《射頻通信全鏈路系統(tǒng)設(shè)計(jì)》 課件 第3、4章 射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)、射頻通信接收機(jī)設(shè)計(jì)

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設(shè)計(jì)馬文建等編著機(jī)械工業(yè)出版社第3章射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)第3章射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)學(xué)習(xí)目標(biāo)熟悉超外差(Supperheterodyne)、直接變頻(DirectConversion)和射頻直采(DirectRFSampling)收發(fā)機(jī)架構(gòu)基本工作原理，能結(jié)合性能、成本、體積、功耗、魯棒性等因素進(jìn)行架構(gòu)的對(duì)比與選擇。熟悉典型零中頻RFIC和射頻直采RFIC的結(jié)構(gòu)框架和性能參數(shù)，了解其系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。了解射頻收發(fā)機(jī)架構(gòu)的演進(jìn)訴求和演進(jìn)方向。知識(shí)框架3.1超外差架構(gòu)3.1.1基本原理3.1.2特性分析3.1.3設(shè)計(jì)考慮3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理3.2.2特性分析3.2.3設(shè)計(jì)考慮3.3射頻直采架構(gòu)3.3.1基本原理3.3.2特性分析3.3.3設(shè)計(jì)考慮3.4架構(gòu)對(duì)比與選擇3.5射頻收發(fā)器3.5.1零中頻RFIC3.5.2射頻直采RFIC3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.1演進(jìn)訴求3.6.2演進(jìn)方向3.6.3演進(jìn)示例3.1超外差架構(gòu)超外差架構(gòu)是最傳統(tǒng)、最常用的收發(fā)機(jī)架構(gòu)，該架構(gòu)由EdwinHowardArmstrong于1917年提出。超外差架構(gòu)收發(fā)機(jī)經(jīng)過(guò)多年的應(yīng)用與發(fā)展，目前已擁有非常成熟的技術(shù)和理論支撐，并被普遍應(yīng)用于通信系統(tǒng)中。3.1.1基本原理FDD模式下的典型超外差式收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)3.1超外差架構(gòu)接收方向分析過(guò)程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：Duplexer提供足夠高的收發(fā)隔離度和接收帶外抑制，防止LNA產(chǎn)生不必要的非線性失真，甚至飽和。3.1.1基本原理Duplexer的插損和LNA的噪聲系數(shù)、增益對(duì)接收機(jī)的靜態(tài)靈敏度起重要作用。需要Duplexer提供盡可能低的插損，以及LNA提供盡可能低的噪聲系數(shù)和盡可能高的增益。但是，Duplexer的插損和帶外抑制往往存在對(duì)立關(guān)系，需折中考慮。并且LNA的增益越高，越容易造成后級(jí)電路的非線性失真，甚至飽和，因此也需要折中考慮。典型超外差式接收機(jī)頻率分析3.1超外差架構(gòu)接收方向分析過(guò)程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：RFBPF通常為SAW濾波器，主要用于頻帶選擇，進(jìn)一步抑制發(fā)射泄露、鏡像以及其他干擾。RFVGA主要有兩個(gè)作用：一是提供足夠大的增益（對(duì)于使用無(wú)源混頻器的接收機(jī)尤為重要），從而盡可能降低后級(jí)電路對(duì)接收機(jī)噪聲系數(shù)的影響；二是可以提供足夠大的衰減，以保證接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍。IFBPF通常也為SAW濾波器，主要用于信道選擇（固定中頻場(chǎng)景），抑制鄰信道干擾、下變頻產(chǎn)生的混疊和非線性失真干擾，以及ADC采樣過(guò)程中的混疊干擾。IFVGA一般需要具備較高的OIP3和增益，從而降低對(duì)前級(jí)混頻器輸入信號(hào)功率的需求，增加混頻器的回退量，保證接收機(jī)的線性。同時(shí)，與前級(jí)RFVGA一起構(gòu)成接收機(jī)的模擬動(dòng)態(tài)范圍。3.1.1基本原理3.1超外差架構(gòu)發(fā)射方向分析過(guò)程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：IFBPF通常為SAW或LTCC濾波器，主要用于濾除DAC產(chǎn)生的混疊雜散和諧波干擾。如果DAC輸出雜散在可控范圍內(nèi)，為節(jié)約成本，常常將該IFBPF直接旁路。3.1.1基本原理典型超外差式發(fā)射機(jī)頻率分析對(duì)于選擇無(wú)源混頻器的發(fā)射機(jī)，為保證發(fā)射機(jī)線性，需控制混頻器的輸入信號(hào)功率，因此一般選擇增益相對(duì)較小的中頻放大器，或者直接旁路。但由于在中頻獲得較高增益所需的功耗比在射頻獲得同樣增益所需的功耗低很多，且更穩(wěn)定。因此，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，需根據(jù)所選混頻器的性能折中考慮3.1超外差架構(gòu)發(fā)射方向分析過(guò)程中，需特別注意以下幾點(diǎn)：RFVGA為發(fā)射機(jī)提供合適的模擬動(dòng)態(tài)范圍，并對(duì)輸出功率進(jìn)行頻率補(bǔ)償，以達(dá)到驅(qū)動(dòng)功放的合適功率水平。在RFVGA設(shè)計(jì)選型中，需在保證足夠動(dòng)態(tài)范圍的前提下，盡可能降低非線性失真，以減少對(duì)發(fā)射通道DPD性能的影響。RFBPF通常為SAW濾波器，用于選擇所需的射頻信號(hào)，抑制上變頻中產(chǎn)生的其他混疊雜散信號(hào)。此濾波器對(duì)插損性能要求不高，但需保證具有足夠低的回?fù)p，從而降低因匹配不良對(duì)后級(jí)驅(qū)放、功放的影響。PA的增益和非線性對(duì)負(fù)載非常敏感，因此對(duì)于大功率輸出的基站產(chǎn)品，一般都會(huì)在功放后級(jí)插入隔離器，以減少天線輸入阻抗變化所產(chǎn)生的影響。Duplexer進(jìn)一步抑制發(fā)射機(jī)帶外噪聲和雜散干擾，并且提供足夠高的收發(fā)隔離度，以降低發(fā)射對(duì)接收的干擾。顯然，在保證足夠帶外抑制的前提下，需要盡可能減小Duplexer的插損，以降低整機(jī)功耗。3.1.1基本原理3.1超外差架構(gòu)組合干擾頻點(diǎn)多是超外差式接收機(jī)最為顯著的缺點(diǎn)。典型的干擾有鏡像干擾、中頻干擾以及組合副波道干擾。其中，鏡像干擾尤其嚴(yán)重。下邊帶注入的鏡像頻率推導(dǎo)公式為3.1.2特性分析對(duì)于上邊帶注入的情況，鏡像頻率為

3.1超外差架構(gòu)從上述分析可以看出，超外差式接收機(jī)的選擇性與靈敏度似乎是兩個(gè)矛盾的選擇，但通過(guò)二次變頻可以較好的解決這一矛盾。一次混頻獲得的第一中頻信號(hào)采用高中頻，從而提高對(duì)鏡像干擾的抑制。二次混頻獲得的第二中頻信號(hào)采用低中頻，從而降低信號(hào)選擇的難度，提高抑制鄰道干擾信號(hào)的能力。另外，在中頻頻率的選擇上，通過(guò)選擇合適中頻值，盡可能減少組合干擾。3.1.2特性分析超外差式接收機(jī)二次變頻基本結(jié)構(gòu)3.1超外差架構(gòu)

