CMOS射頻集成電路設(shè)計(jì)-CMOS射頻振蕩器

CMOS射頻振蕩器8.1概述8.2振蕩器的主要指標(biāo)8.3振蕩器的工作原理8.4環(huán)形振蕩器8.5LC振蕩器8.6壓控振蕩器8.7振蕩器的干擾和相位噪聲8.8-相位噪聲帶來的問題與設(shè)計(jì)優(yōu)化8.94~6GHz寬頻帶CMOSLC壓控振蕩器設(shè)計(jì)實(shí)例8.10本章小結(jié)習(xí)題

8.1概述振蕩器(oscillator)是將直流電源能量轉(zhuǎn)換成交流能量的電路。振蕩器必須有正反饋和足夠的增益以克服反饋路徑上的損耗,同時(shí)還需要有選頻網(wǎng)絡(luò)。振蕩器是無線射頻通信系統(tǒng)中非常重要的部件。振蕩器的設(shè)計(jì)之所以非常困難,原因在于我們利用了非線性電路的固有特征,而且這種特征是不能用線性系統(tǒng)的理論來全面解釋的。例如,小信號(hào)線性電路模型無法全面解釋有源器件內(nèi)部負(fù)載的反饋機(jī)制。另外,由于振蕩器要向后一級(jí)電路輸出功率,因此與工作頻率有關(guān)的輸出負(fù)載常常與之有重要關(guān)聯(lián)。

8.2振蕩器的主要指標(biāo)

8.2.1普通振蕩器指標(biāo)1.振蕩頻率

對(duì)于環(huán)形振蕩器來說,振蕩頻率與串行單元的延遲量以及串行單元的個(gè)數(shù)有關(guān);對(duì)于LC振蕩器來說,振蕩頻率與諧振回路的電感及等效電容有關(guān)。

2.振蕩幅度

對(duì)于環(huán)形振蕩器來說,振蕩幅度和串行單元的負(fù)載及電源電壓有關(guān);對(duì)于LC振蕩器來說,振蕩幅度涉及有源器件的跨導(dǎo)和偏置電流。

3.相位噪聲

相位噪聲指當(dāng)載波頻率為ω0,在偏離中心頻率Δω處,單位赫茲內(nèi)的單邊帶噪聲功率譜密度與載波功率之比的分貝數(shù),單位為dBc/Hz。相位噪聲是振蕩器的一個(gè)重要指標(biāo),體現(xiàn)了振蕩器的主要性能之一。關(guān)于這個(gè)指標(biāo)在后續(xù)將作詳細(xì)介紹。

4.振蕩頻率的準(zhǔn)確度和穩(wěn)定度

1)振蕩頻率的準(zhǔn)確度振蕩頻率的準(zhǔn)確度又叫頻率精度,是指振蕩器在規(guī)定的條件下,實(shí)際振蕩頻率f與要求的標(biāo)稱頻率f0之間的偏差(或稱頻率誤差),即

式中,Δf稱為絕對(duì)頻率準(zhǔn)確度。

為了合理評(píng)價(jià)不同標(biāo)稱頻率振蕩器的頻率偏差,振蕩頻率準(zhǔn)確度也常用相對(duì)值來表示,即

式中,稱為相對(duì)頻率準(zhǔn)確度或相對(duì)頻率偏差。

通常,測(cè)量頻率準(zhǔn)確度時(shí),要反復(fù)多次進(jìn)行,因而Δf應(yīng)該采用多次實(shí)測(cè)的絕對(duì)頻率偏差的平均值。

2)振蕩頻率的穩(wěn)定度

振蕩頻率的穩(wěn)定度是指振蕩器實(shí)際振蕩頻率偏離其標(biāo)稱頻率的變化程度,它指在一段時(shí)間內(nèi),振蕩頻率的相對(duì)變化量的最大值?？捎霉奖硎緸?/p>

8.2.2壓控振蕩器指標(biāo)

