調制脈沖調制以脈沖信號作為載波對連續(xù)的調制信號進行采樣，得到一個時間上離散的調制信號，之后用各離散時刻調制信號的采樣值去控制脈沖的幅度、脈沖寬度或脈沖位置等參量，使之隨調制信號變化。常用的脈沖調制有以下幾種：

(1)脈沖幅度調制(PAM)：用調制信號控制脈沖序列的幅度，使脈沖幅度在其平均值上下隨調制信號的瞬時值變化。它是脈沖調制中最簡單的一種，簡稱脈幅調制。

2)脈沖寬度調制(PWM)：又稱脈沖持續(xù)時間調制(PDM)。用調制信號控制脈沖的寬度，使每個脈沖的持續(xù)時間與瞬時調制信號成比例，其脈沖幅度不變，簡稱脈寬調制。

(3)脈沖相位調制(PPM)：用調制信號控制脈沖序列中各脈沖的相對位置(即相位)，使各脈沖的相位隨調制信號變化，其脈沖幅度和寬度均保持不變，簡稱脈位調制。

(4)脈沖編碼調制(PCM)：簡稱脈碼調制，是一種對模擬信號數字化的取樣技術，將模擬語音信號變換為數字信號的編碼方式。它有三個過程：采樣、量化和編碼。脈碼調制的本質不是調制，而是數字編碼，由編碼得到的數字信號可根據需要對載波進行調制。

2．數字調制

數字調制是指調制信號為離散的數字信號時對載波進行調制的過程。主要有：振幅鍵控(ASK)、頻率鍵控(FSK)、相位鍵控(PSK)。

(1)振幅鍵控：又稱幅移鍵控。這種調制是根據信號的不同，調節(jié)正弦波的幅度。載波幅度是隨著調制信號而變化的。最簡單的形式是用數字調制信號控制載波的通斷。

(2)頻率鍵控：又稱頻移鍵控，是利用基帶數字信號離散取值特點去鍵控載波頻率以傳遞信息的一種數字調制技術，即用數字調制信號的正負控制載波的頻率。

(3)相位鍵控：又稱相移鍵控，是用數字調制信號的正負控制載波相位的一種調制方法。當數字信號為正時，載波起始相位取0；當數字信號為負時，載波起始相位取180°。6.2振幅調制

從頻譜搬移的角度看，凡是能實現將調制信號頻譜搬移到載波一側或兩側的過程，稱為振幅調制。經過振幅調制的載波稱為調幅波或已調幅波。通常討論普通調幅(AM)、雙邊帶調幅(DSB)和單邊帶調幅(SSB)三種方式。其中，普通調幅是最基本的，因此又稱標準調幅。三種方式的主要區(qū)別在于產生的方法不同、頻譜結構不同。6.2.1振幅調制信號分析

為了分析各種調幅電路，首先要了解各種調幅波的性質，下面對三種調幅方式逐個討論。

1．普通調幅波的分析

1)普通調幅波的數學表達式和波形設載波信號為uc(t)=Ucmcosωct=Ucmcos2πfct；調制信號為uΩ(t)。根據調幅定義，已調幅波的幅度變化量應和調制信號成正比，其包絡函數(即瞬時振幅)U(t)可表示為

U(t)=Ucm+ΔU(t)=Ucm+kauΩ(t)

(6.2)式中，ΔU(t)與調制電壓uΩ(t)成正比，代表已調波振幅的變化量；包絡函數所對應的曲線是由調幅波各高頻周期峰值所連成的曲線，稱為調幅波的包絡?？梢?，包絡與調制信號的變化規(guī)律完全一致。它包含調制信號的有用信息。由于實現振幅調制后載波頻率保持不變，則普通調幅波信號的表達式為

uAM(t)=U(t)cosωct=［Ucm+kauΩ(t)］cosωct

(6.3)式(6.2)和(6.3)中，ωc為載波角頻率，Ucm為載波振幅。ka是由調幅電路確定的比例常數，又稱調制靈敏度，表示單位調制信號電壓所引起的高頻振蕩幅度的變化。假設調制信號為單頻余弦信號，即

uΩ(t)=UΩmcosΩt=UΩmcos2πFt一般定義Ω為調制信號的角頻率，F為調制信號的頻率，UΩm為調制信號的振幅，通常載波頻率與調制信號頻率之間滿足ωc>>Ω或fc>>F關系，fc為載波頻率。這時，根據式(6.3)可寫出單頻調制時的普通調幅波表達式為(6.4)式中，已調波振幅變化量kaUΩm與載波振幅之比稱為調幅系數或調幅指數即調幅度，是調幅波的主要參數之一。它表示載波振幅受調制信號控制的程度，用ma表示如下：(6.5)根據以上討論可知，調幅波也是一個高頻振蕩，它的振幅變化規(guī)律與調制信號完全一致，因此調幅波攜帶著原調制信號的信息。當調制信號為單頻余弦波時，普通調幅過程中的各信號波形如圖6.2所示，其中，(a)是調制信號波形，(b)是載波信號波形，(c)是已調波信號波形。由于ma與UΩm成正比，所以UΩm越大，ma越大，調幅波的幅度變化也就越大。為了避免產生包絡失真，調制系數應當滿足0≤ma≤1的條件，以便調幅波的包絡能正確地表現出調制信號的變化。圖6.2普通調幅過程中的各信號波形圖6.2(c)中用虛線表示的曲線是調幅波的包絡，可以看到包絡與調制信號的變化規(guī)律完全一致。包絡中填充的是頻率為載頻、幅度按調制信號規(guī)律變化的高頻振蕩，也就是高頻調幅波。另外，從圖6.2(c)中可以看出已調波幅度的最大值為Umax=Ucm(1+ma)；已調波幅度的最小值為Umin=Ucm(1－ma)。因此，我們可以得到調幅指數的常用計算式為(6.6)從上式可以得出:當ma=0時，Umax=Umin=Ucm，其輸出為等幅波，稱之為非調制狀態(tài);當ma＜1時，調幅波的波形如圖6.2(c)所示；當ma=1時，Umax=2Ucm，Umin=0，此時調幅達到最大值，稱之為100%調制，又稱最大調制狀態(tài)，其波形如圖6.3所示；當ma＞1時，Umax＞2Ucm，Umin＜0，稱之為過調制狀態(tài)，其波形如圖6.4所示。圖6.4中兩種情況下的包絡均產生了嚴重的失真，與調制信號不再相同，甚至會出現一段時間振幅為零的現象，我們稱這兩種情況為過調幅，這樣的已調波解調后，將無法還原調制信號。在實際應用時應避免過調幅情況出現。由此可以得出結論：調幅系數的取值范圍是0≤ma≤1。圖6.3最大調制波形圖6.4過調幅波形圖6.4(a)中，ma＞1是因為調制信號過大造成的，這時調幅器中的非線性器件在一段時間內保持截止狀態(tài)，使得輸出信號已不能用ma＞1的已調波的數學表達式代表，因此波形出現中斷現象，即一段時間振幅為零。當已調幅波通過線性電路時，若其邊頻獲得的增益大于載頻增益，則可能使邊頻幅度大于載頻幅度的一半，調幅指數就由小于1變成大于1，這時輸出信號可以用ma＞1的已調波的數學表達式代表，故不會出現中斷現象，如圖6.4(b)所示。

