基于直流側(cè)中點(diǎn)電壓偏差的vienna整流器控制策略

基于直流側(cè)中點(diǎn)電壓偏差的vienna整流器控制策略

0電平整流器拓?fù)潆娏﹄娮友b置的廣泛應(yīng)用不僅促進(jìn)了能源的變換和應(yīng)用，而且給電氣系統(tǒng)帶來(lái)了嚴(yán)重的干擾和污染。為此,研究具有高功率因數(shù)和低輸入電流諧波畸變率(totalharmonicdistortion,THD)的綠色無(wú)污染的PWM整流裝置已成為當(dāng)今電力電子領(lǐng)域的一個(gè)熱點(diǎn)研究方向。三相三電平整流器(該整流器為文獻(xiàn)提出的Vienna整流器)為兩象限中點(diǎn)箝位式三電平PWM整流器拓?fù)?。Vienna整流器具有功率因數(shù)高、輸入電流THD低、開(kāi)關(guān)器件少、開(kāi)關(guān)應(yīng)力低、無(wú)開(kāi)關(guān)死區(qū)問(wèn)題、可靠性高等優(yōu)點(diǎn),特別適用于能量單向流動(dòng)的中等功率場(chǎng)合。該整流器的控制問(wèn)題是核心,對(duì)其展開(kāi)研究具有重要的理論意義和工程價(jià)值。Vienna整流器輸入相電壓為三電平,同傳統(tǒng)三電平整流器拓?fù)湟粯哟嬖谥悬c(diǎn)波動(dòng)問(wèn)題,中點(diǎn)電位波動(dòng)會(huì)帶來(lái)偶次諧波,增大電容及功率器件電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)研究了適用于三電平逆變器的中點(diǎn)平衡控制方法;文獻(xiàn)研究了二極管箝位式三電平整流器中點(diǎn)平衡控制方法;針對(duì)Vienna整流器,文獻(xiàn)分別研究了一種基于隨機(jī)開(kāi)關(guān)頻率的傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制方法和定頻平均電流控制方法,但未進(jìn)行有效的中點(diǎn)平衡控制,存在中點(diǎn)波動(dòng)問(wèn)題;文獻(xiàn)研究了適用于能量平衡同步控制方法的中點(diǎn)平衡控制,并未對(duì)滯環(huán)控制方法下的中點(diǎn)平衡控制進(jìn)行探討。滯環(huán)電流控制因其控制性能較好、響應(yīng)快速、開(kāi)關(guān)頻率不太高、簡(jiǎn)單易行而廣泛運(yùn)用于PWM整流器等功率因數(shù)校正電路。本文將滯環(huán)電流控制策略拓展至Vienna整流器中,并針對(duì)上述中點(diǎn)波動(dòng)問(wèn)題,將直流側(cè)中點(diǎn)電壓偏差引入滯環(huán)電流閉環(huán)控制系統(tǒng)中,給出了中點(diǎn)平衡控制理論依據(jù),在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了電壓外環(huán)控制器,給出了理論依據(jù)。1vienna整流器電路Vienna整流器的3個(gè)開(kāi)關(guān)是指3個(gè)連接于整流器輸入點(diǎn)及直流母線電容中點(diǎn)的3個(gè)雙向開(kāi)關(guān)(Sa、Sb、Sc表示3個(gè)開(kāi)關(guān)的狀態(tài),0為開(kāi),1為合),其拓?fù)淙鐖D1所示,Ua、Ub、Uc為電網(wǎng)三相電壓;Ls為升壓電感;C1、C2為直流側(cè)電容。每個(gè)開(kāi)關(guān)管承受的最大電壓是輸出母線電壓的一半,因此可以采用低耐壓器件用于高功率場(chǎng)合。由圖1可得Vienna整流器電路方程為式中:ii(i=a,b,c)為電感電流;UON為電容中性點(diǎn)到電網(wǎng)中性點(diǎn)電壓;Ui為整流器三相輸入電壓。以a相為例,當(dāng)開(kāi)關(guān)Sa開(kāi)通時(shí),整流器a相輸入端被箝位在直流側(cè)中點(diǎn)O;當(dāng)開(kāi)關(guān)Sa關(guān)斷時(shí),整流器a相輸入端電壓為+UC1或–UC2,電壓正負(fù)由a相電流極性決定,得到各相相電壓為三電平。各相輸入端相對(duì)直流側(cè)電容中點(diǎn)電壓可表示為式中UC1、UC2為直流側(cè)電容C1、C2的電壓。直流側(cè)中點(diǎn)平衡時(shí),UC1=UC2=Udc/2(Udc為直流側(cè)電壓)三相電網(wǎng)平衡系統(tǒng),由式(1)可知中點(diǎn)電流為流過(guò)三相開(kāi)關(guān)管電流之和,即2中點(diǎn)電壓平衡法的抗橫電流方法2.1補(bǔ)償系數(shù)及ucd、spll帶中點(diǎn)電壓平衡控制的滯環(huán)電流控制框圖見(jiàn)圖2。圖2中:icp為中點(diǎn)偏置補(bǔ)償量;uf077為角頻率;KO、i*、i*分別為中性點(diǎn)補(bǔ)償系數(shù)和電流幅值給定值;Udc、U*dc分別為直流側(cè)電壓及其給定值;SPLL(signalphase-lockedloop)為數(shù)字鎖相環(huán)。滯環(huán)電流控制確保輸入電流波形質(zhì)量和單位功率因數(shù),帶電壓偏差的直流側(cè)穩(wěn)壓環(huán)實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)穩(wěn)壓性能及中點(diǎn)電位平衡控制。