1.中心頻率

壓控振蕩器的中心頻率是指振蕩器的最小振蕩頻率ωmin與最大振蕩頻率ωmax的中間值,即

2.調(diào)諧范圍

壓控振蕩器的調(diào)諧范圍是指振蕩頻率的最高值與最低值的差值,也是最重要的幾個(gè)指標(biāo)之一。

3.調(diào)諧增益

調(diào)諧增益表示振蕩器的輸出頻率隨變?nèi)莨芸刂齐妷旱淖兓鸬淖兓?。作為衡量輸出頻率對(duì)控制電壓敏感程度的指標(biāo),一般用KVCO來表示。調(diào)諧增益越大,表明電壓波動(dòng)對(duì)輸出頻率的影響越大,由此會(huì)對(duì)相位噪聲性能造成很大的影響。

4.相位噪聲

與普通振蕩器的相位噪聲定義相同。相位噪聲在頻域角度衡量振蕩器的頻譜純度,它受調(diào)諧范圍、調(diào)諧增益和功耗的影響。改善相位噪聲一直是設(shè)計(jì)中的難點(diǎn)。

5.調(diào)諧線性度

調(diào)諧線性度是用來衡量調(diào)諧增益好壞的指標(biāo)。一般理想當(dāng)中我們希望調(diào)諧線性度保持一個(gè)恒定的值。

6.輸出擺幅

輸出擺幅是指振蕩器輸出波形的峰值,是輸出信號(hào)最大值和最小值的差。通過增大輸出擺幅,能夠使振蕩器對(duì)外部的噪聲干擾不敏感,從而起到改善相位噪聲的作用。增加擺幅的同時(shí)會(huì)使功耗增加,因此擺幅與功耗需要折中考慮。

7.功耗

振蕩器的功耗與相位噪聲、輸出電壓幅度、工作頻率等密切相關(guān),設(shè)計(jì)在滿足其他指標(biāo)的情況下盡量減小功耗。近幾年,基于CMOS工藝的低功耗振蕩器不斷地被設(shè)計(jì)出來,核心電路典型功耗已經(jīng)降到10mW以下。

8.3振蕩器的工作原理

8.3.1正反饋與巴克豪森條件1.組成與分類反饋式振蕩器是振蕩回路通過正反饋網(wǎng)絡(luò)和有源器件連接構(gòu)成的振蕩電路。反饋式振蕩器實(shí)質(zhì)上是建立在放大和反饋基礎(chǔ)上的振蕩器,這是目前應(yīng)用最多的一類振蕩器。反饋式振蕩器的原理方框圖如圖8-1所示。圖8-1反饋式振蕩器的原理方框圖

反饋式正弦振蕩器應(yīng)包括放大器、反饋網(wǎng)絡(luò)和選頻網(wǎng)絡(luò)。此外,為了使得振蕩器的幅度穩(wěn)定,振蕩器還應(yīng)包含穩(wěn)幅環(huán)節(jié)。其中,選頻網(wǎng)絡(luò)根據(jù)組成元件的不同,可分為L(zhǎng)C選頻網(wǎng)絡(luò)、RC選頻網(wǎng)絡(luò)和石英晶體選頻網(wǎng)絡(luò)。所以,根據(jù)選頻網(wǎng)絡(luò)的不同,反饋式正弦波振蕩器可分為L(zhǎng)C振蕩器、RC振蕩器和石英晶體振蕩器。

由圖8-1可知,

則

所以,電路振蕩的平衡條件又可寫為

根據(jù)式(8.3.4)可以得到自激振蕩的兩個(gè)基本條件:

(1)相位平衡條件:

由式(8.3.5)可知,相位平衡條件實(shí)質(zhì)上就是要求振蕩器在振蕩頻率f0處的反饋為正反饋。

(2)振幅平衡條件:

由式(8.3.6)可知,振幅平衡條件就是要求在f0處的反饋電壓與輸入電壓的振幅等。

要使反饋式振蕩器輸出一個(gè)具有穩(wěn)定幅值和固定頻率的交流電壓,式(8.3.5)和式(8.3.6)一定要同時(shí)得到滿足,它們適應(yīng)于任何類型的反饋式正弦振蕩器。平衡條件是研究振蕩器的基礎(chǔ),利用振幅平衡條件可以確定振蕩幅度,利用相位平衡條件可以確定振蕩頻率。