3.1.3設(shè)計(jì)考慮FDD系統(tǒng)上下行鏈路頻帶結(jié)構(gòu)及信道對(duì)劃分部分FDD-LTE系統(tǒng)頻帶劃分3.1超外差架構(gòu)超外差式收發(fā)機(jī)主要包括以下幾種基本信號(hào)：一個(gè)或多個(gè)本振信號(hào)、參考時(shí)鐘信號(hào)、兩個(gè)或多個(gè)中頻信號(hào)、低功率射頻接收信號(hào)和高功率射頻發(fā)射信號(hào)。由于大部分器件的非線性特征，造成這些信號(hào)產(chǎn)生各種混疊雜散和高次諧波干擾，在頻率規(guī)劃時(shí)，必須對(duì)這些大的干擾信號(hào)逐一進(jìn)行分析。中頻選擇的優(yōu)劣直接決定了超外差式收發(fā)機(jī)的雜散干擾性能。接下來(lái)，主要從鏡像干擾、混頻雜散、半中頻雜散、發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾、多頻干擾和濾波器抑制度共6個(gè)方面對(duì)中頻選擇進(jìn)行分析：3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮對(duì)于混頻雜散頻率規(guī)劃，應(yīng)注意以下幾點(diǎn)：至少對(duì)5階以下的混頻雜散進(jìn)行預(yù)算評(píng)估；保證進(jìn)入混頻的RF和LO信號(hào)失真度盡可能小；提高混頻器端口匹配度，無(wú)源混頻器的端口匹配度直接影響其混頻雜散性能，平衡式混頻器對(duì)m和n的偶次混疊雜散有較好的抑制作用，且雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口具有較高隔離度，降低本振泄漏，并提供固有的RF至IF隔離。因此，雙平衡混頻器設(shè)計(jì)能夠提供最佳的線性特性，可以適當(dāng)降低每個(gè)端口的濾波器帶外抑制需求。提高中頻信道選擇濾波器的帶外抑制，特別注意靠近中頻邊帶上的雜散。

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

超外差式下邊帶注入半中頻雜散抑制分析圖例3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮(4)發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾由于FDD系統(tǒng)收發(fā)通道共用雙工器，受限雙工器發(fā)射端口到接收端口的隔離度和天線回?fù)p，發(fā)射信號(hào)會(huì)泄露到接收端，與接收端信號(hào)(或帶內(nèi)干擾信號(hào))的混頻結(jié)果可能落入接收中頻帶內(nèi)，影響接收SNR甚至阻塞整個(gè)接收機(jī)。

發(fā)射泄露與接收帶內(nèi)混頻干擾解釋3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮

3.1超外差架構(gòu)3.1.3設(shè)計(jì)考慮(6)濾波器抑制度一般情況下，接收中頻頻率越低，接收機(jī)信道選擇中頻濾波器所能達(dá)到的選擇性越高。在窄帶無(wú)線系統(tǒng)中尤為明顯，比如中心頻率大于150MHz、帶寬小于100kHz的高性能SAW濾波器是很難制成的。對(duì)于接收機(jī)鏡像抑制射頻濾波器，可根據(jù)濾波器在單位圓上的共軛零點(diǎn)對(duì)某些特定頻率提供更高的抑制度，而這些高抑制度的頻率點(diǎn)也可進(jìn)一步作為中頻選擇的依據(jù)。3.2零中頻架構(gòu)零中頻收發(fā)機(jī)又稱(chēng)為直接變頻收發(fā)機(jī)，直接變頻意味著射頻信號(hào)不經(jīng)過(guò)傳統(tǒng)中頻階段，直接下變頻到基帶信號(hào)，或由基帶信號(hào)直接上變頻至射頻信號(hào)。隨著半導(dǎo)體工藝的發(fā)展，集成電路技術(shù)的進(jìn)步，數(shù)字處理能力的增強(qiáng)，零中頻收發(fā)機(jī)因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、集成度高等優(yōu)點(diǎn)，在通信系統(tǒng)中應(yīng)用得越來(lái)越廣泛，已逐漸成為傳統(tǒng)外差架構(gòu)的替代品。3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理FDD模式下的典型零中頻收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)3.2零中頻架構(gòu)3.2.1基本原理在接收方向上，天線收到射頻信號(hào)通過(guò)雙工器預(yù)選和較高增益的LNA后，再經(jīng)過(guò)一級(jí)BPF進(jìn)一步濾波。零中頻接收機(jī)對(duì)此BPF的傳輸泄露抑制度要求高于超外差式接收機(jī)，以控制傳輸泄露的自混頻問(wèn)題，同時(shí)降低對(duì)I/Q解調(diào)器二階失真性能的需求。濾波后的射頻信號(hào)直接通過(guò)I/Q解調(diào)器下變頻至基帶信號(hào)。不同于超外差式接收機(jī)，零中頻接收機(jī)的信道選擇主要依賴(lài)于LPF的阻帶抑制。I/Q信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波和放大后，由ADC轉(zhuǎn)為數(shù)字信號(hào)，然后數(shù)字信號(hào)由數(shù)字濾波器進(jìn)一步抑制干擾，增加信道選擇性。在發(fā)射方向上，DAC輸出的I/Q基帶信號(hào)首先通過(guò)LPF，以抑制鄰道和隔道的發(fā)射干擾信號(hào)，并減低混疊雜散。經(jīng)過(guò)濾波后的I/Q基帶信號(hào)經(jīng)過(guò)I/Q調(diào)制器后直接上變頻至射頻信號(hào)，并相加混合。混合后的射頻信號(hào)再經(jīng)過(guò)可調(diào)放大、濾波和功率放大后，通過(guò)天線發(fā)射出去。為了降低對(duì)I/Q調(diào)制器非線性指標(biāo)要求，零中頻發(fā)射機(jī)有大約90%的通道增益都在射頻段完成。另外，在VGA和PA之間插入的BPF主要用于抑制發(fā)射雜散和接收頻帶的帶外噪聲。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向

由于電路串?dāng)_和輻射等原因引起的等效本振泄露3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡

(1)發(fā)射方向可以看出，零中頻發(fā)射機(jī)I/Q信號(hào)的直流偏移、電路的串?dāng)_和輻射引起本振泄露，I/Q信號(hào)的幅相不平衡引起鏡像抑制能力的下降。(2)接收方向中頻接收機(jī)的I/Q不平衡主要是由解調(diào)器、基帶低通濾波器和放大器的幅相不平衡造成。I/Q不平衡會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)鏡像抑制能力下降以及增加信號(hào)帶寬。

3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——I/Q幅相不平衡右圖分別介紹了增益和相位失配的星座圖和時(shí)域圖。增益誤差只作為幅度中的非單位比例因子出現(xiàn)，而相位不平衡則造成一個(gè)信道數(shù)據(jù)脈沖的一部分去破壞另一個(gè)信道，如果I/Q兩路數(shù)據(jù)流不相關(guān)，則本質(zhì)上都會(huì)降低接收機(jī)信噪比。在實(shí)際工程應(yīng)用中，通常會(huì)采用正交誤差校正(QEC)方案對(duì)I/Q幅相一致性進(jìn)行離線或在線校正。(2)接收方向零中頻接收機(jī)I/Q不平衡影響3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——偶次諧波失真典型的接收機(jī)基本僅受奇次失真的影響，但在零中頻接收機(jī)中，偶次失真也是一個(gè)嚴(yán)重的問(wèn)題。零中頻接收機(jī)偶次諧波失真干擾