2.2滯環(huán)比較器開(kāi)關(guān)工作原理本文運(yùn)用性能優(yōu)良的滯環(huán)電流控制作為Vienna整流器的電流環(huán)控制。這種電流控制結(jié)構(gòu)無(wú)傳統(tǒng)的電流調(diào)節(jié)器,而是用一個(gè)非線性的滯環(huán)環(huán)節(jié)取代,當(dāng)電流偏差超越+h或-h(h為滯環(huán)寬度)時(shí),主電路功率開(kāi)關(guān)管按照給定的邏輯切換,迫使電流偏差減小,達(dá)到控制電流的效果,是一種典型的非線性控制。環(huán)寬h選取需權(quán)衡網(wǎng)側(cè)電流諧波及開(kāi)關(guān)頻率,h越小,開(kāi)關(guān)頻率越高,電流諧波較小,但受功率開(kāi)關(guān)限制,開(kāi)關(guān)頻率不能太高;h越大,開(kāi)關(guān)頻率降低,電流諧波較大。依據(jù)文獻(xiàn)整流器滯環(huán)控制最小環(huán)寬公式式中:T為采樣周期;L為輸入電感。由式(5)即可獲得滿(mǎn)足要求的最小環(huán)寬。由于Vienna整流器采用雙向開(kāi)關(guān),電流方向不同時(shí),滯環(huán)比較器開(kāi)關(guān)邏輯也不一樣,開(kāi)關(guān)管工作邏輯為以a相為例,規(guī)定電流ia流入為正方向,電路工作狀態(tài)分析如下:1)Ua>0時(shí),開(kāi)關(guān)管Sa1導(dǎo)通,Sa2的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通,Sa1、Sa2為連接于a相輸入和直流側(cè)中點(diǎn)間的2個(gè)單向功率開(kāi)關(guān)。此時(shí)電感儲(chǔ)能,電感電流ia增大,其工作狀態(tài)如圖3(a)所示,當(dāng)增大到滯環(huán)上限值ia*+h時(shí),Sa1關(guān)斷,電感通過(guò)a相上橋臂二極管對(duì)C1充電并對(duì)負(fù)載放電,此時(shí)電感電流減小,其工作狀態(tài)如圖3(b)所示,當(dāng)減小到滯環(huán)下限值ai*-h時(shí),Sa1重新導(dǎo)通。2)Ua<0時(shí),開(kāi)關(guān)管Sa2導(dǎo)通,Sa1的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通,電感儲(chǔ)能,此時(shí)電感電流ia減小,其工作狀態(tài)如圖3(c)所示,當(dāng)減小到滯環(huán)下限值ai*-h時(shí),Sa2關(guān)斷,電感通過(guò)a相下橋臂二極管對(duì)C2充電并對(duì)負(fù)載放電,此時(shí)電感電流增大,其工作狀態(tài)如圖3(d)所示,當(dāng)增大到滯環(huán)上限值ai*+h時(shí),Sa2重新導(dǎo)通。2.3電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)Vienna整流器的電壓外環(huán)與傳統(tǒng)整流器的電壓外環(huán)作用相同,即為電流內(nèi)環(huán)提供指令電流i*,以穩(wěn)定直流側(cè)電壓。故其控制系統(tǒng)整定時(shí),應(yīng)考慮電壓環(huán)的抗擾性,選用PI控制器作為電壓外環(huán)控制器。經(jīng)簡(jiǎn)化后的電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖4。圖4中:Kv、Tv為電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù);Tcv為慣性時(shí)間常數(shù);C=C1+C2為直流側(cè)電容容值。可按典型II型系統(tǒng)設(shè)計(jì)電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器,得到電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為式中Tev為慣性時(shí)間常數(shù)Tcv與電流內(nèi)環(huán)小時(shí)間常數(shù)3Ts之和。由此,得電壓環(huán)中頻寬為由典型II型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定關(guān)系得綜合考慮電壓環(huán)控制系統(tǒng)的抗擾性及跟隨性,工程上一般取中頻寬hv=Tv/Tev=5,代入式(9)中,計(jì)算得電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為式中τv為電壓外環(huán)采樣小慣性時(shí)間常數(shù)。2.4電流控制及ko的選取電容中點(diǎn)的不對(duì)稱(chēng)通常由直流電流和低頻交流分量造成。電壓的不對(duì)稱(chēng)會(huì)產(chǎn)生偶次諧波,增大電容和功率器件的電壓應(yīng)力,不利于整流器的安全運(yùn)行。