2)起振條件

反饋式振蕩器是一個(gè)閉合正反饋回路,當(dāng)剛接通電源時(shí),振蕩器回路內(nèi)總存在各種電擾動(dòng)信號(hào)。這些擾動(dòng)信號(hào)的頻率范圍很寬,經(jīng)過振蕩器選頻網(wǎng)絡(luò)選頻后,只將其中某一頻率的信號(hào)反饋到放大器的輸入端,成為最初的輸入信號(hào),而其他頻率的信號(hào)將被抑制。被放大后的某一頻率經(jīng)過反饋又加到放大器的輸入端,幅度得到放大,在經(jīng)過“放大→反饋→放大→反饋”的不斷循環(huán)后,某一頻率信號(hào)的幅度將不斷增大,即振蕩由小到大建立起來了。但是隨著信號(hào)幅度的增大,放大器進(jìn)入非線性工作區(qū),放大器的增益隨之下降,最后當(dāng)反饋電壓正好等于原輸入電壓時(shí),振蕩幅度不再增大從而進(jìn)入平衡狀態(tài)。

綜上所述,為了使得振蕩器能產(chǎn)生自激振蕩,開始振蕩時(shí),在滿足正反饋條件的前提下,必須滿足AF>1的條件。起振后,振蕩幅度迅速增大,使得晶體管工作進(jìn)入非線性區(qū),導(dǎo)致放大器的增益A下降,直至AF=1,振蕩幅度不再增大,達(dá)到穩(wěn)幅振蕩。

8.3.2負(fù)阻的概念及負(fù)阻式振蕩器

為了更好地說明負(fù)阻的概念,我們分析如圖8-2(a)所示的電路模型。設(shè)流過電阻R的電流I和端電壓U的關(guān)系如圖8-2(b)所示,即當(dāng)電流I增加ΔI時(shí),端電壓U也隨之增加ΔU,則I

U曲線的斜率倒數(shù)ΔU/ΔI為正。也就是說,R呈現(xiàn)正電阻值,該電阻從外界吸收能量,并轉(zhuǎn)化為熱損耗。

如果電阻R的電流I和端電壓U的關(guān)系曲線變?yōu)槿鐖D8-2(c)所示的形式,當(dāng)電壓減小時(shí),流過R的電流反而增大,即I－U曲線的斜率倒數(shù)ΔU/ΔI為負(fù)。也就是說,R呈現(xiàn)負(fù)電阻值,該電阻不但不消耗能量,反而向外界輸出能量,相當(dāng)于一個(gè)功率源。圖8-2正、負(fù)電阻的概念

振蕩器也可看做諧振器與產(chǎn)生“負(fù)電阻”的有源電路耦合而成。這個(gè)負(fù)阻恰好抵消了諧振器內(nèi)部的電阻,使振蕩在諧振頻率點(diǎn)能夠維持。圖8-3給出了振蕩電路的一般結(jié)構(gòu),其中阻抗為Z=R＋jX的無源諧振器與輸入阻抗為Zin=Rin+jXin的有源電路相連。根據(jù)基爾霍夫電壓定律有:

為了獲得非0電流,需要Z+Zin=0。將此方程的實(shí)部和虛部分開,則可得到振蕩條件:

由于外部諧振器是無源的,即R>0,因此在諧振條件下Rin<0。振蕩電路只需在諧振頻率附近具有負(fù)的射頻電阻。式(8.3.11)確定了諧振頻率。圖8-3典型的負(fù)阻式振蕩器模型

下面具體分析負(fù)阻式振蕩器的工作原理。圖8-4所示是一個(gè)LRC諧振回路,-r是一個(gè)負(fù)阻,R是電感寄生電阻。由圖可知,圖8-4負(fù)載振蕩器原理圖

電路的響應(yīng)將受到這些極點(diǎn)的影響,因此,這些電路有如下特性:

(1)當(dāng)δ2>ω20時(shí),兩個(gè)極點(diǎn)為不同的實(shí)數(shù),此電路稱為過阻尼(overdamped)電路。此時(shí),電路不產(chǎn)生振蕩。

(2)當(dāng)δ2=ω20時(shí),兩個(gè)極點(diǎn)為相同的實(shí)數(shù),此電路稱為臨界阻尼(criticallydamped)電路。此時(shí),電路仍然不產(chǎn)生振蕩。

(3)當(dāng)δ2<ω20時(shí),兩個(gè)極點(diǎn)互為共軛,此電路稱為欠阻尼(underdamped)電路。此時(shí),電路將產(chǎn)生振蕩。