同時(shí)，由于非線性因素，射頻信號(hào)和本振信號(hào)的二次諧波經(jīng)過(guò)解調(diào)器混頻后，輸出信號(hào)與基帶信號(hào)在頻譜上重疊，同樣也會(huì)形成干擾。通常導(dǎo)致偶次諧波失真的干擾主要是由零中頻接收機(jī)I/Q解調(diào)器的二階非線性導(dǎo)致。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——直流偏移直流偏移是零中頻接收機(jī)特有的一種現(xiàn)象，其主要是由自混頻導(dǎo)致。自混頻主要有以下兩條途徑：本振泄露自混頻本振信號(hào)泄露到濾波器、LNA和調(diào)制器輸入端，或者發(fā)射機(jī)泄露的本振信號(hào)經(jīng)過(guò)空間輻射送到接收天線，然后進(jìn)入解調(diào)器RF端與自身混頻，從而產(chǎn)生直流信號(hào)。強(qiáng)干擾信號(hào)自混頻由于解調(diào)器RF端口和LO端口隔離度有限導(dǎo)致進(jìn)入解調(diào)器RF口的強(qiáng)干擾信號(hào)會(huì)泄露到LO口，然后再和RF口的強(qiáng)干擾信號(hào)發(fā)生自混頻，從而產(chǎn)生直流信號(hào)。零中頻接收機(jī)本振信號(hào)和強(qiáng)干擾信號(hào)自混頻3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——直流偏移通過(guò)自混頻產(chǎn)生的直流信號(hào)無(wú)法通過(guò)低通濾波器濾除，且其一般比射頻部分的噪聲大，造成FFT飽和，并影響基帶動(dòng)態(tài)范圍和不平衡校正的計(jì)算，降低接收機(jī)靈敏度。雖然干擾自混頻成分和傳輸泄露與二階失真的結(jié)果相同，比如兩個(gè)相同信號(hào)混頻叉乘為(自混頻)，與信號(hào)的平方(二階失真項(xiàng))是相同的，但產(chǎn)生機(jī)理卻不同。自混頻低頻電平和直流偏移主要依賴(lài)I/Q解調(diào)器的RF和LO端口隔離度，而二階失真結(jié)果的電平是由非線性系數(shù)決定。為了最小化自混頻低頻成分和直流成分，應(yīng)保證器件以及電路的隔離度盡可能高。3.2零中頻架構(gòu)3.2.2特性分析——閃爍噪聲閃爍噪聲也稱(chēng)為1/f噪聲，有源器件內(nèi)存在的閃爍噪聲隨頻率的降低而增大，對(duì)解調(diào)后的基帶信號(hào)產(chǎn)生較大干擾，從而降低接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度。常見(jiàn)減小閃爍噪聲主要有如下兩種方法：使用SiGe或BiCMOS技術(shù)降低芯片的閃爍噪聲。通過(guò)相關(guān)雙采樣技術(shù)周期性偏移消除來(lái)抑制低頻噪聲分量。3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——QEC校正為了抑制零中頻收發(fā)機(jī)I/Q幅相不平衡和直流偏移等引起的鏡像干擾、偶次諧波失真和本振泄露等問(wèn)題，下圖以發(fā)射方向?yàn)槔?，給出了一種正交誤差校正補(bǔ)償方案，該方案通過(guò)耦合器采集射頻已調(diào)信正交誤差校正補(bǔ)償方案號(hào)，并經(jīng)過(guò)正交相干解調(diào)、低通濾波、AD轉(zhuǎn)換后，在幅相不平衡、本振泄露信號(hào)采集部分，提取正交基帶調(diào)制信號(hào)的幅相不平衡畸變(或星座圖畸變)、本振泄露等參數(shù)，控制正交誤差校正預(yù)失真補(bǔ)償電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)正交基帶信號(hào)數(shù)字預(yù)失真處理，輸出的I'(t)和Q'(t)在幅度、相位和直流偏移上存在一定的不平衡度，然后該預(yù)失真后的信號(hào)經(jīng)過(guò)DA變換、低通濾波后，逆向?qū)ο鶐盘?hào)的正交畸變，實(shí)現(xiàn)良好的正交性。3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

考慮最初的

，可得

相對(duì)噪聲和干擾電平變化下的SNR惡化3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——IIP2估計(jì)

3.2零中頻架構(gòu)3.2.3設(shè)計(jì)考慮——傳輸泄露自混頻和隔離度要求

3.3射頻直采架構(gòu)在近年來(lái)轉(zhuǎn)換器技術(shù)得到快速發(fā)展之前，由于轉(zhuǎn)換器采樣率和分辨率的限制，直接采樣架構(gòu)并不實(shí)用。半導(dǎo)體公司利用新技術(shù)在更高的采樣頻率下提高分辨率，以降低轉(zhuǎn)換器內(nèi)的噪聲。隨著具有更高分辨率的超高速轉(zhuǎn)換器的出現(xiàn)，轉(zhuǎn)換器可以直接轉(zhuǎn)換數(shù)千兆Hz的信號(hào)。3.3射頻直采架構(gòu)3.2.1基本原理FDD模式下的典型射頻直采收發(fā)機(jī)基本結(jié)構(gòu)相比超外差架構(gòu)，射頻直采省去了復(fù)雜的混頻器和本振源。接收方向上，有用信號(hào)通過(guò)ADC射頻直采轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)；發(fā)射方向上，數(shù)字信號(hào)通過(guò)DAC射頻直采轉(zhuǎn)換為射頻信號(hào)。整體屬于一種全數(shù)字架構(gòu)。射頻直采的主要優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)化了射頻信號(hào)鏈，降低了每個(gè)通道的成本以及通道密度。常規(guī)的采樣需要滿足Nyquist采樣定理，即要求工作的射頻采樣頻率大于兩倍最大載波頻率，一種解決方案就是使用帶通采樣結(jié)構(gòu)。帶通采樣也稱(chēng)為諧波采樣或欠采樣，是一種采樣頻率低于兩倍最高信號(hào)頻率的采樣技術(shù)，采樣頻率要求不是基于射頻載波，而是基于信號(hào)帶寬，要求采樣頻率大于兩倍信號(hào)帶寬即可。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

帶通采樣下的頻譜分析

帶通采樣適用的前提條件是：只允許一個(gè)頻帶內(nèi)出現(xiàn)帶通信號(hào)，其余頻段不能出現(xiàn)任何信號(hào)，否則勢(shì)必造成頻譜混疊。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

抗混疊濾波器過(guò)渡帶混疊的帶通采樣3.3射頻直采架構(gòu)3.3.2 特性分析

則采樣率必須滿足由于帶通采樣將射頻帶通信號(hào)重定位于低通位置，生成的SNR要比采用過(guò)采樣方式的差。帶通采樣來(lái)自直流和射頻通帶之間的噪聲混疊會(huì)降低采樣信號(hào)的SNR(用SNRS表示)，其值為SNR的下降可近似表示為另外，時(shí)鐘抖動(dòng)和量化噪聲也會(huì)導(dǎo)致SNR的下降計(jì)。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——采樣率

例如，對(duì)于bandn2FDD頻段的基站收發(fā)機(jī)，從1930MHz到1990MHz的60MHz帶寬分配給發(fā)射機(jī)，從1850MHz到1910MHz的60MHz帶寬分配給接收機(jī)。對(duì)于工作在此頻段的頻分雙工收發(fā)機(jī)來(lái)說(shuō)，最小采樣率應(yīng)大于兩倍發(fā)射機(jī)與接收機(jī)工作頻率間隔加上期望信號(hào)帶寬，即對(duì)于上述工作于bandn2頻段的帶通采樣接收機(jī)，瞬時(shí)帶寬為20MHz，則ADC采樣率應(yīng)高于200MSa/s。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)和接收靈敏度