2)調幅波的頻譜在單頻正弦信號的調制情況下，將普通調幅波的表達式用三角函數公式展開，就可以得到普通調幅波中包含的各個頻譜分量。由式(6.4)可展開為(6.7)可見，普通調幅波包含三個頻率分量：載頻ωc、上邊頻ωc+Ω和下邊頻ωc－Ω。單頻調制的調幅波的頻譜圖如圖6.5所示。圖6.5單頻調制時調幅波的頻譜圖6.5(c)中，載頻fc為中心頻率，它與調制信號無關，不包含要傳輸的信息，其振幅為Ucm；上邊頻fc+F和下邊頻fc－F是調制過程中產生的新頻率分量，這兩個邊頻實質是相乘器對uΩ(t)和uc(t)相乘的產物，它們以載頻為中心對稱分布，反映調制信號頻率F的值。兩者都包含待傳輸的調制信號信息，且幅度相等并與調制信號幅度成正比，可以反映UΩm的大小，振幅均為。因為ma的最大值等于1，所以其邊頻振幅的最大值不能超過載頻振幅的一半。由調幅波的頻譜可得，單頻調制的調幅波的頻帶寬度為上下邊頻之間的寬度，即調制信號頻率的二倍，表示為B=(fc+F)－(fc－F)=2F或B=2Ω。通常調制信號不是單一頻率的正弦波，在多頻調制的情況下，調制信號是復雜的非正弦周期函數，但可用傅里葉級數分解為若干正弦信號之和，即含有許多頻率成分。因此，由各個低頻頻率分量所引起的邊頻對組成了已調波的上下兩個邊帶。假設調制信號為

uΩ(t)=UΩm1cosΩ1t+UΩm2cosΩ2t+UΩm3cosΩ3t+…

(6.8)則相應調幅波的數學表達式為式(6.9)中所含頻率成分ωc+Ω1~ωc+Ωn組成的邊帶稱上邊帶；頻率ωc－Ω1~ωc－Ωn組成的邊帶稱下邊帶。多頻調制時調幅波的頻譜如圖6.6所示。(6.9)圖6.6多頻調制時調幅波的頻譜由圖6.6可見，uAM(t)的頻譜結構中，除載波分量ωc外，還有新產生的上、下邊頻分量ωc±Ω1、ωc±Ω2、…、ωc±Ωmax，這些邊頻分量都是成對出現的，其幅度與調制信號中相應頻率分量的幅度成正比；上、下邊帶中各頻率分量的相對大小及間距均與原調制信號相同，僅下邊帶頻譜倒置而已。可見，無論是單音頻調制信號還是復雜的調制信號，其調幅過程均為在頻譜上將低頻調制信號不失真地搬移到高頻載波分量兩側的過程，即頻譜線性搬移的過程。所以，調幅為線性調制，而調幅電路則屬于頻譜的線性搬移電路。調幅信號的頻譜寬度為調制信號頻譜寬度的兩倍。所以，多音調制時的頻帶寬度為最高調制頻率的兩倍，帶寬表示為

B=2Fmax

(6.10)例如，語音信號的頻率范圍為300~3400Hz，則其調幅波的帶寬為6800Hz。調幅波帶寬的結論很重要，這是因為在接收和發(fā)送調幅波的通信設備中，所有的選頻網絡都應當能通過載頻和各邊頻成分。如果選頻網絡的通頻帶太窄，將導致調幅波的失真。我國規(guī)定調幅廣播電臺占有的頻帶寬度為9kHz，也就是最高調制頻率限制在4.5kHz以內。這樣既可以有效地傳輸音頻信號，又滿足了一定的頻帶冗余，避免兩個相鄰頻段電臺的頻率干擾。

3)調幅波的功率分配關系調幅波的幅度是變化的，因此存在幾種功率。調幅波振幅的變化通常由載波功率、最大功率、最小功率、調幅波平均功率等參數加以描述。設電路的負載為R，且調制信號為單頻信號，則如果將調幅波電壓加于負載電阻R上，可得載波功率(載波在負載電阻R上消耗的功率)(6.11)調幅波平均功率：調幅波在載波信號(高頻)一個周期內的平均功率。即U=Ucm(1+macosΩt)時變振幅作用在負載電阻R上所消耗的總功率。表示為(6.12)式中，P是調制信號的函數，它隨時間變化。當cosΩt=1(包絡波峰)時，調幅波振幅達到峰值，高頻輸出功率P最大，為Pmax=Pc(1+ma)2，此時平均功率稱為調幅波最大功率，也稱峰值包絡功率。當cosΩt=－1(包絡波谷)時，P最小；調幅波的最小功率為Pmin=Pc(1-ma)2?？梢?，調幅波的最大功率和最小功率分別對應調制信號的最大值和最小值。因為調幅波有三個頻率成分，各頻率成分單獨作用在負載電阻上產生的功率分別為載波功率、上邊頻功率和下邊頻功率，其中上下邊頻功率相同。上、下邊頻分量功率為(6.13)邊頻總功率(上下邊頻功率之和)為(6.14)調幅波在調制信號一個周期內輸出的總平均功率為(6.15)由此可見，總功率由邊頻功率及載波功率組成，調幅波的輸出功率(實際是邊頻功率)隨ma的增大而增大。因為信息僅包含在邊帶中，所以在調幅時應盡量提高ma的值，以加強邊帶功率，提高系統(tǒng)傳輸信號的能力。當ma=1時，總功率為PAV=1.5Pc，邊頻功率達到最大，但其值只有載波功率的一半或總功率的1/3，而不包含調制信號信息的載波功率占調幅波總功率的2/3。實際使用中，ma在0.1~1之間，正常無線廣播時平均值取0.3。當ma=0.3時，平均功率PAV=1.05Pc，說明邊頻功率只占總功率的5%。在選擇晶體管時要按最大功率Pmax進行選擇，因此，普通調幅的功率利用率和晶體管的利用率都是極低的，這樣會造成功率浪費；另外，音頻信號動態(tài)范圍大，有時調幅度可能很小。以上兩點是普通調幅波的缺點。因為普通調幅的設備簡單，特別是解調電路既簡單成本又低，便于接收，所以它仍在某些領域廣泛應用，特別是用于無線電廣播。為了提高功率利用率，應采用抑制載波的雙邊帶調幅或單邊帶調幅，有時也可采用殘留邊帶調幅。從傳輸信息的觀點看，如果在傳輸前把載波抑制，則可在不影響傳輸信息的條件下，大大節(jié)省發(fā)射功率。沒有載波的調幅信號稱雙邊帶調制，其發(fā)送的功率都是有用信息功率。實際上，上、下邊帶都含有調制信號的有用信息，因此，傳輸時只需發(fā)送一個邊帶即可。這種僅傳輸一個邊帶的調制方式稱為單邊帶調制，它除了節(jié)省發(fā)射功率外，還將已調信號的頻譜寬度壓縮一半。雖然雙邊帶和單邊帶調制的功率利用率高，但其實現所需的收發(fā)系統(tǒng)設備比較復雜，且造價高，目前常在遠距離通信系統(tǒng)如短波甚至超短波通信中使用。