8.4環(huán)形振蕩器

環(huán)行振蕩器是由一串延時(shí)單元構(gòu)成的環(huán)行電路,為了實(shí)現(xiàn)振蕩它必須滿足正反饋條件。環(huán)行振蕩器的電路模型如圖8-5所示。圖8-5環(huán)行振蕩器電路模型

若不計(jì)電路的延時(shí),為了使得電路產(chǎn)生180°相移,則電路延時(shí)應(yīng)滿足條件3td=T/2。若用反相器構(gòu)成延時(shí)單元,必須使用奇數(shù)(N>1)個(gè)反相器,此時(shí)環(huán)行振蕩器的振蕩頻率為

其中,td為單個(gè)反相器的延時(shí);Td為總延時(shí)。

若使用差分放大器作為延時(shí)單元,則既可以使用偶數(shù)級(jí)也可以使用奇數(shù)級(jí)來實(shí)現(xiàn)環(huán)行振蕩器。圖8-6給出了一個(gè)由兩級(jí)差分放大器構(gòu)成的環(huán)行振蕩器。圖8-6兩級(jí)差分放大器構(gòu)成的環(huán)行振蕩器

8.5LC振蕩器

8.5.1三點(diǎn)式LC振蕩器1.分類與特點(diǎn)

LC振蕩器的選頻網(wǎng)絡(luò)是由電感和電容組成的并聯(lián)諧振電路,按其反饋方式,LC振蕩器可分為互感耦合式振蕩器、電感反饋式振蕩器和電容反饋式振蕩器等三種類型,其中后兩種通常稱為三點(diǎn)式振蕩器。

2.三點(diǎn)式LC振蕩器的工作原理

1)電路組成法則

三點(diǎn)式LC振蕩器是指LC諧振回路的三個(gè)端點(diǎn)與晶體管的三個(gè)電極分別相接構(gòu)成的一種振蕩電路,圖8-7是三點(diǎn)式LC振蕩器的原理圖。圖8-7三點(diǎn)式LC振蕩器原理圖

2)電感三點(diǎn)式LC振蕩器(哈特萊電路)電感三點(diǎn)式LC振蕩器的實(shí)際電路如圖8-8(a)所示,圖8-8(b)是交流等效電路,圖8-8(c)是開環(huán)小信號(hào)等效電路。圖8-8-電感三點(diǎn)式振蕩器

電感三點(diǎn)式LC振蕩器的優(yōu)點(diǎn):一是由于L1和L2之間存在互感,起振容易;二是調(diào)整回路電容改變振蕩頻率時(shí),反饋系數(shù)不變,不影響振蕩幅度。它的主要缺點(diǎn)是:反饋支路為電感,對(duì)LC回路中的高次諧波反饋電壓大,振蕩器輸出波形不好。另外,晶體管極間電容與回路電感并聯(lián),在振蕩頻率高時(shí),可能改變電抗性質(zhì),破壞起振條件以致不能振蕩,所以工作頻率沒有電容三點(diǎn)式LC振蕩器高。

3)電容三點(diǎn)式LC振蕩器(考畢茲電路)

圖8-9(a)是電容三點(diǎn)式LC振蕩器實(shí)際電路,圖8-9(b)是交流等效電路,圖8-9(c)是開環(huán)小信號(hào)等效電路。

由圖8-9(b)可以看出,回路電抗元件性質(zhì)符合三點(diǎn)式LC振蕩器電路的組成原則,故滿足起振相位條件。振蕩頻率為圖8-9電容三點(diǎn)式振蕩器

4)兩種改進(jìn)型電容三點(diǎn)式LC振蕩器

?克拉潑振蕩器

圖8-10(a)是克拉潑振蕩器的實(shí)際電路,圖(b)是等效電路。它是在圖8-9電容三點(diǎn)式LC振蕩器的電感支路中串入一個(gè)可變電容C3得到的,是一個(gè)電容三點(diǎn)式LC振蕩器。

