射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計 課件 第4章 射頻通信接收機設計

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計馬文建等編著機械工業(yè)出版社第4章射頻通信接收機設計第4章射頻通信接收機設計學習目標熟悉射頻通信接收機指標體系，包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性、互調特性等。掌握射頻通信接收機設計方法，能根據(jù)特定需求對指標進行預算和相關設計分解。知識框架4.1指標體系

4.2靜態(tài)靈敏度4.2.1指標定義4.2.2需求分析4.2.3設計分解4.3鄰道選擇性4.3.1指標定義4.3.2需求分析4.3.3設計分解4.4阻塞特性4.4.1指標定義4.4.2需求分析4.4.3設計分解4.5互調特性4.5.1指標定義4.5.2需求分析4.5.3設計分解4.6綜合設計4.1指標體系射頻通信接收機指標體系主要包括靜態(tài)靈敏度、鄰道選擇性、阻塞特性和互調特性4大指標。其中，靜態(tài)靈敏度決定了接收機能收到的最小信號電平，限制了設備的通信覆蓋范圍。鄰道干擾信號制約著接收機的鄰道選擇性，帶內/帶外阻塞制約著接收機的阻塞特性，而鄰道選擇性和阻塞特性決定了接收機能收到的最大信號電平。最大電平和最小電平之間的差值為接收機的動態(tài)范圍。另外，鄰道選擇性、阻塞特性和互調特性共同限制著接收機的線性水平。4.2靜態(tài)靈敏度靜態(tài)靈敏度也稱為參考靈敏度，是指接收機在滿足吞吐量要求(通常不小于參考測量信道最大吞吐量的95%)的條件下，天線口能夠收到的最小信號電平。如果接收信號在經(jīng)過數(shù)字抽取、濾波等處理后，不會產(chǎn)生額外的信噪比下降或對信噪比的影響可忽略，則靜態(tài)靈敏度計算公式可表示為4.2.1指標定義

4.2靜態(tài)靈敏度對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，廣域基站的靜態(tài)靈敏度指標要求最為苛刻。此處以5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔(SCS)、QPSK調制方式下-101.7dBm靜態(tài)靈敏度指標為例，進行該指標的需求分析：4.2.2需求分析參考3GPP38.104協(xié)議，對于FR1頻段信號帶寬RB數(shù)配置表，5MHz帶寬、15kHz子載波間隔下的RB數(shù)為25個，每個RB下的子載波數(shù)為12個，則RB信號帶寬為QPSK調制方式下的解調門限大約為-1dB，則接收電路級聯(lián)噪聲系數(shù)NF需滿足如果是FDD系統(tǒng)，則還需考慮發(fā)射底噪的泄露。發(fā)射底噪泄露對靜態(tài)靈敏度的影響主要受限于發(fā)射底噪水平和雙工器隔離度，且單RB場景下指標需求更加苛刻落到接收帶內的混疊噪聲也會影響靜態(tài)靈敏度。該混疊噪聲主要受限于ADC采樣率、頻率規(guī)劃、濾波器抑制等綜上，接收級聯(lián)噪聲系數(shù)NF應不大于6.7dB。預留2dB設計余量，系統(tǒng)按照4.7dBNF內控指標進行設計。4.2靜態(tài)靈敏度接收機NF主要由前端無源插損、通道增益和ADC底噪決定。4.2.3設計分解ADC底噪

為降低ADC底噪對整體接收鏈路靜態(tài)靈敏度指標的影響，結合噪聲系數(shù)級聯(lián)公式，前端射頻通道必須提供足夠高的通道增益4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解通道增益