定義轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)基本模型3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)和接收靈敏度下面進(jìn)行轉(zhuǎn)換器噪聲系數(shù)的推導(dǎo)。先通過(guò)滿量程輸入正弦波得到其滿量程功率值：然后根據(jù)轉(zhuǎn)換器的SNR計(jì)算其有效輸入噪聲，即等效的輸入均方根電壓噪聲：接著計(jì)算噪聲系數(shù)：過(guò)采樣和數(shù)字濾波能產(chǎn)生處理增益，從而降低噪聲系數(shù)：由于帶通采樣結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器等效噪聲系數(shù)較高，在設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)，在ADC之前需要一個(gè)低噪聲系數(shù)且高增益的射頻前端，以獲得良好的接收靈敏度。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，根據(jù)可能的干擾電平、系統(tǒng)線性度要求、功率供給電壓和允許的電流消耗，射頻前端增益一般需要設(shè)置在30dB以上。3.3射頻直采架構(gòu)3.3.3 設(shè)計(jì)考慮——?jiǎng)討B(tài)范圍和線性度射頻直采接收機(jī)中的ADC動(dòng)態(tài)范圍依賴(lài)于所需應(yīng)對(duì)干擾的電平和接收靈敏度要求。假定接收機(jī)工作在強(qiáng)度為PInt(dBm)的帶內(nèi)阻塞干擾之下，而期望有用信號(hào)的電平為PS(dBm)，則要求ADC的動(dòng)態(tài)范圍DRADC應(yīng)滿足例如，對(duì)于5GNR廣域基站帶內(nèi)阻塞3GPP協(xié)議要求來(lái)說(shuō)，接收機(jī)工作在-43dBm的阻塞干擾下，靈敏度惡化量小于6dB，即有用信號(hào)電平大約為-95.7dBm?？紤]3dB余量，使用-40dBm來(lái)替代-43dBm。干擾信號(hào)峰均比約為8dB，且?guī)?nèi)增益不平坦度大約為2dB。則要求ADC的最小動(dòng)態(tài)范圍=-40+95.7+8+2=65.7dB。射頻直采接收機(jī)的線性度和其他接收接收機(jī)類(lèi)似，可以基于三階截點(diǎn)IP3計(jì)算。無(wú)論是超外差式接收機(jī)還是零中頻接收機(jī)，ADC之前都有信道濾波器，但由于射頻直采接收機(jī)中ADC和射頻前端直接相連，因此射頻直采架構(gòu)中ADC的線性度比其他架構(gòu)高。接收機(jī)總的IIP3RX可表示為從無(wú)信道濾波器干擾抑制和接收靈敏度兩個(gè)方面，都促使射頻直采接收機(jī)需要更高的線性度。3.4架構(gòu)對(duì)比與選擇由于寬帶化是5G和6G網(wǎng)絡(luò)一大顯著特征，這使得射頻直采架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)進(jìn)一步突顯。新一代高速轉(zhuǎn)換器打造的解決方案可以提供更高的瞬時(shí)帶寬而不犧牲系統(tǒng)靈敏度，同時(shí)還能在頻率規(guī)劃方面提供更大的靈活性，消除前端射頻帶上的下混頻級(jí)的必要性。3.5射頻收發(fā)器隨著軟件定義無(wú)線電和大規(guī)模數(shù)?；旌霞呻娐返陌l(fā)展，以及射頻電路小型化的演進(jìn)需求，集成AD/DA轉(zhuǎn)換器、調(diào)制/解調(diào)器等電路的單芯片射頻收發(fā)器(RFTransceiver，也稱(chēng)為RFIC)逐漸取代了傳統(tǒng)的分立收發(fā)模塊，在整個(gè)射頻電路中處于絕對(duì)核心地位。得益于協(xié)議的穩(wěn)定和市場(chǎng)的龐大，WIFI、藍(lán)牙、GPS等消費(fèi)類(lèi)RFIC芯片已非常成熟。但對(duì)于通信設(shè)備領(lǐng)域，由于性能要求高、協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)眾多、頻段規(guī)劃復(fù)雜，特別是基站類(lèi)RFIC，近幾年才暫露頭角。3.5射頻收發(fā)器近幾年主流規(guī)格RFIC芯片列表3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC高性能零中頻RFIC代表——ADRV9026ADRV9026提供了4個(gè)獨(dú)立控制的發(fā)射通道、4個(gè)獨(dú)立控制的接收通道、用于監(jiān)控每個(gè)發(fā)射通道的反饋通道、頻率綜合單元和數(shù)字信號(hào)處理單元，可提供完整的收發(fā)器解決方案，其結(jié)構(gòu)框圖如圖3-21所示。該器件采用零中頻收發(fā)架構(gòu)，具有低功耗、低噪聲等優(yōu)點(diǎn)，提供小基站、宏基站、MassiveMIMO等移動(dòng)通信設(shè)備應(yīng)用所需的性能。ADRV9026結(jié)構(gòu)框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC發(fā)射校正

在使用內(nèi)環(huán)初始化校正時(shí)，遍歷不同衰減檔位創(chuàng)建衰減初始校正表。另外，需保證外部PA處于關(guān)斷模式，防止PA大功率信號(hào)對(duì)RFIC內(nèi)環(huán)小信號(hào)造成干擾，以及RFIC輸出大信號(hào)對(duì)PA造成潛在損壞。外環(huán)校正主要對(duì)外部環(huán)路通道的增益和相位等進(jìn)行評(píng)估校正和本振泄露抑制，在保證反饋不飽和的情況下，盡可能提高反饋接收信號(hào)的SNR，保證校正精度。ADRV9026發(fā)射本振泄露和QEC內(nèi)外環(huán)校正框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.1 零中頻RFIC接收增益控制30dB的增益控制范圍，并配合增益控制環(huán)路和適當(dāng)?shù)耐獠磕M衰減，實(shí)現(xiàn)更大的動(dòng)態(tài)范圍指標(biāo)。結(jié)合模擬過(guò)載檢測(cè)、HB2數(shù)字過(guò)載檢測(cè)和功率測(cè)量模塊多個(gè)測(cè)量點(diǎn)，防止接收通道被瞬態(tài)干擾信號(hào)阻塞，并提供較高的SNR，保證信道容量。ADRV9026接收通道增益控制框圖3.5射頻收發(fā)器3.5.2 射頻直采RFICAFE8092結(jié)構(gòu)框圖高性能射頻直采RFIC代表——AFE8092AFE8092是一款高性能、寬帶寬多通道收發(fā)器，集成了8個(gè)RF采樣發(fā)送器鏈、8個(gè)RF采樣接收器鏈和兩個(gè)用于輔助鏈(反饋路徑)的RF前端。AFE8092在AFE7920的基礎(chǔ)上進(jìn)一步的通過(guò)架構(gòu)革新，在集成度提高的同時(shí)，再次實(shí)現(xiàn)了同等場(chǎng)景下功耗的30%下降。相比于4T4R的產(chǎn)品，可以更好地滿足MassiveMIMO所需。3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.1演進(jìn)訴求演進(jìn)訴求作為演進(jìn)迭代的驅(qū)動(dòng)力，分別從覆蓋范圍、速率容量、頻率帶寬性能，以及成本、尺寸、功耗、散熱設(shè)計(jì)的角度，對(duì)數(shù)字中頻、RFIC收發(fā)器、PA、LNA、濾波器、天線、電源、時(shí)鐘和整機(jī)結(jié)構(gòu)各個(gè)領(lǐng)域提出了射頻通信鏈路架構(gòu)的演進(jìn)訴求。射頻通信鏈路架構(gòu)演進(jìn)的主要訴求與驅(qū)動(dòng)力3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.2演進(jìn)方向關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)演進(jìn)趨勢(shì)3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.3演進(jìn)示例基于5G網(wǎng)絡(luò)大帶寬的應(yīng)用訴求，RFIC架構(gòu)逐步由傳統(tǒng)的零中頻向射頻直采發(fā)展，如圖3-26所示。零中頻架構(gòu)主要用于單頻帶和虛擬雙頻帶(4G+5G共RF前端)場(chǎng)景，最大帶寬基本只能達(dá)到600MHz；而射頻直采架構(gòu)可以應(yīng)用在雙頻帶或多頻帶場(chǎng)景，支持的帶寬可以達(dá)到1GHz以上，這對(duì)5G毫米波頻段的應(yīng)用尤其重要。RFIC演進(jìn)趨勢(shì)3.6架構(gòu)演進(jìn)3.6.3演進(jìn)示例5G網(wǎng)絡(luò)大帶寬導(dǎo)致DFE和RFIC之間需要上百Gbps的高速接口，對(duì)接口設(shè)計(jì)和PCB布線提出了極其苛刻的需求，并且此高速接口也帶來(lái)了額外的功率損耗。基于此，將DFE和RFIC集成在一個(gè)數(shù)字+模擬的混合SoC芯片成為當(dāng)前基站設(shè)備的一種趨勢(shì)(在終端設(shè)備中已經(jīng)普遍實(shí)現(xiàn))，這種集成架構(gòu)具有更低的功耗、更小的體積和更高的抗干擾能力。數(shù)字前端演進(jìn)趨勢(shì)謝謝大家！射頻通信全鏈路系統(tǒng)設(shè)計(jì)馬文建等編著機(jī)械工業(yè)出版社第4章射頻通信接收機(jī)設(shè)計(jì)第4章射頻通信接收機(jī)設(shè)計(jì)學(xué)習(xí)目標(biāo)熟悉射頻通信接收機(jī)指標(biāo)體系，包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性、互調(diào)特性等。掌握射頻通信接收機(jī)設(shè)計(jì)方法，能根據(jù)特定需求對(duì)指標(biāo)進(jìn)行預(yù)算和相關(guān)設(shè)計(jì)分解。知識(shí)框架4.1指標(biāo)體系