4)AM調幅電路組成模型由調幅波表示式uAM(t)=［Ucm+kauΩ(t)］cosωct=Ucmcosωct+kauΩ(t)cosωct可知，普通調幅在時域上表現為調制信號疊加一直流電壓后與載波的相乘。因此，凡是具有相乘功能的非線性器件和電路都可以實現普通調幅。從波形上看，普通調幅波是調制信號和載波的線性疊加。圖6.7所示為實現普通調幅的兩種電路組成模型，可以看出，實現調幅的關鍵在于實現調制信號和載波的相乘。圖6.7(a)實現的是uAM(t)=［Ucm+kauΩ(t)］cosωct的電路模型,圖(b)實現的是uAM(t)=Ucmcosωct+kauΩ(t)cosωct的電路模型。圖6.7實現普通調幅的兩種電路組成模型

5)普通調幅波性質總結通過以上的討論，我們對普通調幅波有了基本的認識，現將其性質總結如下：

(1)已調信號的幅度隨調制信號而變化。因此，調幅信號幅度的包絡線近似為調制信號的波形。只要能取出這個包絡信號就可實現解調。

(2)調幅波的頻譜由兩部分組成：一部分是未調制載波的頻譜，另一部分是分別平移至載頻ωc兩側的調制信號的頻譜，稱上下邊頻。普通調幅信號所占的頻帶寬度為調制信號頻帶寬度的兩倍。但從傳遞信息的角度看，普通調幅信號所占的頻帶中有一半是多余的，因此，這種調幅方式在頻率資源利用上是有缺陷的。

(3)幅度調制是一種非線性過程，可將調制信號的各頻率分量變換為載頻與它的和頻和差頻分量，但該變換都是將信號的頻譜在頻率軸上平移，因此又稱幅度調制為線性調制。

(4)在調幅波中，欲傳遞的信息只包含在邊帶內，而載波分量是不傳遞信息的。因此，從有效地利用發(fā)射機功率的角度考慮，普通調幅是不經濟的。

2.抑制載波的雙邊帶調幅(DSB/SC-AM)為了提高功率的有效利用率、節(jié)省發(fā)射功率，在傳輸時，可以僅發(fā)射含有信息的上、下邊帶，而將占有絕大部分功率的載波分量在傳輸前抑制掉，這樣，可在不影響傳輸信息的條件下大大節(jié)省發(fā)射功率。這種調制方式稱為抑制載波的雙邊帶調幅，簡稱雙邊帶調幅，用DSB表示。抑制了載波信號的調幅信號稱雙邊帶信號。利用模擬乘法器或平衡調幅器電路很容易產生抑制載波的雙邊帶調幅波。

1)雙邊帶調幅波的數學表達式和電路模型

DSB信號可用載波與調制信號直接相乘得到，其表示式為

uDSB=kuΩ(t)uc(t)

(6.16)若調制信號為單一正弦信號uΩ(t)=UΩmcosΩt，則載波信號uc(t)=Ucmcosωct。將調制信號和載波信號直接加到乘法器，調制后得到雙邊帶調幅信號，即

式中,k為調幅電路決定的比例系數，即乘法器的增益系數；g(t)=kUΩmUcmcosΩtg(t),表示雙邊帶調幅信號的瞬時幅度。g(t)可正可負，它與普通調幅波的幅度函數U(t)是不同的。(6.17)圖6.8雙邊帶調幅的電路組成模型從雙邊帶信號的表達式可以看出，雙邊帶調幅是利用相乘器來實現的，因此其電路組成模型可用圖6.8來說明。在實際電路中，為了得到雙邊帶信號，應在相乘器后加一級中心頻率為fc、帶寬略大于2F的帶通濾波器，用以從眾多頻率分量中提取DSB信號。

2)波形與頻譜圖6.9所示為雙邊帶調幅信號的波形和頻譜，由圖可見它只有上、下邊頻成分。由圖6.9和式(6.17)可知，雙邊帶信號振幅g(t)與調制信號成正比。與AM波不同，此高頻信號的振幅按調制信號的規(guī)律變化，它并不是在載波振幅基礎上，而是在零值基礎上變化，所以g(t)可正可負。因此，就調制信號的半個周期來看，DSB信號的包絡與調制信號相同，但就整個周期看則不同，雙邊帶信號在正電壓區(qū)和負電壓區(qū)的合成包絡為|kUΩmUcmcosΩt|，可見DSB信號的包絡正比于調制信號的模值。雖然雙邊帶信號的包絡不再反映調制信號的變化規(guī)律，但仍保持著AM波所具有的頻譜線性搬移特性。另外，DSB信號的高頻載波相位在調制電壓過零處(調制電壓正負交替時)要突變180°。在調制信號負半周，已調波高頻與原載波反相；在調制信號正半周，已調波高頻與原載波同相。這說明DSB信號的相位反映了調制信號的極性變化，因此嚴格地說，DSB信號已非單純的調幅信號，而是既調幅又調相的信號。圖6.9雙邊帶信號的波形和頻譜與普通調幅波相同，雙邊帶調幅波所占頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍，其帶寬為(6.18)由于DSB信號頻譜中抑制了載波分量，可將有效的發(fā)射功率全部用到邊帶功率的傳輸上，因而大大減少了功率浪費。DSB的功率利用率高于AM調制，比普通調幅經濟，常用于彩色電視和調頻―調幅立體聲廣播等系統(tǒng)中，但其在頻帶利用率上并沒有得到改善。為進一步節(jié)省發(fā)射功率、減小頻帶寬度、提高頻帶利用率，演變出了單邊帶調制方式。

3.抑制載波的單邊帶調幅(SSB/SC-AM)由于上、下邊帶都反映了調制信號的頻譜結構，且都含有調制信號的全部信息，因此，從有效傳輸信息的角度看，可以抑制一個邊帶，而用另一個邊帶來傳輸信息，我們將這種調制方式稱為單邊帶調幅。顯然，單邊帶調幅既可充分利用發(fā)射機的功率，提高了功率利用率；又節(jié)省占有頻帶，提高了頻帶利用率。所以，它是傳輸信息的最佳調幅方式，尤其對信道特別擁擠的短波無線電通信非常有利，但實現這種調幅方式的調制和解調技術比較復雜。

1)單邊帶調幅波的數學表達式和電路模型單邊帶信號是由DSB信號經邊帶濾波器濾除一個邊帶或者在實現調制的過程中直接將一個邊帶抵消而得來的。單頻調制時，SSB信號表示式為上邊帶信號(6.19)下邊帶信號(6.20)顯然，它們均為單一頻率成分的信號。實現單邊帶調幅的方法很多，其中最簡單的方法是在雙邊帶調制后接一個邊帶濾波器。當邊帶濾波器的通帶位于載頻以上時，提取出上邊帶，否則就提取出下邊帶。在實際應用時還有另外兩種基本電路方法，這些內容將在單邊帶信號產生電路中具體討論。

2)波形與頻譜由單邊帶信號表達式可得，單頻調制時的SSB信號為等幅余弦波，但它和原等幅載波的電壓是不同的。通常，單邊帶調幅信號波形比較復雜，然而不論是單頻還是多頻調制，SSB信號的振幅與調制信號振幅成正比，其頻率隨調制信號頻率不同而不同，所以單邊帶信號仍然包含有欲傳輸的消息特征。單邊帶信號的包絡不再反映調制信號的變化規(guī)律，其包絡為一條水平線。單邊帶信號的波形及頻譜如圖6.10所示。單純從SSB信號中無法知道原調制信號，也無法看出實際信號的特征。由于在SSB調制時，原調制信號的頻率信息已寄載到已調波的頻率項之中或信息包含在相位中，因此單邊帶調制本質上是振幅和頻率都隨調制信號改變的調幅-調頻方式，所以它的抗干擾性能優(yōu)于AM調制。圖6.10單邊帶信號的波形和頻譜由于單邊帶調制產生的已調信號頻率與調制信號頻率之間只是一種線性變換關系，在頻譜線性搬移這點上，SSB與AM、DSB相似，因此通常還是把它歸結為振幅調制。