由此得到，通道增益為4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解無源插損前端無源部分主要包括射頻連接器、腔體濾波器(雙工器)和PCB走線?？紤]到NF設計指標為4.7dB，最前端LNA貢獻大約1.4dB，ADC貢獻0.1dB，通道上其他電路(比如：π衰、變頻、放大、濾波、VGA等)貢獻大約0.4dB，則留給前端無源插損大約為2.8dB。結合當前常規(guī)設計要求和工藝能力水平，前端無源插損分解如下：射頻連接器損耗≤0.8dB，包括天饋接口、腔體濾波器與射頻模塊橋接接口。腔體濾波器損耗≤1.8dB。腔體濾波器在滿足損耗的同時，需要具有足夠的帶外抑制、收發(fā)隔離度和工作帶寬指標。PCB走線損耗≤0.2dB。在PCB布局時，前端LNA需盡可能靠近連接器，保證盡可能短的PCB走線。4.2靜態(tài)靈敏度4.2.3設計分解綜上分析，要滿足前面的靜態(tài)靈敏度指標，在設計過程中，有如下設計約束：靜態(tài)靈敏度設計分解總結4.3鄰道選擇性

4.3.1指標定義基站，鄰道干擾信號中心頻點與帶內有用信號上邊緣頻點或下邊緣頻點之間的距離，即圖中的fOffset1。終端，鄰道干擾信號中心頻點偏離帶內有用信號中心頻點的距離，即圖中的fOffset2。鄰道選擇性指標要求接收機在接收有用信號的同時，對鄰道干擾信號提供足夠高的抑制度，其抑制度主要取決于固定中頻的信道選擇濾波器和數(shù)字濾波器。4.3鄰道選擇性

4.3.2需求分析5GNR廣域基站在5MHz帶寬、15kHz子載波間隔、QPSK調制方式下的靜態(tài)靈敏度為-101.7dBm，則ACS靈敏度為-95.7dBm。QPSK下解調門限為-1dB，則等效總噪聲功率≤-94.7dBm/5MHz。為防止批次波動等影響，預留3dB設計余量，即系統(tǒng)按照≤-97.7dBm內控指標進行設計。鄰道選擇性分析的噪聲主要包括接收機熱噪聲、ADC底噪、本振倒異混頻噪聲、非線性產(chǎn)物噪聲、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲共5個部分。在通道增益不變情況下，可認為ADC等效到天線口的底噪基本不變，即ADC底噪的影響基本可忽略。鄰道選擇性噪聲貢獻項4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解鄰道選擇性主要由接收熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性產(chǎn)物和數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲決定。接收熱噪聲接收熱噪聲需控制在-102.9dBm以內，而在-52dBm鄰道信號輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時基本一致小于前面靜態(tài)靈敏度中NF設計指標，滿足設計需求。由于AGC未起控，為盡可能削弱由于大信號導致ADC底噪的抬升，應限制接收機的通道增益。5MHzDFT-s-OFDMNR鄰道測試信號峰均比PAPR在8dB左右，接收信號強度指示RSSI誤差2dB，5MHz帶寬內增益波動1dB，預留2dB余量，因此要求ADC輸入口最大信號不要超過-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則ADC最大輸入電平應控制在-9dBm以內，鏈路增益應滿足遠大于靜態(tài)靈敏度對通道增益的設計條件4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解本振倒異混頻噪聲由于實際本振信號的能量不是集中在一個頻點上，而是連續(xù)分布在頻譜上，存在雜散和噪聲，即本振相位噪聲。若混頻器輸入端在偏離有用信號處存在較強干擾信號，此強干擾信號與偏離本振信號處的雜散和噪聲進行混頻，產(chǎn)生的頻率分量正好落入中頻有用信號帶內，形成中頻噪聲，進而影響接收靈敏度。假設偏離本振2.5M~7.5MHz區(qū)域內的相位噪聲服從均勻分布，則此區(qū)域內的總噪聲功率近似倒異混頻噪聲為本振倒異混頻噪聲需控制在-102.9dBm以內，則偏離載波2.5M~7.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-117.4dBc/Hz。相對比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解非線性產(chǎn)物非線性產(chǎn)物噪聲需控制在-104.7dBm以內，則要求接收通道鏈路鄰道功率泄露比ACLR滿足根據(jù)ACLR與OIP3的關系表達式，并結合8dB左右信號峰均比，可以得出接收通道鏈路IIP3需滿足結合通常設計的接收通道鏈路IIP3一般都可達到-10dBm以上，因此，對于此IIP3≥-28dBm相對比較容易滿足。4.3鄰道選擇性4.3.3設計分解數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-104.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數(shù)字濾波器提供至少-52-(-104.7)=53.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實現(xiàn)此指標相對容易。綜上分析，要滿足鄰道選擇性指標，在設計過程中，有如下設計約束：鄰道選擇性設計分解總結4.4阻塞特性各移動通信頻段共站共址、WiFi、藍牙、雷達、電視、廣播等其他通信系統(tǒng)，導致各無線設備接收機往往工作在復雜多變的電磁頻譜干擾環(huán)境中，這就是所謂的阻塞(Blocking)場景。阻塞是接收機存在干擾信號時，在滿足一定誤碼率情況下，能夠解調出特定頻帶內最小有用信號的能力，即通過阻塞靈敏度指標來衡量接收機的抗阻塞性能。阻塞分為帶內阻塞和帶外阻塞兩種類型，鄰道選擇性屬于一種特殊的帶內阻塞。由于基站和終端應用場景和鏈路器件的差異，其阻塞指標的需求定義也有所不同。4.4.1指標定義4.4阻塞特性4.4.1指標定義帶內阻塞

