高性能三電平中點鉗位pwm整流器控制方法

高性能三電平中點鉗位pwm整流器控制方法

1基于d-q軸解耦的dm整流器數(shù)學(xué)模型隨著能源電子技術(shù)的發(fā)展和功率設(shè)備的性能不斷提高，以脈寬調(diào)節(jié)（pm）為基礎(chǔ)的各種變流裝置迅速發(fā)展。大多數(shù)變流裝置需要連接連接，以獲得三相電壓。常規(guī)的整流環(huán)節(jié)多采用二極管不控整流或晶閘管相控整流電路,這兩種整流電路存在網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)低、輸入電流諧波含量大、輸入濾波器笨重、動態(tài)響應(yīng)慢等缺點,難以滿足國內(nèi)外相關(guān)的電網(wǎng)諧波標準(GB/T14549-93、IEEE519-1992、IEC1000-3-2等)。由全控器件構(gòu)成的PWM整流器,因為具有功率因數(shù)接近于1,網(wǎng)側(cè)電流諧波小,且僅含開關(guān)頻率附近及以上的高次諧波,直流母線電壓可控等優(yōu)點,目前已成為電力電子技術(shù)中一個重要的研究內(nèi)容。由于PWM整流器是一個非線性系統(tǒng),其控制器設(shè)計可以采用非線性控制方法,如狀態(tài)反饋線性化方法、李亞普諾夫直接法和標準PBC方法等,這些方法大多需要準確的系統(tǒng)參數(shù)且算法較為復(fù)雜,不易實現(xiàn)。本文通過建立數(shù)學(xué)模型,深入分析了三電平NPC電壓型PWM整流器系統(tǒng)[1~5]的工作機理,并提出了一種基于d-q軸解耦和中點電位控制[10~14]的高性能三電平NPCPWM整流器控制方法。該方法可以實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)瞬時有功和無功電流的獨立控制,且能克服網(wǎng)側(cè)電壓擾動的影響,實現(xiàn)有功和無功電流的無差調(diào)節(jié),并能有效解決整流器控制系統(tǒng)直流母線中點電位的直流偏差和三次波動問題。2近似統(tǒng)計分析功率器件采用IGBT的三電平NPC電壓型PWM整流器主電路如圖1所示。圖1所示電路中,設(shè)網(wǎng)側(cè)電壓ea、eb和ec三相對稱,即并且功率器件工作在理想情況下,交流側(cè)電感為L,等效電阻為R,直流側(cè)電容為C,負載電流分別為iL1和iL2,由于本系統(tǒng)后級為三電平二極管鉗位式逆變器驅(qū)動電機,故這里可以認為系統(tǒng)帶平衡負載。在整流器交流側(cè),有如下電壓平衡方程利用下面的變換公式式中,m∈{eiV}可以得到在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下整流器交流側(cè)的電壓平衡方程為其中ed=Em,eq=0。對于整流器直流側(cè)的建模,如果忽略網(wǎng)側(cè)等效電阻R的功率損耗(包括交流側(cè)阻性損耗和功率器件損耗),可以得到系統(tǒng)輸入輸出的瞬時有功功率的平衡方程利用公式(3),可以得到在d-q旋轉(zhuǎn)坐標系下整流器瞬時有功功率的平衡方程進一步對公式(6)進行簡化,一方面,考慮交流側(cè)三相電感的瞬時有功功率在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時為零,在系統(tǒng)動態(tài)過程中其值與直流側(cè)功率相比很小,可以忽略;另一方面,由于直流側(cè)為平衡負載,如果忽略電容電壓波動Δudc1<<udc1,Δudc2<<udc2,可以認為直流側(cè)上下電容電壓相等,即假設(shè)udc1=-udc2=Udc/2,ip=-in,iL1=-iL2,io=0。由此可以得到下列近似瞬時有功功率平衡方程其中式(4)、式(7)、式(8)構(gòu)成了三電平NPC電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型,其中,系統(tǒng)控制輸入為Vd和Vq,系統(tǒng)狀態(tài)為id、iq和udc,為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行和直流側(cè)電壓控制,可以選取iq和udc作為系統(tǒng)輸出變量。從系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型,可以得到以下結(jié)論:(1)網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量和q軸分量之間存在耦合,其值不僅決定于輸入變量Vd和Vq,還受網(wǎng)側(cè)電壓ed和eq的影響。(2)式(7)和式(8)體現(xiàn)了系統(tǒng)的非線性本質(zhì)。如果系統(tǒng)直流側(cè)帶平衡阻性負載RL,則公式(7)可改寫為3控制戰(zhàn)略本節(jié)給出一種基于d-q軸解耦和中點電位控制的高性能三電平NPCPWM整流器控制方法。3.1d-q軸電流的前饋控制根據(jù)上節(jié)得到的系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型,圖2給出了在旋轉(zhuǎn)d-q坐標系下系統(tǒng)的模型結(jié)構(gòu)圖。當系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)時,直流母線電壓將達到設(shè)定值uref,且id達到穩(wěn)態(tài)值In,網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1,iq=0。