SSB調制方式在傳送信息時，頻帶利用率和功率利用率均比普通調幅波和雙邊帶調幅波高，其所占頻帶約為調制信號的最高頻率Fmax，比AM及DSB減少了一半，可表示為(6.21)

目前,單邊帶調制方式已成為短波通信中—種重要的調制方式。對SSB和DSB這類調幅信號，由于其包絡不能反映原調制信號的波形，所以只能使用同步解調方法來解調。6.2.2振幅調制電路

由上述分析可知，AM信號為純調幅信號，DSB信號為調幅—調相信號，SSB信號為調幅-調頻信號。三種信號在時域內都有一個調制信號和載波的乘積項，在頻域上都將調制信號的頻譜搬移到載頻上，且頻譜結構不發(fā)生變化，因此均為線性調制(頻譜的線性搬移)?？梢?，振幅調制在時域的實現方法就是信號的相乘運算，在頻域是頻率的加減運算，因此調幅電路的實現必須以乘法器或平方項為基礎，然后通過合適的濾波器選出所需成分。實際上，具有相乘功能的器件和電路有多種。這里主要針對應用較多的非線性器件、線性時變器件和集成模擬乘法器來說明如何實現信號的相乘運算，并進一步討論常用的調幅電路。

1.振幅調制方法

1)利用非線性器件進行頻率變換(實現信號的相乘運算)常見的進行頻率變換的非線性器件有二極管、三極管和場效應管，它們是具有相乘特性的非線性器件，可作為相乘器使用。我們根據對頻率變換的需求選擇不同的器件，通過對非線性器件具有的相乘功能的分析，了解產生調幅波的物理過程，說明各種頻率成分出現的規(guī)律，為設計調幅電路提供方向。下面以幾種常用的非線性分析方法來說明調幅中的相乘作用。

(1)冪級數法(小信號工作狀態(tài))。以二極管為例說明利用器件的非線性完成信號相乘的原理。當作用在非線性器件上的兩個信號幅度較小時，為小信號工作狀態(tài)。這時，若非線性器件工作在伏安特性的彎曲部分，?？刹捎脙缂墧捣▉矸治?；此時由非線性器件構成的調幅電路為小信號調幅。圖6.11描述了二極管的相乘作用。它是采用冪級數方法分析的，由此原理電路可構成小信號調幅電路。圖6.11二極管相乘作用設非線性器件的伏安特性為

i=f(u)

(6.22)由圖6.11可見，上式中，u=UQ+u1+u2，UQ為靜態(tài)工作點電壓，u1和u2是兩個輸入信號電壓(分別是載波和調制信號，其角頻率分別為ω1和ω2)。設f(u)在UQ有任意階導數，可將非線性器件的伏安特性用冪級數近似表示。一般來說，若伏安特性曲線近似的準確度越高及其應用范圍愈寬，冪級數所取項數也就愈多。當小信號輸入時，冪級數的高次項可以忽略，只取前三項或四項。若器件上輸入兩個信號u1=U1mcosω1t和u2=U2mcosω2t，且幅度較小，則在靜態(tài)點Q處展開的泰勒級數(冪級數)可近似表示為(6.23)從式(6.23)可以看出，二極管電流i中包含的頻率成分有直流成分、基波分量ω1和ω2；還有很多新的頻率成分，如輸入頻率的諧波2ω1和2ω2、3ω1和3ω2；以及輸入頻率及其各次諧波所形成的各種組合頻率ω1±ω2，ω1±2ω2，2ω1±ω2。其中，上、下邊頻(基頻的組合分量)ω1+ω2，ω1-ω2是由平方項(二次方項)a2(u1+u2)2產生的?？梢姡诋a生的眾多乘積項中，只有平方項產生的一次相乘項才是對調幅有用的，其他高階相乘項非但無用，往往有害，故冪級數法得來的相乘作用不理想。為了實現有效調幅，必須在調幅電路中包含選頻電路，以濾除不必要的頻率成分。采用冪級數法分析的小信號調幅通常又稱為平方律調幅。由于冪級數平方項中得到的一次相乘項(載波和調制信號的相乘項)產生的上、下邊頻的振幅只和平方項系數a2有關，所以只要非線性器件的冪級數表示式中含有平方項a2u2，就可以由其構成調幅電路，產生所需調幅波。在實際應用時，可以根據不同的要求選用適當的非線性元件，或者選擇合適的工作范圍，以得到所需頻率成分。當兩個交流信號疊加輸入時，晶體管輸出電流含有輸入信號頻率的無窮多個組合分量。因此，為了有效地實現調幅，必須盡量減少非線性器件冪級數展開式中的無用高階相乘項及其產生的組合頻率分量，應采用平方律特性好的場效應管代替晶體管。選擇合適的Q點，使非線性器件工作在特性接近平方律的區(qū)段，即盡量使冪級數系數a3=a4=a5=…=0。由于小信號調幅的調制效率低、無用成分多，因此目前在通信系統(tǒng)的設備中已很少采用。

(2)線性時變法(線性時變工作狀態(tài))。當非線性器件呈現出時變特性時，可將它看成是線性時變元件(也叫時變參量元件)。此時的工作狀態(tài)為線性時變狀態(tài)，用線性時變分析法來討論器件的相乘作用。因此，線性時變分析法中常用的時變跨導電路分析法可用于對調幅、混頻等電路的分析。如果頻譜線性變換電路中有兩個不同頻率的輸入信號u1和u2(載波和調制信號，其角頻率分別為ω1和ω2)同時作用于非線性器件，若載波幅度較大，可將其看做器件的附加偏置。載波的作用是使器件始終處于導通狀態(tài)，則器件的參量受大信號控制作周期性變化(成為時變參量)；調制信號幅度相對很小，在其變化范圍內，認為器件的特性參數不變，即處于線性工作狀態(tài)。這樣的電路稱為時變跨導電路。此時靜態(tài)點為時變靜態(tài)點(時變偏置)，表示為UQ(t)=u1+UQ?？蓪⑵骷姆蔡匦栽跁r變工作點處對小信號u2展開成泰勒級數，有若u2足夠小，可以忽略上式中二次方及其以上的各高次方項，則上式可簡化為

i=f［UQ(t)］+f′［UQ(t)］u2=I0(t)+g(t)u2

(6.24)式中，I0(t)和g(t)均是與u2無關的系數，且它們都是u1的非線性函數，隨時間而變化，故稱為時變系數或時變參量。其中，I0(t)是u2=0時的電流，稱為時變靜態(tài)電流；g(t)是在u2=0時的增量電導，稱為時變增量電導或時變跨導。由式(6.24)可以看出，電流i與u2之間為線性關系，類似于線性器件，但它們的系數g(t)是時變的，所以將器件的這種工作狀態(tài)稱為線性時變狀態(tài)。這種器件非常適合于構成頻譜搬移電路。若輸入信號u1=U1mcosω1t，u2=U2mcosω2t，I0(t)和g(t)均是角頻率為ω1的周期性函數，其傅里葉展開式為