用信號頻段和靈敏度惡化相同數(shù)值情況下，終端的干擾信號功率遠低于基站的干擾信號功率。圖(b)為終端帶內阻塞指標定義，與基站類似，只是終端定義了兩級foffset，隨著foffset的增大，阻塞電平PInt也隨之提高。4.4阻塞特性4.4.1指標定義帶外阻塞

4.4阻塞特性4.4.2需求分析對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，終端阻塞性能明顯低于基站，且本地基站的帶內阻塞電平雖然比廣域基站高8dB，但由于同等約束條件下本地基站的靜態(tài)靈敏度指標比廣域基站低8dB，所以此處仍以5GNR廣域基站5MHz有用信號帶寬為例，分別進行帶內和帶外阻塞指標需求分析。4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內阻塞參考鄰道選擇性的需求分析，同樣預留3dB設計余量。系統(tǒng)在-43dBm帶內阻塞干擾信號功率下，按照等效總噪聲功率≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計?；編茸枞湫椭笜诵枨?.4阻塞特性4.4.2需求分析帶內阻塞影響帶內阻塞指標的因素除了鄰道選擇性分析項以外，還需要重點考慮AGC起控引起的接收鏈路噪聲系數(shù)惡化，以及大信號條件下的ADCSFDR惡化。結合工程經(jīng)驗，帶內阻塞靈敏度惡化的噪聲貢獻比例和具體噪聲指標見下表，按照此貢獻項噪聲指標分別進行設計。帶內阻塞噪聲貢獻項4.4阻塞特性4.4.2需求分析帶外阻塞基站帶外阻塞一般分為通用帶外阻塞和共址帶外阻塞兩種類型?；就ㄓ脦庾枞湫椭笜诵枨蠛昊竟仓穾庾枞湫椭笜诵枨笠话銇碚f，帶外阻塞除了需要滿足上述帶內阻塞影響因素外，還需重點分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離等因素。由于接收機應用頻段、場景架構的不同，導致上述分析項的影響因素貢獻比重存在較大差異，后面將以bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構為例，進行帶外阻塞指標的設計分解。4.4阻塞特性4.4.3設計分解動態(tài)范圍