系統(tǒng)工作在整流狀態(tài)時的相量圖如圖3所示。為了實現(xiàn)上述控制目標,可以采用PI型電流調(diào)節(jié)器,但是對于耦合系統(tǒng),調(diào)節(jié)效果并不理想,因此,可以采用對d-q軸電流進行前饋解耦的控制方法。令系統(tǒng)控制輸入為將式(10)代入式(4)中,可得式(11)表明,采用式(10)所示的前饋控制律,可以實現(xiàn)id和iq的解耦控制,并可以消除網(wǎng)側(cè)電壓ed和eq對id和iq的影響。單位功率因數(shù)整流工作模式下,id*和iq*由下式給出其中id*式中的第二項為負載前饋項,Pout為系統(tǒng)輸出功率估計值,加入該項可以提高系統(tǒng)對于負載功率變化和網(wǎng)側(cè)電壓變化的響應(yīng)速度,同時可以減小直流側(cè)濾波電容的容量。系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖如圖4所示。3.2基于零序電壓注入的中點電位控制方法在第二節(jié)對于整流器直流側(cè)的建模中,認為直流側(cè)上下電容的電壓相等,這是一種理想情況,實際上中點電位波動的問題是與NPC三電平變流器相關(guān)的一個重要的問題。中點電位波動的原因可能是開關(guān)器件和直流側(cè)電容特性不一致,這樣產(chǎn)生的不平衡可能導(dǎo)致緩慢但是連續(xù)的中點電位波動。動態(tài)工作過程如電機加減速也能導(dǎo)致中點電位的波動,這種波動可能是快速而明顯的。隨著輸出電壓幅值和負載電流幅值的增加,以及整流器交流側(cè)功率因數(shù)趨近于0,中點電位的波動都會增加。在這些工作情況下,NPC三電平整流器的性能都會下降并變得不可靠。盡管通過增加直流側(cè)電容的容量可能減小中點電位的波動,但是從成本和體積的角度考慮有時是不允許的。因此,對于抑制中點電位的波動問題,開發(fā)有效的中點電位控制技術(shù)是非常重要的。關(guān)于中點電位波動問題的研究以及控制技術(shù)的開發(fā)已經(jīng)有相當多的成果[10~14]。本文采用一種簡單有效的基于零序電壓注入的中點電位閉環(huán)控制方法?？刂瓶驁D如圖5所示。由圖5可以看出,三電平NPC變流器可以通過三相調(diào)制信號中注入零序電壓來控制中點電位的直流和低頻波動;零序電壓可由直流側(cè)上下電容電壓的偏差udc1+udc2反饋信號與零設(shè)定值進行P調(diào)節(jié)產(chǎn)生。通過注入零序電壓并忽略高次諧波,穩(wěn)態(tài)時三電平NPCPWM整流器的中點電流可由式(14)表示,其中三相調(diào)制電壓這里已經(jīng)標幺化成為調(diào)制信號,即圖5所示中點電位控制方法的本質(zhì)是基于這樣一個事實,即當所注入的零序電壓為正時,無論穩(wěn)態(tài)系統(tǒng)處于何種相位狀態(tài),中點電流都會立刻減小,當所注入的零序電壓為負時,無論穩(wěn)態(tài)系統(tǒng)處于何種相位狀態(tài),中點電流都會立刻增加,從而調(diào)整直流側(cè)上下電容電壓趨于平衡。從公式(14)可知,針對不同的調(diào)制電壓幅值以及不同的整流器交流側(cè)相位角α(如圖3所示),所注入的零序電壓對于中點電流的控制也是不同的。圖6~圖8清楚地反映了該中點電位控制方法的本質(zhì),以及不同情況下所注入的零序電壓與中點電流的關(guān)系。從圖6~圖8能夠得到如下結(jié)論:(1)隨著調(diào)制電壓幅值的增加,中點電流的三次諧波幅值增加,注入不同的零序電壓后中點電流的直流分量變化減小,即注入零序電壓對中點電流的控制能力減弱。(2)隨著整流器交流側(cè)相位角α的增加,中點電流的三次諧波幅值增加,注入不同的零序電壓后中點電流的直流分量變化減小,即注入零序電壓對中點電流的控制能力減弱。另外研究發(fā)現(xiàn),當α>π/3時,在某些相位區(qū)間里,注入零序電壓反而會增加中點電位的波動。4控制系統(tǒng)的設(shè)計依照前面所述數(shù)學(xué)模型、控制策略,利用SimPowerSystems,對本文提出的控制方法進行了仿真和實驗研究。參數(shù)為:額定輸出功率:1kW;網(wǎng)側(cè)電壓:60V(相電壓峰值);輸入電感:L=8mH;網(wǎng)側(cè)等效電阻:R=0.1Ω;輸出母線電容:Cup=Clow=C=2200μF;額定輸出電壓:Uref=200V;開關(guān)頻率:fs=2kHz;阻性負載:RL=20Ω;電流控制環(huán)帶寬:ωi=1000rad/s。在0.5s和1.2s時進行了突卸和突加滿載的操作,圖9和圖10分別為直流側(cè)輸出電壓和交流側(cè)a相電壓和電流的波形,從圖中可以看出本文設(shè)計的控制器能夠有效的控制直流側(cè)電壓和中點電位波動,以及交流側(cè)的功率因數(shù),并具有優(yōu)良的動態(tài)性能。圖11給出了交流側(cè)a相電流在突卸和突加滿載時的波形。圖12為d-q坐標系下的有功、無功電流在負載變化時的響應(yīng)。由圖11和12可以看出,系統(tǒng)在滿載和空載間變化時,具有優(yōu)良的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。圖13為注入零序電壓后的三相調(diào)制電壓輸出波形。圖14為三電平PWM整流器實驗樣機輸出的交流側(cè)線電壓實驗波形,圖15為網(wǎng)側(cè)a相電壓和電流實驗波形。用波形分析軟件WaveStar分析圖13,可以得到電源電壓THD=4.06%,