I0(t)=I0+I1mcosω1t+I2mcos2ω1t+…g(t)=g0+g1mcosω1t+g2mcos2ω1t+…所以，頻譜搬移電路中的電流為i(t)=(I0+I1mcosω1t+I2mcos2ω1t+…)+

(g0+g1mcosω1t+g2mcos2ω1t+…)U2mcosω2t

(6.25)由上式可見，輸出電流中包含直流成分、ω1及其各次諧波、ω2、ω1及其各次諧波與ω2的組合頻率；消除了ω2的各次諧波及ω2的各次諧波與ω1及其各次諧波的組合頻率。因此，線性時變工作狀態(tài)能減少無用組合頻率分量。由于g1mcosω1t與u2的相乘項是有用相乘項，可完成頻譜搬移功能，其余項為無用相乘項，而無用頻率與有用頻率ω1±ω2之間的頻率間隔很大，所以很容易用濾波器濾除無用分量，取出有用頻率分量。實際應用中，常采用三極管工作在線性時變狀態(tài)來實現頻譜搬移電路的功能，如晶體三極管混頻電路等。

(3)開關函數法(開關工作狀態(tài)或大信號工作狀態(tài))。當輸入信號之一的振幅足夠大(振幅遠大于截止電壓UBZ)時，晶體管的轉移特性可采用折線法來近似，如果靜態(tài)偏置電壓為0，則晶體管半周導通半周截止，完全受大信號的控制。這種工作狀態(tài)稱為開關工作狀態(tài)或大信號工作狀態(tài)，是線性時變工作狀態(tài)的一種特例。二極管通?？煽闯砷_關元件，所以多令二極管工作在開關狀態(tài)。當輸入載波電壓u1足夠大，而調制電壓u2較小時，二極管將在載波的控制下輪流工作在導通區(qū)和截止區(qū)，此時，二極管電流將為半個周期的尖頂余弦脈沖序列，其周期為載波周期2π/ω1。通?？蓪⒍O管當做受載波控制的理想開關，電路用開關函數分析法分析。此法常用于調幅、混頻、大信號鑒相等的實現。下面介紹采用開關函數法實現的大信號調幅電路(即開關式調幅)。因為開關工作狀態(tài)是線性時變工作狀態(tài)的一種特例，所以我們認為時變靜態(tài)電流I0(t)是導通角為π/2的尖頂余弦脈沖序列；時變電導g(t)是幅度為二極管電導值gVD(忽略負載電阻RL的反作用時)，導通角為π/2的矩形脈沖序列。單向開關函數S1(t)表示高度為1的單向周期性方波，其周期即為大信號載波的周期2π/ω1，表達式為(6.26)此時二極管電流為i(t)=I0(t)+g(t)u2=g

VDS1(t)u1+gVD

S1(t)u2=gVDS1(t)(u1+u2

)其中，(6.27)若載波和調制信號分別表示為u1=U1mcosω1t、u2=U2mcosω2t，則可求出電流i中包含的頻率分量為：輸入信號頻率ω1、ω2，載波信號的偶數次諧波2nω1(其中n=1，2…)，載波的奇數次諧波和調制信號基波的組合頻率(2n+1)ω1±ω2(其中n=0，1，2…)以及直流成分。與線性時變狀態(tài)相比：開關工作狀態(tài)進一步消除了ω1的奇次諧波、ω1的偶次諧波與ω2的組合頻率分量。從所得頻率很容易看出，S1(t)的基波與調制信號電壓u2的相乘項是有用項，可實現頻譜搬移功能，其余項為無用相乘項。而無用頻率分量與所需有用頻率分量ω1±ω2之間的頻率間隔很大，所以很容易用濾波器濾除無用分量，取出有用的頻率分量。應該指出的是，由非線性器件構成的相乘電路是將u2與u1相乘。這種相乘器主要應用在頻譜搬移電路中，稱為調制器或混頻器。通常采用的電路是平方律調幅器，二極管平衡調幅器，二極管環(huán)形調幅器，二極管環(huán)形混頻器等。至于在分析調幅電路時具體應用以上介紹的哪種方法，應視輸入信號的大小和多少而定。

2)利用模擬乘法器進行頻率變換(實現信號的相乘運算)

(1)集成模擬相乘器的基本概念。集成模擬乘法器(模擬相乘器)是實現兩個模擬信號瞬時值相乘功能的電路或器件，它具有兩個輸入端(常稱X輸入和Y輸入)和一個輸出端(常稱Z輸出)，是一個三端口網絡，電路符號如圖6.12所示。本書我們采用圖(b)和(c)所示圖形符號表示模擬乘法器。圖中輸入信號用ux、uy表示，輸出信號用uo表示，模擬乘法器的理想輸出特性為

uo=Kuxuy

或Z=K·X·Y

(6.28)式中，K為比例系數，稱為模擬乘法器的增益系數，又稱相乘增益、相乘因子或標度因子，單位為V－1或。K的數值與乘法器的電路參數有關。理想乘法器實現理想相乘的關鍵是保證兩個輸入端平衡，即任一輸入端信號為0時，輸出信號就為0。根據兩個輸入電壓的不同極性，乘法器輸出的極性有四種組合，也就是乘法器有四個工作區(qū)域，可用圖6.13所示的模擬乘法器工作象限來說明。XYZ(＋)·(＋)=(＋)第Ⅰ象限(－)·(＋)=(－)第Ⅱ象限(－)·(－)=(＋)第Ⅲ象限(＋)·(－)=(－)第Ⅳ象限圖6.12模擬乘法器的符號圖6.13模擬乘法器的工作象限如果兩個輸入信號只能為單極性信號時才能正常工作，該乘法器稱為單象限乘法器；若其中一個輸入信號能適應正、負兩種極性電壓，而另一個只能適應單極性電壓，則為二象限乘法器；若兩個輸入信號都能適應正、負兩種極性(即適應四種極性組合)，則稱為四象限乘法器。在通信電路中，兩個輸入電壓多為交流信號，因此多數情況下應采用四象限乘法器。