4.2靜態(tài)靈敏度4.2.1指標(biāo)定義4.2.2需求分析4.2.3設(shè)計(jì)分解4.3鄰道選擇性4.3.1指標(biāo)定義4.3.2需求分析4.3.3設(shè)計(jì)分解4.4阻塞特性4.4.1指標(biāo)定義4.4.2需求分析4.4.3設(shè)計(jì)分解4.5互調(diào)特性4.5.1指標(biāo)定義4.5.2需求分析4.5.3設(shè)計(jì)分解4.6綜合設(shè)計(jì)4.1指標(biāo)體系射頻通信接收機(jī)指標(biāo)體系主要包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性和互調(diào)特性4大指標(biāo)。其中，靜態(tài)靈敏度決定了接收機(jī)能收到的最小信號(hào)電平，限制了設(shè)備的通信覆蓋范圍。鄰道干擾信號(hào)制約著接收機(jī)的鄰道選擇性，帶內(nèi)/帶外阻塞制約著接收機(jī)的阻塞特性，而鄰道選擇性和阻塞特性決定了接收機(jī)能收到的最大信號(hào)電平。最大電平和最小電平之間的差值為接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍。另外，鄰道選擇性、阻塞特性和互調(diào)特性共同限制著接收機(jī)的線性水平。4.2靜態(tài)靈敏度靜態(tài)靈敏度也稱(chēng)為參考靈敏度，是指接收機(jī)在滿足吞吐量要求(通常不小于參考測(cè)量信道最大吞吐量的95%)的條件下，天線口能夠收到的最小信號(hào)電平。如果接收信號(hào)在經(jīng)過(guò)數(shù)字抽取、濾波等處理后，不會(huì)產(chǎn)生額外的信噪比下降或?qū)π旁氡鹊挠绊懣珊雎?，則靜態(tài)靈敏度計(jì)算公式可表示為4.2.1指標(biāo)定義

4.2靜態(tài)靈敏度對(duì)比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，廣域基站的靜態(tài)靈敏度指標(biāo)要求最為苛刻。此處以5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔(SCS)、QPSK調(diào)制方式下-101.7dBm靜態(tài)靈敏度指標(biāo)為例，進(jìn)行該指標(biāo)的需求分析：4.2.2需求分析參考3GPP38.104協(xié)議，對(duì)于FR1頻段信號(hào)帶寬RB數(shù)配置表，5MHz帶寬、15kHz子載波間隔下的RB數(shù)為25個(gè)，每個(gè)RB下的子載波數(shù)為12個(gè)，則RB信號(hào)帶寬為QPSK調(diào)制方式下的解調(diào)門(mén)限大約為-1dB，則接收電路級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)NF需滿足如果是FDD系統(tǒng)，則還需考慮發(fā)射底噪的泄露。發(fā)射底噪泄露對(duì)靜態(tài)靈敏度的影響主要受限于發(fā)射底噪水平和雙工器隔離度，且單RB場(chǎng)景下指標(biāo)需求更加苛刻落到接收帶內(nèi)的混疊噪聲也會(huì)影響靜態(tài)靈敏度。該混疊噪聲主要受限于ADC采樣率、頻率規(guī)劃、濾波器抑制等綜上，接收級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)NF應(yīng)不大于6.7dB。預(yù)留2dB設(shè)計(jì)余量，系統(tǒng)按照4.7dBNF內(nèi)控指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。4.2靜態(tài)靈敏度接收機(jī)NF主要由前端無(wú)源插損、通道增益和ADC底噪決定。4.2.3設(shè)計(jì)分解ADC底噪

為降低ADC底噪對(duì)整體接收鏈路靜態(tài)靈敏度指標(biāo)的影響，結(jié)合噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)公式，前端射頻通道必須提供足夠高的通道增益4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設(shè)計(jì)分解通道增益

由此得到，通道增益為4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設(shè)計(jì)分解無(wú)源插損前端無(wú)源部分主要包括射頻連接器、腔體濾波器(雙工器)和PCB走線?？紤]到NF設(shè)計(jì)指標(biāo)為4.7dB，最前端LNA貢獻(xiàn)大約1.4dB，ADC貢獻(xiàn)0.1dB，通道上其他電路(比如：π衰、變頻、放大、濾波、VGA等)貢獻(xiàn)大約0.4dB，則留給前端無(wú)源插損大約為2.8dB。結(jié)合當(dāng)前常規(guī)設(shè)計(jì)要求和工藝能力水平，前端無(wú)源插損分解如下：射頻連接器損耗≤0.8dB，包括天饋接口、腔體濾波器與射頻模塊橋接接口。腔體濾波器損耗≤1.8dB。腔體濾波器在滿足損耗的同時(shí)，需要具有足夠的帶外抑制、收發(fā)隔離度和工作帶寬指標(biāo)。PCB走線損耗≤0.2dB。在PCB布局時(shí)，前端LNA需盡可能靠近連接器，保證盡可能短的PCB走線。4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設(shè)計(jì)分解綜上分析，要滿足前面的靜態(tài)靈敏度指標(biāo)，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，有如下設(shè)計(jì)約束：靜態(tài)靈敏度設(shè)計(jì)分解總結(jié)4.3鄰道選擇性

4.3.1指標(biāo)定義基站，鄰道干擾信號(hào)中心頻點(diǎn)與帶內(nèi)有用信號(hào)上邊緣頻點(diǎn)或下邊緣頻點(diǎn)之間的距離，即圖中的fOffset1。終端，鄰道干擾信號(hào)中心頻點(diǎn)偏離帶內(nèi)有用信號(hào)中心頻點(diǎn)的距離，即圖中的fOffset2。鄰道選擇性指標(biāo)要求接收機(jī)在接收有用信號(hào)的同時(shí)，對(duì)鄰道干擾信號(hào)提供足夠高的抑制度，其抑制度主要取決于固定中頻的信道選擇濾波器和數(shù)字濾波器。4.3鄰道選擇性