4.4阻塞特性4.4.3設計分解動態(tài)范圍結合3GPP協(xié)議和應用場景，基站的覆蓋區(qū)域越小，基站的帶內阻塞信號越大，則要求的接收機動態(tài)范圍越高。特別對于移動終端設備和無線回傳設備(RRN)，其最大輸入電平和帶內阻塞干擾電平更高，一般需要高達50dB左右的動態(tài)范圍。為了滿足動態(tài)范圍需求，在接收鏈路上需要設置可變增益放大器或可調衰減器(統(tǒng)稱為VGA)來調整通道增益，而此VGA在接收鏈路中的位置，需要綜合阻塞靈敏度和互調特性(后面4.5節(jié)會詳細分析)兩個指標進行設計。當通道增益衰減較小時，為盡可能降低通道衰減對阻塞靈敏度的影響，VGA一般放到混頻器后，即靠近ADC，稱為中頻VGA(IFVGA)；當通道增益衰減較大時，即接收機處于大信號阻塞場景，為提高接收機線性改善其互調特性，除IFVGA外，還需要RFVGA，即衰減器放置在LNA后級、混頻器前級。一般情況下，當阻塞信號電平大于-35dBm時，啟動RFVGA，既保證互調特性有較大改善，有盡可能降低了對阻塞靈敏度的影響。對于上述13.3dB的動態(tài)范圍，只需設置IFVGA即可滿足設計需求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞下面分別從接收機熱噪聲、ADCSFDR雜散、本振倒異混頻噪聲、通道非線性產(chǎn)物噪聲和數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲5個方面，進行帶內阻塞設計分析。(1)接收機熱噪聲結合靜態(tài)靈敏度對通道增益(-34.3dB)的需求，以及4.3.3節(jié)ADC最大輸入電平(-9dBm)的分析，得出接收通道AGC起控電平大約為-44dBm。在-43dBm帶內阻塞電平下，假設前端濾波器對帶內阻塞干擾信號幾乎沒有抑制，則在帶內阻塞場景下，AGC起控將引起接收機噪聲系數(shù)惡化。而對于此處1dB的AGC衰減，接收通道NF惡化基本能控制在0.1dB以內。另外，在帶內阻塞場景下，由于大信號造成ADC底噪的惡化一般在3dB以內，對整體接收通道NF惡化基本可控制在0.1dB以內。為了盡可能降低AGC起控的衰減值，接收通道增益值應盡可能貼近滿足靜態(tài)靈敏度指標對應通道增益的下限值，即34.3dB。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(2)ADCSFDR雜散在阻塞場景下，大信號進入ADC產(chǎn)生諧波雜散，引起SFDR惡化。如果此SFDR噪聲功率高于有用信號，且擊中有用信號，則會導致阻塞靈敏度指標不滿足需求。因此，在ADC選型中，應對重點測試分析其SFDR指標，避免SFDR雜散點影響有用信號的正確解調。另外，如果接收機熱噪聲影響因素余量較大，可嘗試適當降低AGC起控電平，降低ADC輸入功率，減少SFDR惡化量。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(3)本振倒異混頻噪聲

本振倒異混頻噪聲需控制在-104.7dBm以內，則偏離載波7.5M~12.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-127.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對于此-127.2dBc/Hz相對比較容易滿足。