最后指出,克拉潑振蕩器是通過調(diào)整C3來改變振蕩頻率的,由式(8.5.16)可看出,C3改變,接入系數(shù)p改變,放大器輸出負(fù)載諧振阻抗將隨之改變,放大器增益也改變。調(diào)整振蕩頻率時(shí),可能因C3過小,振蕩器會(huì)因?yàn)椴粷M足振幅起振條件而停振。所以,克拉潑電路只適用于固定頻率或波段很窄的場(chǎng)合,其頻率覆蓋系數(shù)一般只有1.2~1.3。

?西勒振蕩器

西勒振蕩器是在克拉潑振蕩器的基礎(chǔ)上,在電感線圈兩端并聯(lián)一個(gè)可變電容C4構(gòu)成的,如圖8-11所示,圖(a)是實(shí)際電路,圖(b)是等效電路。

振蕩頻率為圖8-11西勒振蕩器

例8.1圖8-12是一個(gè)三回路振蕩器的等效電路,設(shè)有下列四種情況:

試分析上述四種情況是否都能振蕩,振蕩頻率f0與各回路諧振頻率有何關(guān)系?分別屬于何種類型的振蕩器?圖8-12三回路振蕩器的等效電路

8.5.2差分LC振蕩器

1.CMOS差分LC振蕩器的結(jié)構(gòu)

差分LC振蕩器由差分耦合放大器和諧振電路組成,如圖8-13所示,其中,差分耦合放大器構(gòu)成負(fù)阻。圖8-13(a)中的差分耦合放大器采用NMOS管,圖8-13(b)中的差分耦合放大器采用PMOS管,而圖8-13(c)中的差分耦合放大器采用兩個(gè)NMOS管和兩個(gè)PMOS管構(gòu)成。圖8-13差分LC振蕩器原理圖

2.差分LC振蕩器的工作原理

根據(jù)圖8-13的差分LC振蕩器原理圖可以得到等效電路,如圖8-14所示。圖8-14

根據(jù)圖8-14(b)列出方程:

可以推導(dǎo)出放大器的輸入電阻(即等效負(fù)阻)為

若gm1=gm2=gm,則有

設(shè)與差分耦合放大器相連的LC諧振電路的并聯(lián)等效電阻為RP,則為了保證電路能夠起振,Rin必須滿足關(guān)系式:

或

對(duì)于圖8-13(c)的差分耦合放大器,有

與圖8-13(a)和(b)相比,總的負(fù)阻變大了,因而在相同的偏置電流下,電路更容易滿足起振條件。

8.6壓控振蕩器

8.6.1可變電容器件CMOS工藝可變電容器件主要有四種:變?nèi)荻O管、普通MOS管可變電容、反型MOS管可變電容和積累型MOS管可變電容。

1.變?nèi)荻O管

反向工作二極管是最常使用的容抗管,勢(shì)壘電容CT受反向偏置電壓控制,一般在n阱中制作p型有源區(qū)和n型有源區(qū)實(shí)現(xiàn)二極管容抗管。二極管的結(jié)電容隨著控制電壓的改變而變化,通過這樣的方式實(shí)現(xiàn)電路調(diào)諧的功能。

變?nèi)荻O管的勢(shì)壘電容CT隨反偏電壓的變化關(guān)系用下式表示:

其中,K為常數(shù),它取決于變?nèi)荻O管所用的半導(dǎo)體材料、雜質(zhì)濃度等;Vf為接觸電位差;U為外加電壓(由于反向偏置,故U<0);m為電容變化系數(shù),它取決于結(jié)的類型,為緩變結(jié)時(shí)m≈1/3,為突變結(jié)時(shí)m≈1/2,為超突變結(jié)時(shí)m≈2。

普通MOS變?nèi)莨艿碾妷赫{(diào)諧特性曲線是不單調(diào)的。這種特性使得在有效電壓控制范圍內(nèi)電容的變化量減少,導(dǎo)致調(diào)諧范圍較小,無法滿足電感電容壓控振蕩器對(duì)寬調(diào)諧范圍的需求。

特點(diǎn):調(diào)諧特性非單調(diào)。

3.反型MOS管可變電容

為了獲得更好的調(diào)諧線性度,需要變?nèi)莨茉诳刂齐妷鹤兓秶鷥?nèi)具有一定的線性,通過對(duì)普通MOS管連接方式進(jìn)行改變獲得了兩種具有單調(diào)線性的MOS變?nèi)莨?。一種是將PMOS管的襯底接VDD,源極和漏極一起作為電容的一端,柵極為另一端。此時(shí)PMOS管工作在反型區(qū),稱為反型MOS管可變電容(I-MOS)。與p型管類似,反型NMOS通過將襯底接地來實(shí)現(xiàn),與PMOS反型電容相比,它具有更小的寄生電阻,但是在CMOS工藝中由于共用p襯底,對(duì)襯底噪聲干擾抵抗力更差。