4.3.2需求分析5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔、QPSK調(diào)制方式下的靜態(tài)靈敏度為-101.7dBm，則ACS靈敏度為-95.7dBm。QPSK下解調(diào)門(mén)限為-1dB，則等效總噪聲功率≤-94.7dBm/5MHz。為防止批次波動(dòng)等影響，預(yù)留3dB設(shè)計(jì)余量，即系統(tǒng)按照≤-97.7dBm內(nèi)控指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。鄰道選擇性分析的噪聲主要包括接收機(jī)熱噪聲、ADC底噪、本振倒異混頻噪聲、非線性產(chǎn)物噪聲、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲共5個(gè)部分。在通道增益不變情況下，可認(rèn)為ADC等效到天線口的底噪基本不變，即ADC底噪的影響基本可忽略。鄰道選擇性噪聲貢獻(xiàn)項(xiàng)4.3鄰道選擇性4.3.3設(shè)計(jì)分解鄰道選擇性主要由接收熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性產(chǎn)物和數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲決定。接收熱噪聲接收熱噪聲需控制在-102.9dBm以?xún)?nèi)，而在-52dBm鄰道信號(hào)輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時(shí)基本一致小于前面靜態(tài)靈敏度中NF設(shè)計(jì)指標(biāo)，滿足設(shè)計(jì)需求。由于AGC未起控，為盡可能削弱由于大信號(hào)導(dǎo)致ADC底噪的抬升，應(yīng)限制接收機(jī)的通道增益。5MHzDFT-s-OFDMNR鄰道測(cè)試信號(hào)峰均比PAPR在8dB左右，接收信號(hào)強(qiáng)度指示RSSI誤差2dB，5MHz帶寬內(nèi)增益波動(dòng)1dB，預(yù)留2dB余量，因此要求ADC輸入口最大信號(hào)不要超過(guò)-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則ADC最大輸入電平應(yīng)控制在-9dBm以?xún)?nèi)，鏈路增益應(yīng)滿足遠(yuǎn)大于靜態(tài)靈敏度對(duì)通道增益的設(shè)計(jì)條件4.3鄰道選擇性4.3.3設(shè)計(jì)分解本振倒異混頻噪聲由于實(shí)際本振信號(hào)的能量不是集中在一個(gè)頻點(diǎn)上，而是連續(xù)分布在頻譜上，存在雜散和噪聲，即本振相位噪聲。若混頻器輸入端在偏離有用信號(hào)處存在較強(qiáng)干擾信號(hào)，此強(qiáng)干擾信號(hào)與偏離本振信號(hào)處的雜散和噪聲進(jìn)行混頻，產(chǎn)生的頻率分量正好落入中頻有用信號(hào)帶內(nèi)，形成中頻噪聲，進(jìn)而影響接收靈敏度。假設(shè)偏離本振2.5M~7.5MHz區(qū)域內(nèi)的相位噪聲服從均勻分布，則此區(qū)域內(nèi)的總噪聲功率近似倒異混頻噪聲為本振倒異混頻噪聲需控制在-102.9dBm以?xún)?nèi)，則偏離載波2.5M~7.5MHz區(qū)域內(nèi)的平均相位噪聲應(yīng)小于-117.4dBc/Hz。相對(duì)比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設(shè)計(jì)分解非線性產(chǎn)物非線性產(chǎn)物噪聲需控制在-104.7dBm以?xún)?nèi)，則要求接收通道鏈路鄰道功率泄露比ACLR滿足根據(jù)ACLR與OIP3的關(guān)系表達(dá)式，并結(jié)合8dB左右信號(hào)峰均比，可以得出接收通道鏈路IIP3需滿足結(jié)合通常設(shè)計(jì)的接收通道鏈路IIP3一般都可達(dá)到-10dBm以上，因此，對(duì)于此IIP3≥-28dBm相對(duì)比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設(shè)計(jì)分解數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-104.7dBm以?xún)?nèi)，則要求沒(méi)有信道選擇濾波器架構(gòu)的數(shù)字濾波器提供至少-52-(-104.7)=53.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)此指標(biāo)相對(duì)容易。綜上分析，要滿足鄰道選擇性指標(biāo)，在設(shè)計(jì)過(guò)程中，有如下設(shè)計(jì)約束：鄰道選擇性設(shè)計(jì)分解總結(jié)4.4阻塞特性各移動(dòng)通信頻段共站共址、WiFi、藍(lán)牙、雷達(dá)、電視、廣播等其他通信系統(tǒng)，導(dǎo)致各無(wú)線設(shè)備接收機(jī)往往工作在復(fù)雜多變的電磁頻譜干擾環(huán)境中，這就是所謂的阻塞(Blocking)場(chǎng)景。阻塞是接收機(jī)存在干擾信號(hào)時(shí)，在滿足一定誤碼率情況下，能夠解調(diào)出特定頻帶內(nèi)最小有用信號(hào)的能力，即通過(guò)阻塞靈敏度指標(biāo)來(lái)衡量接收機(jī)的抗阻塞性能。阻塞分為帶內(nèi)阻塞和帶外阻塞兩種類(lèi)型，鄰道選擇性屬于一種特殊的帶內(nèi)阻塞。由于基站和終端應(yīng)用場(chǎng)景和鏈路器件的差異，其阻塞指標(biāo)的需求定義也有所不同。4.4.1指標(biāo)定義4.4阻塞特性4.4.1指標(biāo)定義帶內(nèi)阻塞

用信號(hào)頻段和靈敏度惡化相同數(shù)值情況下，終端的干擾信號(hào)功率遠(yuǎn)低于基站的干擾信號(hào)功率。圖(b)為終端帶內(nèi)阻塞指標(biāo)定義，與基站類(lèi)似，只是終端定義了兩級(jí)foffset，隨著foffset的增大，阻塞電平PInt也隨之提高。4.4阻塞特性4.4.1指標(biāo)定義帶外阻塞

4.4阻塞特性4.4.2需求分析對(duì)比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，終端阻塞性能明顯低于基站，且本地基站的帶內(nèi)阻塞電平雖然比廣域基站高8dB，但由于同等約束條件下本地基站的靜態(tài)靈敏度指標(biāo)比廣域基站低8dB，所以此處仍以5GNR廣域基站5MHz有用信號(hào)帶寬為例，分別進(jìn)行帶內(nèi)和帶外阻塞指標(biāo)需求分析。4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內(nèi)阻塞參考鄰道選擇性的需求分析，同樣預(yù)留3dB設(shè)計(jì)余量。系統(tǒng)在-43dBm帶內(nèi)阻塞干擾信號(hào)功率下，按照等效總噪聲功率≤-97.7dBm/5MHz內(nèi)控指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。基站帶內(nèi)阻塞典型指標(biāo)需求4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內(nèi)阻塞影響帶內(nèi)阻塞指標(biāo)的因素除了鄰道選擇性分析項(xiàng)以外，還需要重點(diǎn)考慮AGC起控引起的接收鏈路噪聲系數(shù)惡化，以及大信號(hào)條件下的ADCSFDR惡化。結(jié)合工程經(jīng)驗(yàn)，帶內(nèi)阻塞靈敏度惡化的噪聲貢獻(xiàn)比例和具體噪聲指標(biāo)見(jiàn)下表，按照此貢獻(xiàn)項(xiàng)噪聲指標(biāo)分別進(jìn)行設(shè)計(jì)。帶內(nèi)阻塞噪聲貢獻(xiàn)項(xiàng)4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶外阻塞基站帶外阻塞一般分為通用帶外阻塞和共址帶外阻塞兩種類(lèi)型?；就ㄓ脦庾枞湫椭笜?biāo)需求宏基站共址帶外阻塞典型指標(biāo)需求一般來(lái)說(shuō)，帶外阻塞除了需要滿足上述帶內(nèi)阻塞影響因素外，還需重點(diǎn)分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應(yīng)、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離等因素。由于接收機(jī)應(yīng)用頻段、場(chǎng)景架構(gòu)的不同，導(dǎo)致上述分析項(xiàng)的影響因素貢獻(xiàn)比重存在較大差異，后面將以bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構(gòu)為例，進(jìn)行帶外阻塞指標(biāo)的設(shè)計(jì)分解。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解動(dòng)態(tài)范圍