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(4)通道非線性噪聲與鄰道選擇性不同，有用信號位于帶內阻塞信號的隔道上，則由帶內阻塞引起的通道非線性噪聲主要通過五階互調截點(IIP5)來近似度量，IIP5與IIP3定義類似，主要由五階互調分量IM5決定，且有由非線性引起的干擾噪聲需控制在-105.9dBm以內，結合-43dBm的干擾信號功率，計算得到接收通道的IIP5應大于-43dBm。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶內阻塞——(5)數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數(shù)字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實現(xiàn)此指標相對容易。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞根據(jù)前面需求分析，帶外阻塞指標主要基于bandn3頻段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架構進行分解。結合器件選型和成本控制等條件，接收變頻結構如下圖所示，采用1次混頻，本振頻率為1470MHz，接收中頻頻率為240~315MHz，ADC采樣率為368.64Msps，滿足65MHz帶寬帶通采樣要求?；綽andn3頻段接收機變頻結構由于協(xié)議規(guī)定的帶外阻塞為單音干擾信號，而測試的有用信號為寬帶信號，單音信號落到寬帶信號中，擊中RB，導致接收誤碼。此處仍以5MHz帶寬、15kHz子載波為例，5MHz帶寬包含25個RB，每個RB180kHz。參考帶內阻塞需求分析，同樣預留3dB設計余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計，即-112dBm/180kHz。干擾信號功率為-15dBm，對于混到有用信號頻帶內的情況，總的抑制度≥97dB。下面重點分析濾波器抑制度、鏡像干擾、混頻器M×N雜散響應、射頻混疊干擾、收發(fā)隔離帶來的影響。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(1)濾波器抑制度為了防止LNA飽和，前端雙工器需要將帶外干擾進行抑制。一般來說，需要將帶外阻塞干擾電平至少抑制到帶內阻塞干擾電平，即大約提供30dB以上的抑制度。另外，對于共址帶外阻塞干擾，需要大約提供60dB以上的抑制度。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(2)鏡像干擾根據(jù)射頻、中頻頻段和本振頻率，計算出鏡像干擾頻段。參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，鏡像干擾需要考慮擊中單個RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度。接收鏈路上，雙工器、兩級SAW濾波器、帶選頻網(wǎng)絡的放大器對鏡像干擾頻段分別可提供43、40、15dB，合計98dB的抑制度，僅有1dB設計余量，存在風險。在器件選型中，應兼容考慮對鏡像干擾頻段抑制度更高的雙工器和SAW濾波器。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(3)混頻器M×N雜散響應參考上述帶外阻塞干擾混頻擊中有用頻段的分析，混頻器M×N雜散也需要考慮擊中單個RB的情況，即需要提供97dB以上的抑制度?；祛l器M×N雜散主要為混疊雜散直接落入帶內和落入ADC混疊區(qū)兩種情況：