特點(diǎn):調(diào)諧特性單調(diào)。

4.積累型MOS管可變電容

積累型MOS管是在一個(gè)n阱內(nèi)制作一個(gè)NMOS管,這樣可以使n阱接觸的電子稱為多數(shù)載流子,管子不進(jìn)入反型區(qū)。該結(jié)構(gòu)會(huì)帶來更大的調(diào)諧范圍、更低的寄生電阻、更高的品質(zhì)因數(shù)。更好的線性帶來了較小的Kvco,有利于相位噪聲性能的提高。

特點(diǎn):調(diào)諧特性單調(diào),調(diào)諧范圍更大,品質(zhì)因數(shù)更高。

綜上所述,普通MOS管可變電容調(diào)諧范圍小,線性度低,不適用于低相噪要求和寬帶VCO。反型MOS管與積累型MOS管廣泛應(yīng)用于LCVCO中,兩者相比,積累型MOS管可變電容具有更高的Q值,同時(shí)減少源漏之間的寄生電容,擴(kuò)展變?nèi)莨艿目烧{(diào)范圍,使得寬帶LCVCO獲得更寬的調(diào)諧范圍和更好的相位噪聲。

5.小結(jié)

(1)變?nèi)荻O管的缺點(diǎn)是在諧振電壓大的時(shí)候,pn結(jié)有可能進(jìn)入正偏狀態(tài),增加了漏電流,導(dǎo)致品質(zhì)因數(shù)下降,故在全集成寬調(diào)諧范圍的電感電容壓控振蕩器的設(shè)計(jì)中,變?nèi)荻O管的使用已逐漸淡出。

(2)普通MOS管可變電容是非單調(diào)的,降低了電壓控制范圍,不適合于電感電容壓控振蕩器電路。

(3)反型MOS管和積累型MOS管可變電容是單調(diào)的,適用于電感電容壓控振蕩器,其調(diào)諧范圍主要取決于可變電容的最大值與最小值的比值Cmax/Cmin,同時(shí)與諧振電路中固定電容大小以及寄生電容有關(guān)。

(4)采用積累型MOS管的電感電容壓控振蕩器具有更小的功耗和更好的相位噪聲。

8.6.2壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)和相位域模型

壓控振蕩器(VCO)的輸出信號(hào)相位可以表示為

其中,φ0是振蕩信號(hào)的初始相位。

在鎖相環(huán)中,VCO是一個(gè)輸入信號(hào)為控制電壓Uout、輸出信號(hào)為余量相位的模塊,因此VCO的相位域模型是一個(gè)理想的積分器,即

8.7振蕩器的干擾和相位噪聲8.7.1振蕩器的干擾1.注入鎖定與牽引在一個(gè)自由振蕩的振蕩器和另外一個(gè)工作在不同頻率的時(shí)鐘之間存在串?dāng)_,特別是當(dāng)兩者的頻率很接近時(shí),自由振蕩器的振蕩頻率將會(huì)受到干擾。當(dāng)串?dāng)_較強(qiáng)時(shí),振蕩器的頻率將隨著串?dāng)_頻率變化,并最終與之相同。這種現(xiàn)象稱為振蕩器的“注入鎖定”(injectionlocking)或“注入牽引”(injectionpulling)。

2.負(fù)載牽引

負(fù)載變化:負(fù)載變化會(huì)導(dǎo)致VCO頻率發(fā)生變化,這種現(xiàn)象稱為“負(fù)載牽引”(loadpulling)。為了避免負(fù)載牽引,VCO的輸出端應(yīng)有一個(gè)輸出緩沖器。

3.電源推進(jìn)

電源變化:射頻振蕩器對(duì)電源的變化比較敏感,當(dāng)振蕩器的電源發(fā)生變化時(shí),其振蕩頻率和幅度都可能發(fā)生變化,這種現(xiàn)象稱為“電源推進(jìn)”(supplypushing)。例如在便攜式收發(fā)機(jī)中,功率放大器的開和關(guān)會(huì)造成幾百毫伏的電源電壓波動(dòng),從而影響振蕩器的正常工作。