4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解動(dòng)態(tài)范圍結(jié)合3GPP協(xié)議和應(yīng)用場(chǎng)景，基站的覆蓋區(qū)域越小，基站的帶內(nèi)阻塞信號(hào)越大，則要求的接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍越高。特別對(duì)于移動(dòng)終端設(shè)備和無(wú)線回傳設(shè)備(RRN)，其最大輸入電平和帶內(nèi)阻塞干擾電平更高，一般需要高達(dá)50dB左右的動(dòng)態(tài)范圍。為了滿足動(dòng)態(tài)范圍需求，在接收鏈路上需要設(shè)置可變?cè)鲆娣糯笃骰蚩烧{(diào)衰減器(統(tǒng)稱(chēng)為VGA)來(lái)調(diào)整通道增益，而此VGA在接收鏈路中的位置，需要綜合阻塞靈敏度和互調(diào)特性(后面4.5節(jié)會(huì)詳細(xì)分析)兩個(gè)指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。當(dāng)通道增益衰減較小時(shí)，為盡可能降低通道衰減對(duì)阻塞靈敏度的影響，VGA一般放到混頻器后，即靠近ADC，稱(chēng)為中頻VGA(IFVGA)；當(dāng)通道增益衰減較大時(shí)，即接收機(jī)處于大信號(hào)阻塞場(chǎng)景，為提高接收機(jī)線性改善其互調(diào)特性，除IFVGA外，還需要RFVGA，即衰減器放置在LNA后級(jí)、混頻器前級(jí)。一般情況下，當(dāng)阻塞信號(hào)電平大于-35dBm時(shí)，啟動(dòng)RFVGA，既保證互調(diào)特性有較大改善，有盡可能降低了對(duì)阻塞靈敏度的影響。對(duì)于上述13.3dB的動(dòng)態(tài)范圍，只需設(shè)置IFVGA即可滿足設(shè)計(jì)需求。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶內(nèi)阻塞下面分別從接收機(jī)熱噪聲、ADCSFDR雜散、本振倒異混頻噪聲、通道非線性產(chǎn)物噪聲和數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲5個(gè)方面，進(jìn)行帶內(nèi)阻塞設(shè)計(jì)分析。(1)接收機(jī)熱噪聲結(jié)合靜態(tài)靈敏度對(duì)通道增益(-34.3dB)的需求，以及4.3.3節(jié)ADC最大輸入電平(-9dBm)的分析，得出接收通道AGC起控電平大約為-44dBm。在-43dBm帶內(nèi)阻塞電平下，假設(shè)前端濾波器對(duì)帶內(nèi)阻塞干擾信號(hào)幾乎沒(méi)有抑制，則在帶內(nèi)阻塞場(chǎng)景下，AGC起控將引起接收機(jī)噪聲系數(shù)惡化。而對(duì)于此處1dB的AGC衰減，接收通道NF惡化基本能控制在0.1dB以?xún)?nèi)。另外，在帶內(nèi)阻塞場(chǎng)景下，由于大信號(hào)造成ADC底噪的惡化一般在3dB以?xún)?nèi)，對(duì)整體接收通道NF惡化基本可控制在0.1dB以?xún)?nèi)。為了盡可能降低AGC起控的衰減值，接收通道增益值應(yīng)盡可能貼近滿足靜態(tài)靈敏度指標(biāo)對(duì)應(yīng)通道增益的下限值，即34.3dB。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶內(nèi)阻塞——(2)ADCSFDR雜散在阻塞場(chǎng)景下，大信號(hào)進(jìn)入ADC產(chǎn)生諧波雜散，引起SFDR惡化。如果此SFDR噪聲功率高于有用信號(hào)，且擊中有用信號(hào)，則會(huì)導(dǎo)致阻塞靈敏度指標(biāo)不滿足需求。因此，在ADC選型中，應(yīng)對(duì)重點(diǎn)測(cè)試分析其SFDR指標(biāo)，避免SFDR雜散點(diǎn)影響有用信號(hào)的正確解調(diào)。另外，如果接收機(jī)熱噪聲影響因素余量較大，可嘗試適當(dāng)降低AGC起控電平，降低ADC輸入功率，減少SFDR惡化量。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶內(nèi)阻塞——(3)本振倒異混頻噪聲

本振倒異混頻噪聲需控制在-104.7dBm以?xún)?nèi)，則偏離載波7.5M~12.5MHz區(qū)域內(nèi)的平均相位噪聲應(yīng)小于-127.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對(duì)于此-127.2dBc/Hz相對(duì)比較容易滿足。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶內(nèi)阻塞——(4)通道非線性噪聲與鄰道選擇性不同，有用信號(hào)位于帶內(nèi)阻塞信號(hào)的隔道上，則由帶內(nèi)阻塞引起的通道非線性噪聲主要通過(guò)五階互調(diào)截點(diǎn)(IIP5)來(lái)近似度量，IIP5與IIP3定義類(lèi)似，主要由五階互調(diào)分量IM5決定，且有由非線性引起的干擾噪聲需控制在-105.9dBm以?xún)?nèi)，結(jié)合-43dBm的干擾信號(hào)功率，計(jì)算得到接收通道的IIP5應(yīng)大于-43dBm。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶內(nèi)阻塞——(5)數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以?xún)?nèi)，則要求沒(méi)有信道選擇濾波器架構(gòu)的數(shù)字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)此指標(biāo)相對(duì)容易。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞根據(jù)前面需求分析，帶外阻塞指標(biāo)主要基于bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構(gòu)進(jìn)行分解。結(jié)合器件選型和成本控制等條件，接收變頻結(jié)構(gòu)如下圖所示，采用1次混頻，本振頻率為1470MHz，接收中頻頻率為240~315MHz，ADC采樣率為368.64Msps，滿足65MHz帶寬帶通采樣要求。基站bandn3頻段接收機(jī)變頻結(jié)構(gòu)由于協(xié)議規(guī)定的帶外阻塞為單音干擾信號(hào)，而測(cè)試的有用信號(hào)為寬帶信號(hào)，單音信號(hào)落到寬帶信號(hào)中，擊中RB，導(dǎo)致接收誤碼。此處仍以5MHz帶寬、15kHz子載波為例，5MHz帶寬包含25個(gè)RB，每個(gè)RB180kHz。參考帶內(nèi)阻塞需求分析，同樣預(yù)留3dB設(shè)計(jì)余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內(nèi)控指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)，即-112dBm/180kHz。干擾信號(hào)功率為-15dBm，對(duì)于混到有用信號(hào)頻帶內(nèi)的情況，總的抑制度≥97dB。下面重點(diǎn)分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應(yīng)、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離帶來(lái)的影響。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(1)濾波器抑制度為了防止LNA飽和，前端雙工器需要將帶外干擾進(jìn)行抑制。一般來(lái)說(shuō)，需要將帶外阻塞干擾電平至少抑制到帶內(nèi)阻塞干擾電平，即大約提供30dB以上的抑制度。另外，對(duì)于共址帶外阻塞干擾，需要大約提供60dB以上的抑制度。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(2)鏡像干擾根據(jù)射頻、中頻頻段和本振頻率，計(jì)算出鏡像干擾頻段。參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，鏡像干擾需要考慮擊中單個(gè)RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度。接收鏈路上，雙工器、兩級(jí)SAW濾波器、帶選頻網(wǎng)絡(luò)的放大器對(duì)鏡像干擾頻段分別可提供43、40、15dB，合計(jì)98dB的抑制度，僅有1dB設(shè)計(jì)余量，存在風(fēng)險(xiǎn)。在器件選型中，應(yīng)兼容考慮對(duì)鏡像干擾頻段抑制度更高的雙工器和SAW濾波器。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(3)混頻器M×N雜散響應(yīng)參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，混頻器M×N雜散也需要考慮擊中單個(gè)RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度。混頻器M×N雜散主要為混疊雜散直接落入帶內(nèi)和落入ADC混疊區(qū)兩種情況：