(2)對于落入ADC混疊區(qū)的情況接收中頻頻率=240~315MHz，ADC采樣率=368.64Msps，需考慮的低階混疊區(qū)包括低端混疊區(qū)(53.64~128.64MHz)和高端混疊區(qū)(422.28~497.28MHz)，重點分析-1×N(N≤5)階情況。通過7階帶通LC濾波器實現(xiàn)抗混疊濾波，在低端混疊區(qū)和高端混疊區(qū)分別可提供40dB和38dB以上的抑制度，級聯(lián)抑制度均滿足97dB以上的需求，且余量充足。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾射頻混頻干擾主要考慮通道混疊和鏡像混疊兩個方面。射頻混疊干擾落入ADC混疊區(qū)情況預算4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(4)射頻混疊干擾鏡像混疊低端混疊區(qū)為972.72~1047.72MHz，高端混疊區(qū)為1341.36~1416.36MHz，預算的整體抑制度分別為131和116dB，遠大于97dB，滿足設計需求。通道混疊低端混疊區(qū)為1523.64~1598.64MHz，高端混疊區(qū)為1892.28~1967.28MHz，預算的整體抑制度分別為113和123dB，遠大于97dB，滿足設計需求。假設此處還需要進一步考慮靠近bandn3FDD頻段旁邊的n39(1880~1920MHz)TDD共址混疊干擾：1892.28~1920MHz剛好落入高端混疊區(qū)，阻塞電平按照16dBmCW信號分析，需要提供至少16-(-112)=128dB抑制，通過雙工器在該頻段的優(yōu)化設計，進一步提高抑制度，整體滿足設計需求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產(chǎn)生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號導致接收前端飽和為降低接收LNA的非線性失真，防止接收LNA飽和，發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號功率至少需要在接收LNAOP1dB點回退10dB以上。例如：所選用接收LNA的OP1dB為20dBm，增益Gain為20dB，則要求接收LNA的輸入功率低于-10dBm。如果發(fā)射最大功率為100W(50dBm)，則要求雙工器的發(fā)射到接收隔離度控制在60dB以上。4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產(chǎn)生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與阻塞信號互調干擾發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與帶外阻塞信號的互調產(chǎn)物有可能擊中接收頻段信號，下行發(fā)射頻段工作在1805~1825MHz，上行接收頻段工作在1710~1730MHz，帶外阻塞干擾頻率為1767.5MHz，下行發(fā)射信號與帶外阻塞信號的互調產(chǎn)物剛好完全擊中上行接收頻段?；綽andn3頻段接收機發(fā)射殘余信號與阻塞信號互調干擾示意4.4阻塞特性4.4.3設計分解帶外阻塞——(5)收發(fā)隔離對于FDD雙工系統(tǒng)，發(fā)射頻帶屬于接收頻帶的帶外，會對接收信號產(chǎn)生干擾，主要考慮2個因素的影響：發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號與阻塞信號互調干擾在設計過程中，需主要保證接收LNA互調產(chǎn)物滿足阻塞靈敏度要求，即≤-112dBm/180kHz(按照單RB進行預算)。按照前面第(1)個因素分析結果，為保證發(fā)射泄露到接收前端的殘余信號不會導致接收前端飽和，則要求發(fā)射泄露到接收LNA前端的功率小于-10dBm。前端雙工器為帶外阻塞干擾信號提供至少30dB抑制度，使到達接收LNA前端的帶外阻塞干擾功率小于-45dBm(大約等于帶內阻塞電平)。假定所選用接收LNA的OIP3為30dBm，增益Gain為20dB，則要求LNA輸出的互調產(chǎn)物小于-92dBm/180kHz。左頻點功率P1=-45dBm與右頻點功率P2=-10dBm進行互調，落到左側的互調產(chǎn)物功率為帶入?yún)?shù)計算落到左側的互調產(chǎn)物功率為-125dBm遠小于-92dBm，滿足設計要求。4.4阻塞特性4.4.3設計分解設計總結帶內阻塞設計分解總結4.4阻塞特性4.4.3設計分解設計總結帶外阻塞設計分解總結4.5互調特性兩個射頻干擾信號的三階互調或高階互調產(chǎn)物，可能會落入有用信號帶寬內，形成干擾。互調靈敏度是評價接收機在存在與有用信號有一定關系的兩個干擾信號情況下，接收有用信號的能力。在接收機設計過程中，往往使用互調靈敏度指標來衡量接收機的線性性能。4.5.1指標定義互調特性指標定義示例與鄰道選擇性類似，互調干擾信號與有用信號頻帶間距也有兩種定義：基站，頻帶間距是以有用信號上下邊緣頻點來定義的，即圖中的fOffset1和fOffset2。終端，頻帶間距是以有用信號中心頻點來定義的，即圖中的BWS/2+fOffset1和BWS/2+fOffset2。4.5互調特性對比5GNR基站協(xié)議(3GPP38.104)和終端協(xié)議(3GPP38.101)，二者指標相對比較接近，此處仍以基站協(xié)議進行設計分析。4.5.2需求分析基站互調指標需求基站互調指標典型干擾信號參數(shù)4.5互調特性