(2)模擬乘法器的基本工作原理。頻譜搬移電路的主要運算功能是實現乘法運算，如果將兩個輸入信號u1=U1mcosω1t和u2=U2mcosω2t同時分別加于模擬乘法器的兩個輸入端，則相乘后的輸出電壓為由此可見乘法器是一個非線性器件，可組成一個理想的線形頻譜搬移電路，其輸出電壓中只含有兩個輸入信號頻率的組合分量，即ω1±ω2。振幅調制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調制與解調的過程，均可視為兩個信號相乘或包含相乘的過程，采用集成模擬乘法器實現上述功能比采用分離器件要簡單得多，而且性能優(yōu)越。所以目前在無線通信、廣播電視等方面應用較多。模擬乘法器的基本構成電路是差分對放大器，一般情況下，干擾和噪聲都是以共模方式輸入的，而信號可以人為控制以差模方式輸入，所以差分放大器輸出端的信噪比優(yōu)于其他放大器。實現兩個電壓相乘的方案有很多種，下面我們主要討論兩種。①單差分對模擬乘法器電路。在乘法器中以可變跨導模擬乘法器最易集成，而且它的頻帶寬、線性好、價格低、使用方便。可變跨導乘法器的核心單元是一個由兩個性能完全相同的晶體管用恒流源偏置方式構成的差分放大器，可見模擬乘法器的基本構成是差分放大器。圖6.14所示為恒流可變差分模擬乘法器(可變跨導模擬乘法器)的原理電路。它是一個具有恒流源的單差分放大器，也叫單差分對模擬乘法器。圖6.14中的恒流源是V3管的集電極電流I0，它是一個受輸入電壓uy控制的可變恒流源。由模擬電路相關知識可知，晶體管的發(fā)射極電流與基射電壓之間的關系為(6.29)圖6.14恒流可變差分模擬乘法器式中，Is為反向飽和電流。所以，恒流源電流為根據晶體管工作原理，若晶體管V1、V2及兩個電阻Rc完全對稱，可得Is1=Is2=Is，則(6.30)忽略基極電流，則Ic=Ie，差模輸入電壓為ux=ube1－ube2，可求出集電極電流為(6.31)式中，UT=kT/q，為PN結內建電勢，其中，k為玻爾茲曼常數，q為電荷量，T為絕對溫度。在室溫情況下，UT≈26mV。利用雙曲正切函數，式(6.31)可以改寫為(6.32)若差模輸入電壓滿足|ux|<<2UT條件，則，差分輸出電流為(6.33)當加在恒流源的晶體管基極上的電壓uy>>Ube3時，則這樣，差分放大器的輸出電壓uo為(6.34)上式中，因有ux和uy的乘積項，故稱為模擬乘法器。在ux<<26mV、uy>>Ube3時，可完成兩個信號的相乘。對于圖6.14所示的乘法器電路，存在下列三個問題：第一，由于控制Io的電壓uy必須是單極性的，所以要求ux和uy均為正或ux為負、uy為正?？梢?，單差分對乘法器只在兩個象限內起作用，稱其為兩象限乘法器。如果能使ux和uy均可正可負，則將有更大的實用意義。為此，必須解決四象限相乘問題。第二，可變跨導模擬乘法器線性范圍太小，為此，必須引入線性化措施，以擴大線性范圍。第三，增益系數K與UT有關，即K與溫度有關，所以需要解決溫度引起的不穩(wěn)定性問題。②雙差分對模擬乘法器。雙象限乘法器雖然能完成相乘作用，但只能在兩個象限內工作。對大多數通信設備來說，要求實用的乘法器應能在四個象限內工作。圖6.15所示電路為四象限可變跨導乘法器，它由兩個差分放大器交叉耦合，并用第三個差分放大器作為它們的射極電流源。這個電路最早由Gilbert提出，因此又叫Gilbert(吉爾伯特)相乘器，它是大多數集成乘法器的基礎。假定晶體管V1~V6的特性相同，組成三個差分對管，其中V1、V2和V3、V4組成集電極交叉連接的雙差分對，由電壓ux控制；V5、V6組成的差分對由電壓uy控制，并給V1、V2和V3、V4提供電流ic5和ic6?，F對雙差分模擬乘法器進行靜態(tài)分析，當ux=uy=0時，得到以下結論：圖6.15四象限可變跨導乘法器當進行動態(tài)分析時，可以略去三極管基極電流，根據差動電路的原理，并利用前面討論的結果，可寫出以下電流關系：(6.35)由此可得總差動輸出電流為(6.36)則相乘器的輸出電壓為(6.37)上式表明了雙差分模擬乘法器的相乘作用，由于這個電路對ux、uy的極性不限制，因此在ux-uy平面的四個象限均可起作用?，F僅討論乘法器處于小信號工作狀態(tài)時的情況，當ux和uy均小于50mV時，一般滿足|ux|≤UT，|uy|≤UT，則(6.38)式中,K為雙差分乘法器的增益系數。此時雙差分乘法器實現了理想相乘，輸出電壓中只包含兩個輸入信號頻率的組合分量。但是小信號工作狀態(tài)下信號的動態(tài)范圍較小。

2.調幅波的產生電路

調幅關鍵在于獲得調制信號與載波的相乘項，因而必須采用非線性電路才能實現。本小節(jié)將討論調幅波的常用產生電路。一般來說，不論哪一種調幅方式，都要求調幅電路的調制效率高、調制線性范圍大、失真度小。雖然前述三種調幅方式具體電路構成不同，但它們的電路模型表明它們之間存在一定的關系。圖6.16說明了三種調制方式之間的關系。調幅電路可以按照構成電路的非線性器件的不同分為二極管調幅電路、三極管調幅電路和模擬乘法器調幅電路等，但更常采用的分類方法是按調制電路輸出功率的高低來分。在無線電發(fā)射機中，按調制器在發(fā)射機中所處位置的不同，也就是我們常說的按功率電平的高低不同，調幅電路可分為高電平調制電路和低電平調制電路兩大類。圖6.16調幅電路的實現模型

1)高電平調幅電路由于高電平調幅可產生AM信號，因此在調幅發(fā)射機中，一般采用高電平調幅電路。高電平調幅過程是在發(fā)射機高電平級即功放末級或末前級中進行的，由于其電平較高，故稱為高電平調幅。高電平調幅電路是以高頻功率放大器為基礎構成的，實際上它就是一個輸出電壓振幅受調制信號控制的高頻功率放大器，能同時實現調制和功率放大，將功放和調制電路合二為一。高電平調幅電路的優(yōu)點是采用高效率的丙類功率放大器來實現高電平調幅，這對提高發(fā)射機整機效率有利，并且它在調幅的同時還具有一定的功率增益。但它也必須兼顧輸出功率、效率和調制線性的要求。根據調制信號控制的電極不同，高電平調幅電路可分為基極調幅、集電極調幅和發(fā)射極調幅三種。為了保證調制的線性特性，根據丙類功放的調制特性要求：基極調幅應工作在欠壓區(qū)，集電極調幅應工作在過壓區(qū)。下面將主要介紹基極調幅和集電極調幅兩種方式。總的來說，高電平調幅的基本工作原理是將調制信號加到高頻功率放大器的某一個電極上，改變其直流電壓瞬時值，控制高頻功率放大器的集電極電流振幅，從而控制輸出電壓振幅。