因此需采用中點(diǎn)電位平衡控制消除中點(diǎn)波動(dòng)帶來(lái)的上述影響,當(dāng)直流側(cè)電容電壓不平衡時(shí),令為補(bǔ)償因負(fù)載波動(dòng)引起的直流側(cè)電容不平衡,將中點(diǎn)電壓補(bǔ)償引入電流控制,對(duì)三相給定電流幅值加入一個(gè)中點(diǎn)偏置補(bǔ)償量(圖3中的icp),其表達(dá)式為式中Ko為中性點(diǎn)補(bǔ)償系數(shù)。若UC1>UC2,則給定電流參考量i*會(huì)疊加一個(gè)含中點(diǎn)信息的直流量,使得UC2增加;若UC1<UC2,則i*會(huì)減去一個(gè)含中點(diǎn)信息的直流量,使得UC2減少。Ko為中性點(diǎn)補(bǔ)償系數(shù),也為中性點(diǎn)誤差放大倍數(shù),并決定中點(diǎn)平衡控制性能;同時(shí)Ko決定了icp大小,icp最終疊加到指令電流i*中去,icp為含有一定諧波的直流量會(huì)影響輸入電流波形質(zhì)量。于是Ko的選取需要權(quán)衡中點(diǎn)平衡性能及網(wǎng)側(cè)電流諧波:Ko越大,中點(diǎn)平衡特性越好,網(wǎng)側(cè)電流諧波較大;Ko越小,中點(diǎn)平衡特性越差,網(wǎng)側(cè)電流諧波較小。網(wǎng)側(cè)電流THD標(biāo)準(zhǔn)為小于5%,于是在滿(mǎn)足網(wǎng)側(cè)電流THD小于5%前提下盡可能增大Ko以確保較好的中點(diǎn)平衡控制性能。得到合成后的參考電流值為為防止直流側(cè)中點(diǎn)產(chǎn)生較大的偏置疊加到指令電流i*中去,影響輸入電流質(zhì)量,通常會(huì)對(duì)icp進(jìn)行限幅。3vienna整流器閉環(huán)控制系統(tǒng)試驗(yàn)驗(yàn)證為驗(yàn)證文中方案的可行性和正確性,搭建了一臺(tái)基于TMS320F2812控制器的Vienna整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī),對(duì)文中提出的方案進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證(如圖5所示)。開(kāi)環(huán)穩(wěn)態(tài)試驗(yàn)參數(shù)為:Ua=Ub=Uc=100V,Ls=3mH,C1=C2=2200μF,R=60uf057,i*=5A,A/D采樣頻率fs=15kHz。穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形見(jiàn)圖6。圖6(a)為開(kāi)環(huán)穩(wěn)態(tài)負(fù)載無(wú)波動(dòng)情況下Vienna整流器網(wǎng)側(cè)電壓電流及直流側(cè)輸出波形。圖6(b)為輸入相電流諧波分析,測(cè)得電流THD=3.82%,網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為0.992。由圖6(a)(b)波形可知,輸入電流為諧波含量較少的正弦波且網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù),直流側(cè)輸出恒定直流,系統(tǒng)具有優(yōu)良的輸入輸出性能。圖6(c)為輸入相電壓相電流波形,圖6(d)為輸入線電壓相電流波形,由圖6(c)(d)可知,Vienna整流器輸入相電壓為三電平波形,線電壓為五電平波形,驗(yàn)證了該整流器的三電平特性。對(duì)Vienna整流器的閉環(huán)控制系統(tǒng)進(jìn)行了試驗(yàn)驗(yàn)證:設(shè)定Udc*=200V,直流側(cè)負(fù)載R在60uf057和120uf057之間動(dòng)態(tài)切換,結(jié)果如圖7所示。圖7為負(fù)載突減和負(fù)載突增情況下網(wǎng)側(cè)電壓電流波形及直流側(cè)電壓波形。由圖7可見(jiàn),在負(fù)載波動(dòng)的情況下,通過(guò)閉環(huán)控制策略的作用,Vienna整流器直流輸出電壓在較短時(shí)間內(nèi)可恢復(fù)至給定值200V,從而驗(yàn)證了系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)性能。驗(yàn)證了閉環(huán)控制系統(tǒng)的正確性和可行性。在不同負(fù)載情況下對(duì)中點(diǎn)平衡控制策略進(jìn)行了閉環(huán)試驗(yàn)驗(yàn)證,結(jié)果如圖8所示。圖8(a)為負(fù)載由120Ω突變到60Ω情況下,未加中點(diǎn)平衡控制時(shí)的直流側(cè)上下電容電壓、中點(diǎn)電壓及輸入電流波形。圖8(b)為負(fù)載由120Ω突變到60Ω情況下,加上中點(diǎn)平衡控制策略時(shí)直流側(cè)上下電容電壓、中點(diǎn)電壓及輸入電流波形。由圖8可見(jiàn),未加中點(diǎn)平衡控制時(shí),中點(diǎn)電位在uf0b120V范圍波動(dòng),在加入中點(diǎn)平衡控制策略后,中點(diǎn)電位控制在uf0b13V范圍內(nèi),中點(diǎn)偏移得到較好控制,母線電容電壓達(dá)到均衡,驗(yàn)證了本文提出中點(diǎn)平衡控制算