(2)對(duì)于落入ADC混疊區(qū)的情況接收中頻頻率=240~315MHz，ADC采樣率=368.64Msps，需考慮的低階混疊區(qū)包括低端混疊區(qū)(53.64~128.64MHz)和高端混疊區(qū)(422.28~497.28MHz)，重點(diǎn)分析-1×N(N≤5)階情況。通過(guò)7階帶通LC濾波器實(shí)現(xiàn)抗混疊濾波，在低端混疊區(qū)和高端混疊區(qū)分別可提供40dB和38dB以上的抑制度，級(jí)聯(lián)抑制度均滿足97dB以上的需求，且余量充足。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾射頻混頻干擾主要考慮通道混疊和鏡像混疊兩個(gè)方面。射頻混疊干擾落入ADC混疊區(qū)情況預(yù)算4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾鏡像混疊低端混疊區(qū)為972.72~1047.72MHz，高端混疊區(qū)為1341.36~1416.36MHz，預(yù)算的整體抑制度分別為131和116dB，遠(yuǎn)大于97dB，滿足設(shè)計(jì)需求。通道混疊低端混疊區(qū)為1523.64~1598.64MHz，高端混疊區(qū)為1892.28~1967.28MHz，預(yù)算的整體抑制度分別為113和123dB，遠(yuǎn)大于97dB，滿足設(shè)計(jì)需求。假設(shè)此處還需要進(jìn)一步考慮靠近bandn3FDD頻段旁邊的n39(1880~1920MHz)TDD共址混疊干擾：1892.28~1920MHz剛好落入高端混疊區(qū)，阻塞電平按照16dBmCW信號(hào)分析，需要提供至少16-(-112)=128dB抑制，通過(guò)雙工器在該頻段的優(yōu)化設(shè)計(jì)，進(jìn)一步提高抑制度，整體滿足設(shè)計(jì)需求。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對(duì)于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會(huì)對(duì)接收信號(hào)產(chǎn)生干擾，主要考慮2個(gè)因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)導(dǎo)致接收前端飽和為降低接收LNA的非線性失真，防止接收LNA飽和，發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)功率至少需要在接收LNAOP1dB點(diǎn)回退10dB以上。例如：所選用接收LNA的OP1dB為20dBm，增益Gain為20dB，則要求接收LNA的輸入功率低于-10dBm。如果發(fā)射最大功率為100W(50dBm)，則要求雙工器的發(fā)射到接收隔離度控制在60dB以上。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對(duì)于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會(huì)對(duì)接收信號(hào)產(chǎn)生干擾，主要考慮2個(gè)因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)與阻塞信號(hào)互調(diào)干擾發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)與帶外阻塞信號(hào)的互調(diào)產(chǎn)物有可能擊中接收頻段信號(hào)，下行發(fā)射頻段工作在1805~1825MHz，上行接收頻段工作在1710~1730MHz，帶外阻塞干擾頻率為1767.5MHz，下行發(fā)射信號(hào)與帶外阻塞信號(hào)的互調(diào)產(chǎn)物剛好完全擊中上行接收頻段。基站bandn3頻段接收機(jī)發(fā)射殘余信號(hào)與阻塞信號(hào)互調(diào)干擾示意4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對(duì)于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會(huì)對(duì)接收信號(hào)產(chǎn)生干擾，主要考慮2個(gè)因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)與阻塞信號(hào)互調(diào)干擾在設(shè)計(jì)過(guò)程中，需主要保證接收LNA互調(diào)產(chǎn)物滿足阻塞靈敏度要求，即≤-112dBm/180kHz(按照單RB進(jìn)行預(yù)算)。按照前面第(1)個(gè)因素分析結(jié)果，為保證發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號(hào)不會(huì)導(dǎo)致接收前端飽和，則要求發(fā)射泄露到接收LNA前端的功率小于-10dBm。前端雙工器為帶外阻塞干擾信號(hào)提供至少30dB抑制度，使到達(dá)接收LNA前端的帶外阻塞干擾功率小于-45dBm(大約等于帶內(nèi)阻塞電平)。假定所選用接收LNA的OIP3為30dBm，增益Gain為20dB，則要求LNA輸出的互調(diào)產(chǎn)物小于-92dBm/180kHz。左頻點(diǎn)功率P1=-45dBm與右頻點(diǎn)功率P2=-10dBm進(jìn)行互調(diào)，落到左側(cè)的互調(diào)產(chǎn)物功率為帶入?yún)?shù)計(jì)算落到左側(cè)的互調(diào)產(chǎn)物功率為-125dBm遠(yuǎn)小于-92dBm，滿足設(shè)計(jì)要求。4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解設(shè)計(jì)總結(jié)帶內(nèi)阻塞設(shè)計(jì)分解總結(jié)4.4阻塞特性4.4.3設(shè)計(jì)分解設(shè)計(jì)總結(jié)帶外阻塞設(shè)計(jì)分解總結(jié)4.5互調(diào)特性?xún)蓚€(gè)射頻干擾信號(hào)的三階互調(diào)或高階互調(diào)產(chǎn)物，可能會(huì)落入有用信號(hào)帶寬內(nèi)，形成干擾?；フ{(diào)靈敏度是評(píng)價(jià)接收機(jī)在存在與有用信號(hào)有一定關(guān)系的兩個(gè)干擾信號(hào)情況下，接收有用信號(hào)的能力。在接收機(jī)設(shè)計(jì)過(guò)程中，往往使用互調(diào)靈敏度指標(biāo)來(lái)衡量接收機(jī)的線性性能。4.5.1指標(biāo)定義互調(diào)特性指標(biāo)定義示例與鄰道選擇性類(lèi)似，互調(diào)干擾信號(hào)與有用信號(hào)頻帶間距也有兩種定義：基站，頻帶間距是以有用信號(hào)上下邊緣頻點(diǎn)來(lái)定義的，即圖中的fOffset1和fOffset2。終端，頻帶間距是以有用信號(hào)中心頻點(diǎn)來(lái)定義的，即圖中的BWS/2+fOffset1和BWS/2+fOffset2。4.5互調(diào)特性對(duì)比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，二者指標(biāo)相對(duì)比較接近，此處仍以基站協(xié)議進(jìn)行設(shè)計(jì)分析。4.5.2需求分析基站互調(diào)指標(biāo)需求基站互調(diào)指標(biāo)典型干擾信號(hào)參數(shù)4.5互調(diào)特性

4.5.2需求分析參考鄰道選擇性需求，互調(diào)特性指標(biāo)有如下分析：靜態(tài)靈敏度-101.7dBm，則帶內(nèi)有用信號(hào)功率互調(diào)靈敏度-95.7dBmQPSK下解調(diào)門(mén)限為-1dB，預(yù)留3dB設(shè)計(jì)余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內(nèi)控指標(biāo)進(jìn)行設(shè)計(jì)。與鄰道選擇性類(lèi)似，互調(diào)干擾引起的噪聲主要包括接收機(jī)熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性互調(diào)產(chǎn)物、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲?；フ{(diào)干擾噪聲貢獻(xiàn)項(xiàng)4.5互調(diào)特性下面分別對(duì)接收機(jī)熱噪聲、非線性互調(diào)產(chǎn)物、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲、本振倒異混頻噪聲進(jìn)行分析。4.5.3設(shè)計(jì)分解接收機(jī)熱噪聲互調(diào)干擾信號(hào)可能落入整個(gè)接收工作帶寬(大于5MHz)內(nèi)，則中頻信道選擇濾波器對(duì)其抑制度可忽略。接收機(jī)熱噪聲需控制在-104.7dBm以?xún)?nèi)，而在-49dBm(兩個(gè)-52dBm信號(hào)疊加)帶內(nèi)信號(hào)輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時(shí)基本一致。小于NF設(shè)計(jì)指標(biāo)，滿足設(shè)計(jì)需求。由于AGC未起控，為保證ADC輸入不削頂，應(yīng)限制接收機(jī)的通道增益。ADC輸入口最大信號(hào)不要超過(guò)-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則接收通道的鏈路增益應(yīng)滿足對(duì)比靜態(tài)靈敏度對(duì)通道增益>34.3dB的需求，此處滿足需求。4.5互調(diào)特性4.5.3設(shè)計(jì)分解本振倒異混頻噪聲由于互調(diào)干擾包括CW和調(diào)制寬帶兩類(lèi)信號(hào)，本振倒異混頻噪聲按理應(yīng)拆分成兩段進(jìn)行分析，但由于此兩類(lèi)干擾信號(hào)偏離有用信號(hào)中心頻點(diǎn)較遠(yuǎn)，且兩類(lèi)干擾信號(hào)的功率相等，因此可假設(shè)兩類(lèi)干擾信號(hào)處的本振相位噪聲基本一致，且對(duì)本振倒異混頻噪聲的貢獻(xiàn)也一樣(均為-104.7dBm)。此處分析其中一種干擾信號(hào)即可。以偏離中心頻點(diǎn)±20MHz的寬帶干擾信號(hào)為例，倒異混頻噪聲為則偏離載波10MHz和17.5~22.5MHz區(qū)域內(nèi)的平均相位噪聲應(yīng)小于-119.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對(duì)于小于-119.2dBc/Hz的要求相對(duì)比較容易滿足。4.5互調(diào)特性4.5.3設(shè)計(jì)分解非線性互調(diào)產(chǎn)物非線性互調(diào)產(chǎn)物需控制在-100.7dBm以?xún)?nèi)，三階互調(diào)分量IM3可表示為將帶入IM3≤-100.7dBm，計(jì)算得到接收通道IIP3≥-10.5dBm。結(jié)合通常設(shè)計(jì)的接收通道鏈路IIP3一般都可達(dá)到-10dBm以上，此處相對(duì)比較臨界。數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以?xún)?nèi)，則要求沒(méi)有信道選擇濾波器架構(gòu)的數(shù)字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實(shí)現(xiàn)此指標(biāo)相對(duì)容易。4.5互調(diào)特性4.5.3設(shè)計(jì)分解設(shè)計(jì)總結(jié)互調(diào)靈敏度設(shè)計(jì)分解總結(jié)4.6綜合設(shè)計(jì)傳統(tǒng)4T4R廣域基站類(lèi)設(shè)備典型接收架構(gòu)整體架構(gòu)