(1)基極調幅?；鶚O調幅原理電路如圖6.17所示，其特點是載波和調制信號都串接在放大器的基極回路。它與丙類功放的原理電路相類似，所不同的是，電路中載波uc作為激勵信號、調制信號uΩ(相當于一個緩慢變化的偏壓)和基極偏壓UBB疊加作為基極的時變偏壓UBB′，其值隨調制信號變化規(guī)律而變。圖6.17基極調幅原理電路圖6.18所示為實用基極調幅電路。圖中，Tr1和Tr3為高頻變壓器；Tr2為低頻變壓器；LB和LC為高頻扼流圈；C1為耦合電容，將載波電壓耦合到LB上，Tr2的次級電感L2上得到調制信號電壓；C2、C4為高頻旁路電容，C2為高頻載波信號提供通路，而不允許調制信號和直流信號通過；C3為低頻旁路電容，用來為調制信號提供通路，而不允許直流信號通過，所以UBB實際加在C3上；可見高頻功放采用并聯(lián)型基極饋電形式。C5為耦合電容；L3C6回路為集電極回路，相當于帶通濾波器，該回路應調諧于ωc，通帶為2Ω?？梢钥闯龉Ψ诺募姌O采用并聯(lián)饋電形式，集電極回路的輸出電壓就是調幅電壓。圖6.18實用基極調幅電路基極調幅可以看做是基極偏壓隨調制信號而變化，且用載波去激勵的高頻功率放大器，其功放管應當工作在丙類狀態(tài)。根據丙類功率放大器的基極調制特性可知，當晶體管工作在欠壓狀態(tài)時，放大器的輸出電流和輸出電壓隨基極偏置電壓近似成線性關系，這時基極偏置電壓對集電極電流和輸出電壓的振幅具有有效地控制作用。當基極偏置電壓中包含調制信號時，其輸出電壓的中心頻率為載波頻率；瞬時振幅和調制信號成正比例關系，可見實現了調幅。圖6.19給出了基極調幅電路工作在欠壓狀態(tài)時，集電極余弦脈沖電流ic隨時間的變化波形以及經過選頻后的輸出電壓波形(假設基極偏壓UBB為負)。圖6.19基極調幅的電流、電壓波形由圖6.19可見，在調制過程中，當基極偏壓UBB′變化(實際是調制信號uΩ變化)時，基極回路電壓ube隨之變化，引起放大器的集電極余弦脈沖峰值icmax和導通角θc也按調制信號的大小而變化。在uΩ正向增大時，icmax和θc隨調制信號的增大而增大；在uΩ負向減小時，icmax和θc隨調制信號的減少而減少，故輸出電壓幅值正好反映調制信號的波形變化。將ic信號通過一個中心頻率為fc的帶通濾波器，則放大器的輸出端就能得到普通調幅波。由圖6.19(c)可見，為了實現調幅，基極調幅電路必須工作在欠壓狀態(tài)，可得集電極回路諧振電阻上的輸出電壓表示為

uAM=uo=Icm1Rpcosωct

uAM=uo=k(UBB+UΩmcosΩt)cosωct

(6.39)式(6.39)是調幅信號表達式。其中，k為由電路決定的比例常數，為了得到更好的調制線性，實現基極調幅，則需減小調制信號幅度UΩm，使UΩm小于UBB的絕對值，即ma<1。基極調幅的主要優(yōu)點是：由于調制信號接在基極回路，因而基極電流小，消耗功率也??；同時調制信號經過功放后再輸出，因而基極只需注入較小的調制信號功率，就能獲得較大的已調波功率，這樣，調制信號的放大電路就比較簡單，對調制器的小型化有利。基極調幅的缺點是：由于欠壓狀態(tài)功放效率較低，因此基極調幅效率較低；且調制線性不如集電極調幅，其輸出波形較差。

(2)集電極調幅。集電極調幅是利用調制電壓去控制晶體管的集電極電壓，通過集電極電壓的變化，使集電極高頻電流的基波分量隨調制信號的規(guī)律變化，從而實現調幅。實際上，它是一個集電極電源受調制信號控制的高頻功率放大器。集電極調幅原理電路如圖6.20所示。它與高頻功率放大器的區(qū)別在于集電極電源隨調制信號變化，即調制信號uΩ與電源電壓UCC疊加后再加到晶體管的集電極上。圖中載波號uc仍從基極加入，而調制信號加在集電極回路。因uΩ與UCC串接在一起，故可將二者合在一起看做一個緩慢變化的綜合電源UCC′(也稱集電極時變電源)。所以，集電極調幅電路就可看做是具有緩慢變化電源的諧振功率放大器。圖6.20集電極調幅原理電路集電極調幅的實用電路如圖6.21所示。圖中，T1、T3為高頻變壓器；T2為低頻變壓器。電容Cb、Cc是高頻旁路電容，Cc的作用是避免高頻電流通過調制變壓器T2的次級線圈及直流電源，因此它對高頻相當于短路，而對調制信號頻率應相當于開路。調幅電路基極回路采用的是串聯(lián)饋電方式，并且其基極偏置為自給基極偏置，Rb上得到負偏壓。集電極回路也采用的是串聯(lián)饋電方式，LC諧振回路相當于帶通濾波器，應保證回路調諧于ωc，通帶為2Ω。這樣，集電極回路的輸出電壓就是調幅電壓。圖6.21實用集電極調幅電路集電極調幅電路中的三極管也工作在丙類狀態(tài)，由丙類功放的集電極調制特性曲線可知：若UCC′較大，則放大器工作在欠壓狀態(tài)，集電極高頻電流的基波分量Icm1隨UCC′變化(實際是調制信號uΩ的變化)很小，集電極電流脈沖在欠壓區(qū)可近似認為不變；若UCC′較小，則放大器工作在過壓狀態(tài)，Icm1隨著UCC′的變化比較明顯(近似成線性關系)，這時集電極余弦電流脈沖的高度和凹陷程度均隨uΩ的變化而變化。所以，在調制過程中，只有放大器工作在過壓狀態(tài)，集電極有效電源電壓對集電極電流才有較強的控制作用，其電壓的變化才會引起集電極電流脈沖幅度和輸出電壓幅度的明顯變化，經過集電極諧振回路的濾波作用后，在放大器輸出端即可獲得已調波信號，從而實現集電極調幅作用。通過以上討論，我們確定集電極調幅時，放大器應工作在過壓狀態(tài)。圖6.22給出了集電極調幅電路工作在過壓狀態(tài)時，集電極電流ic的變化波形以及經過選頻后的輸出電壓波形。圖(a)中，為保證調幅電路具有較高的效率，同時調幅波的包絡無失真，應使集電極調幅電路中的直流電源UCC位于過壓區(qū)直線段的中央；圖(b)表示集電極余弦電流脈沖隨調制信號變化的波形。圖中集電極電流脈沖出現中心凹陷，且隨著UCC′的進一步減小，過壓越深，脈沖凹陷也越深，則集電極基波電流Icm1越??；若UCC′越大，過壓程度的降低，脈沖下凹減輕，集電極基波電流Icm1增大。可見，集電極基波電流幅值正好反映調制信號的波形變化。當將變化的ic信號通過一個中心頻率為fc的帶通濾波器時，那么放大器的輸出端就能得到如圖(c)所示的普通調幅波。圖6.22集電極調幅的電流、電壓波形調幅波電壓uAM(即集電極回路諧振電阻上的輸出電壓)可表示為(6.40)式中，k為由電路所決定的比例常數。要求調制信號幅值UΩm小于電源UCC的值，使ma>1。集電極調幅的主要優(yōu)點是調幅線性比基極調幅好，此外，由于集電極調幅始終工作在臨界和弱過壓區(qū)，故效率比較高；缺點是調制信號接在集電極回路中，未經放大就輸出了，所以需要供給的調制功率比較大，且電路復雜、體積也較大。雖然集電極調幅的調制特性比基極調幅好，但也并不理想。由于放大器工作在過壓狀態(tài)，集電極電流脈沖出現凹陷，且隨UCC′減小，凹陷加深，因而影響調制線性，使調幅產生失真。為改善調制線性，可在電路中引入非線性補償措施，其原則是在調制過程中，隨著有效電源電壓UCC′的變化，要求輸入電壓ube也作相應的變化。當有效電源電壓降低時，輸入電壓也隨之減小，則調幅器不會進入強過壓狀態(tài)；而當有效電源電壓提高時，輸入電壓也隨之增大，則調幅器也不會進入欠壓狀態(tài)，可使放大電路始終保持在弱過壓—臨界狀態(tài)。這樣不但改善了調制特性，還保持了較高的效率。補償實現的方法有以下兩種：一是采用基極自給偏壓電路，如圖6.21所示。由于基極電流脈沖的平均分量Ib0隨調制信號而變，它產生的自給偏壓(UBB=-RbIb0)也相應變化。當有效電源UCC′降低時，過壓程度增大，加在三極管集電極上的反向電壓減小，使集電極電流ic下降。根據三極管內部載流子的傳輸關系可知，基極電流ib反而增加，基極電流脈沖的平均分量Ib0也隨之增加，則由Ib0決定的基極自給偏壓的負值也增大，相應地基極回路瞬時電壓ube變小，從而使過壓程度減輕。當UCC′提高時，情況正好相反，放大器不會進入欠壓狀態(tài)?？梢?，集電極調幅中存在基極電流脈沖的平均分量Ib0隨有效電源電壓的增加而減小的關系。因此，采用基極自給偏壓在一定程度上改善了放大器調制特性的線性。二是采用雙重調幅電路。所謂雙重調幅，就是用調制信號既控制集電極電壓，又控制基-射間電壓。在調制信號正半周時，有效電源電壓UCC′增大，同時調制信號也使基極瞬時偏壓向正方向增加(瞬時激勵電壓ube變大)，可防止電路進入欠壓區(qū)；在調制信號負半周，UCC′減小，同時使基極瞬時偏壓向負方向變(瞬時激勵電壓ube變小)，可防止電路進入強過壓區(qū)。這樣，就使放大器在整個調制過程中始終保持在弱過壓狀態(tài)，既保證了調制線性，又保證了較高的效率。通常多采用集電極-基極雙重調幅或集電極-集電極雙重調幅。通過以上介紹可以看到，高電平調幅產生的是普通調幅波，即AM波。