4.5.2需求分析參考鄰道選擇性需求，互調特性指標有如下分析：靜態(tài)靈敏度-101.7dBm，則帶內有用信號功率互調靈敏度-95.7dBmQPSK下解調門限為-1dB，預留3dB設計余量，系統(tǒng)按照≤-97.7dBm/5MHz內控指標進行設計。與鄰道選擇性類似，互調干擾引起的噪聲主要包括接收機熱噪聲、本振倒異混頻噪聲、非線性互調產(chǎn)物、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲?；フ{干擾噪聲貢獻項4.5互調特性下面分別對接收機熱噪聲、非線性互調產(chǎn)物、數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲、本振倒異混頻噪聲進行分析。4.5.3設計分解接收機熱噪聲互調干擾信號可能落入整個接收工作帶寬(大于5MHz)內，則中頻信道選擇濾波器對其抑制度可忽略。接收機熱噪聲需控制在-104.7dBm以內，而在-49dBm(兩個-52dBm信號疊加)帶內信號輸入情況下，AGC還未起控，通道增益基本不變，通道NF與靜態(tài)時基本一致。小于NF設計指標，滿足設計需求。由于AGC未起控，為保證ADC輸入不削頂，應限制接收機的通道增益。ADC輸入口最大信號不要超過-13dBFS，假定ADC滿刻度電平在4dBm左右，則接收通道的鏈路增益應滿足對比靜態(tài)靈敏度對通道增益>34.3dB的需求，此處滿足需求。4.5互調特性4.5.3設計分解本振倒異混頻噪聲由于互調干擾包括CW和調制寬帶兩類信號，本振倒異混頻噪聲按理應拆分成兩段進行分析，但由于此兩類干擾信號偏離有用信號中心頻點較遠，且兩類干擾信號的功率相等，因此可假設兩類干擾信號處的本振相位噪聲基本一致，且對本振倒異混頻噪聲的貢獻也一樣(均為-104.7dBm)。此處分析其中一種干擾信號即可。以偏離中心頻點±20MHz的寬帶干擾信號為例，倒異混頻噪聲為則偏離載波10MHz和17.5~22.5MHz區(qū)域內的平均相位噪聲應小于-119.2dBc/Hz。Sub6G頻段的基站本振在偏離1MHz以外的相位噪聲基本可維持在-140dBc/Hz以下，對于小于-119.2dBc/Hz的要求相對比較容易滿足。4.5互調特性4.5.3設計分解非線性互調產(chǎn)物非線性互調產(chǎn)物需控制在-100.7dBm以內，三階互調分量IM3可表示為將帶入IM3≤-100.7dBm，計算得到接收通道IIP3≥-10.5dBm。結合通常設計的接收通道鏈路IIP3一般都可達到-10dBm以上，此處相對比較臨界。數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲數(shù)字濾波器抑制殘余噪聲需控制在-107.7dBm以內，則要求沒有信道選擇濾波器架構的數(shù)字濾波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB鄰道抑制比，像RRC這樣的數(shù)字濾波器實現(xiàn)此指標相對容易。4.5互調特性4.5.3設計分解設計總結互調靈敏度設計分解總結4.6綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型接收架構整體架構采用超外差架構，F(xiàn)DD雙工模式，通過腔體雙工器實現(xiàn)收發(fā)共天線，鏈路中通過兩個射頻集成前端模塊(FEM)來簡化接收鏈路結構，縮小設備尺寸。信號經(jīng)過雙工器頻帶選擇后直接送入LNA，降低前端插入損耗；然后經(jīng)過兩級SAW帶通濾波器進一步抑制帶外干擾信號，兩級濾波器之間設置有數(shù)控衰減器DSA和放大器，預留接收通道的射頻衰減(大信號干擾)，保證通道增益，以及降低第二級濾波器插入損耗對通道級聯(lián)NF的影響；濾波后的射頻信號送入混頻器，變換到中頻，進入中頻VGA，與射頻DSA共同構成接收AGC被控對象，保證接收通道動態(tài)范圍；中頻信號經(jīng)過低通濾波和中頻VGA控制后，直接送入ADC采樣，沒有固定中頻的模擬信道選擇濾波器，依靠數(shù)字濾波器進行信道選擇。另外，由于鏈路中兩個集成FEM都是雙通道的，需要注意FEM內部兩通道間的隔離度指標，減輕天線扇區(qū)間的干擾。4.6綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型接收架構靜態(tài)靈敏度信號經(jīng)過雙工器后以最短的PCB走線路徑送入LNA，盡可能減小前端無源插損，將其控制在2.8dB以內；通過兩級放大，保證整體接收通道具有34.3dB以上的通道增益，并盡可能保證ADC底噪在-155dBFS/Hz以下，以降低ADC底噪對前端鏈路噪聲的抬升。鄰道選擇性主要考慮本振倒異混頻、非線性失真產(chǎn)物和數(shù)字濾波這3個影響因素。通道鏈路上的FEM2內部集成了PLL，對本振特定頻偏上的相位噪聲進行優(yōu)化，降低本振倒異混頻噪聲；提高整條接收鏈路的IIP3，保證鄰道產(chǎn)生的互調干擾遠低于ACS靈敏度要求；數(shù)字濾波器進行信道選擇，提供足夠抑制度，保證數(shù)字解調門限。4.6綜合設計傳統(tǒng)4T4R廣域基站類設備典型接收架構阻塞特性包含帶內阻塞和帶外阻塞兩種類型。對于帶內阻塞，與鄰道選擇性類似，但需要額外注意帶內阻塞會引起接收AGC起控，降低接收通道增益(先降中頻增益、再降射頻增益)，一定程度上惡化鏈路底噪。通過增大通道增益或提高AGC起控電平可以降低底噪抬升量，但較高的增益又會導致通道非線性產(chǎn)物和ADCSFDR指標惡化。因此，需要在通道增益和非線性兩方面折中考慮。對于帶外阻塞，除了考慮濾波器對通用帶外干擾和特殊共址帶外干擾抑制外，還需要考慮超外差架構的鏡像、射頻混疊，以