2)低電平調幅電路低電平調幅過程是在發(fā)射機低電平級也就是在功率放大之前進行的，即先在發(fā)射機前級產生小功率的已調波，再經過線性功率放大得到所需發(fā)射功率電平的調幅波，簡單地說，就是先調制后功放。這種組成結構的最大特點是：調制電路與高頻功放分開，調制的實現比較方便，可以保證調制的良好線性。但由于調制在功率放大之前進行，因此功放的工作效率較低，且調制器容易對振蕩源產生影響。對于低電平調幅而言，AM、DSB、SSB這三種調制方式都適用，但低電平調幅電路主要用于DSB、SSB信號的產生。常用的低電平調幅方法有：平方律調幅、平衡調幅、斬波調幅(或環(huán)形調幅)和模擬乘法器調幅，其中前三種方法一般由一個或多個二極管構成，又屬于二極管調幅電路。下面我們分別加以介紹。

(1)單二極管調幅電路。調制是一個非線性過程，要利用非線性器件來完成頻率變換。當調制信號和載波信號相加后，通過二極管非線性特性的變換，將在電流中產生各種組合頻率分量，將LC諧振回路調諧于載頻，且回路帶寬足夠，便能取出兩信號頻率的和頻、差頻及載頻成分，這便是普通調幅波。二極管的工作狀態(tài)可分為小信號和大信號兩種。小信號調幅又稱為平方律調幅，可用冪級數法來分析；大信號調幅又稱為開關式調幅，可用折線法或開關函數法進行分析。①平方律調幅——二極管信號較小時的工作狀態(tài)。當輸入信號較小時，二極管在靜態(tài)偏置電壓UQ的作用下，處于導通狀態(tài)，工作于其特性曲線的彎曲部分。這時采用冪級數法來分析。圖6.23是平方律調幅方框圖和電路原理圖。圖6.23平方律調幅方框圖和電路圖圖中,二極管的伏安特性在工作點UQ處可用冪級數展開表示。當u1=uc，u2=uΩ，即ω1=ωc,ω2=Ω時，根據式(6.23)可以得到眾多組合頻率分量的通式為

ωp·q=|±pωc±qΩ|(p、q為0或正整數)經分類整理可知：p=q=1時，對應的ω1·1=|ωc±Ω|是平方項所產生的和頻、差頻是所需的上、下邊頻，其余分量都由無用乘積項產生。其中最為有害的分量是ωc±2Ω項(由于最接近有用分量，難于濾除)。為減小無用組合分量，獲得不失真調幅，應選擇合適的Q點，使非線性器件工作在特性接近平方律的區(qū)段，或選用具有二次的或平方律特性的非線性器件。因產生調幅作用的是平方項，故此調幅方法稱平方律調幅。平方律調幅產生的是普通調幅波。但由于二極管不容易得到較理想的平方特性，因而調制效率低，無用成分多，故相乘作用不理想。目前較少采用平方律調幅器。②單二極管開關式調幅。為了減小不需要的頻率成分，在大信號應用時，讓二極管工作在開關狀態(tài)。即一個電壓足夠大，另一個電壓小，則二極管的導通與截止完全受大電壓控制，此時將依靠二極管的導通和截止來實現頻率變換，為分析方便，可將二極管當做一個理想的開關來處理。若取載波為大電壓，調制信號為小電壓，并且滿足UcmUΩm條件，則二極管處在受載波uc(t)控制的開關狀態(tài)。此時二極管相當于一個按照載頻重復通斷的開關。其電路原理如圖6.24所示。圖6.24單二極管開關式調幅電路根據非線性電路的開關函數分析法，在忽略輸出電壓對回路的反作用的情況下，加在二極管兩端的電壓為uVD=uc+uΩ，二極管的導通與截止完全受載波電壓uc控制，則二極管的電流為(6.41)式中，gVD為回路電導，它是二極管導通電阻rd和負載電阻RL反射到輸出變壓器初級的反射電阻相串聯(lián)后的等效電導。引入單向開關函數S1(t)的概念，由于S1(t)可表示為(6.42)則式(6.41)可等效為

iVD=gVDS1(t)uVD=g(t)uVD

(6.43)式中，g(t)=gVDS1(t)，為時變電導，和S1(t)相同，它也受載波uc控制。S1(t)可展開為傅里葉級數形式：(6.44)由式(6.43)和式(6.44)可得由上述可知，iVD中的頻率成分有：輸入頻率ωc、Ω，載波的偶數次諧波2nωc(n=1，2…)，載波的奇數次諧波和調制信號基波的組合頻率(2n+1)ωc±Ω(其中n=0，1，2…)以及直流成分。在輸出端，用中心角頻率為ωc、帶寬為2Ω的帶通濾波器可取出ωc、ωc-Ω和ωc+Ω成分，從而實現普通調幅?？梢?，單二極管調幅電路只可以產生普通調幅波(即AM波)。在單二極管調幅中，大信號開關式調幅比小信號平方律調幅效率高、無用成分少，所以應用較廣。但它的輸出仍有載波成分，若要抑制載波，得到雙邊帶信號，可采用平衡調幅方式實現。

(2)二極管平衡調幅電路。將兩個單二極管調幅器對稱連接，如圖6.25所示，就構成了平衡調幅器。它可以運用在小信號及大信號工作狀態(tài)。當工作于大信號狀態(tài)時，它可以看做是兩個單二極管開關調幅電路對稱組合而成，平衡調幅電路中的二極管工作在開關狀態(tài)，從而減少了不需要的諧波成分，這種情況下的二極管平衡調幅電路也稱為二極管平衡斬波調幅電路，應按照斬波調幅的方法來分析。若電路工作在小信號狀態(tài)，可看做是兩個平方律調幅電路對稱連接而成，按照冪級數法來分析。對于平衡調幅器而言，不論工作在何種狀態(tài)，只要兩個二