8.7.2振蕩器的相位噪聲

振蕩器的相位噪聲是振蕩器設(shè)計(jì)中最重要的指標(biāo)和概念。理解相位噪聲產(chǎn)生的物理機(jī)制,對(duì)振蕩器設(shè)計(jì)有重要的指導(dǎo)作用。

理想的振蕩信號(hào)可以表示為

由于電路噪聲等原因,實(shí)際的信號(hào)表示為

其中,a(t)為幅度上的噪聲,稱為寄生調(diào)幅成分;φn(t)為相位噪聲。

如圖8-15所示,實(shí)際信號(hào)近似表示為

因此,相位噪聲頻譜被調(diào)制或搬移到了載波ωc處,如圖8-16所示。圖8-15含相位噪聲的振蕩信號(hào)時(shí)域波形圖圖8-16振蕩信號(hào)的頻譜

8.7.3相位噪聲產(chǎn)生的機(jī)理

1.線性時(shí)不變相位噪聲模型(Leeson相位模型)

經(jīng)典振蕩器相位分析是基于所謂的線性時(shí)不變模型進(jìn)行的。這個(gè)模型最先由Leeson提出,所以人們稱之為信號(hào)Leeson相位模型。該模型將相位噪聲解釋為由振蕩器內(nèi)部熱噪聲通過振蕩器環(huán)路轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的,在輸出表現(xiàn)為相位噪聲,如圖8-17所示。圖8-17振蕩器線性噪聲模型

式(8.7.11)將相位噪聲分為三個(gè)不同的部分,反映到圖上如圖8-18所示。當(dāng)頻率偏差Δω大于ω0/2Q時(shí),相位噪聲與頻率偏差無關(guān);當(dāng)頻率偏差Δω大于ω1/f3而小于ω0/2Q時(shí),這一區(qū)域相位噪聲與頻率偏差的平方成反比,也叫做1/f2區(qū)域;當(dāng)頻率偏差Δω小于ω1/f3時(shí),相位噪聲與頻率偏差的三次方成反比。圖8-18-Leeson相噪曲線

2.Hajimiri線性時(shí)變?cè)肼暷Ｐ?/p>

前面的相位噪聲討論假設(shè)了振蕩器是線性和時(shí)不變的。通常線性假設(shè)是合理的,而時(shí)不變假設(shè)卻缺乏明顯的依據(jù),因?yàn)檎袷幤鞅举|(zhì)上是時(shí)變系統(tǒng)。

線性時(shí)變?cè)肼暷Ｐ鸵肓艘粋€(gè)脈沖靈敏度函數(shù)(impulsesensitivityfunction,ISF),該函數(shù)在信號(hào)幅度最大時(shí)有最小值0,在信號(hào)過零點(diǎn)時(shí)有最大值。根據(jù)該相位噪聲理論,要獲得良好的相位噪聲,有源電路應(yīng)該在ISF最小時(shí)對(duì)諧振電路充電,盡量采用對(duì)稱設(shè)計(jì)可以減小1/f噪聲的影響。

3.Razavi模型

Leeson相位模型是針對(duì)LC振蕩器提出的,對(duì)于環(huán)形振蕩器并不適用。Razavi提出了針對(duì)環(huán)形振蕩器的新模型,用來描述環(huán)形振蕩器的相位噪聲性能。Razavi將振蕩器的開環(huán)品質(zhì)因素定義為

其中,A為環(huán)路增益的幅度;Φ為環(huán)路增益的相位。

再應(yīng)用Leeson相位模型,得到環(huán)形振蕩器在(Δω)-2區(qū)的相位噪聲為

其中,N為延遲單元級(jí)數(shù)的函數(shù)。

4.相位噪聲的計(jì)算

相位噪聲定義為噪聲功率密度與載波功率之比的分貝數(shù)(單位為dBc/Hz),即

或用dBm表示為

8.8-相位噪聲帶來的問題與設(shè)計(jì)優(yōu)化8.8.1對(duì)鄰近信道造成的干擾

假設(shè)接收機(jī)接收一個(gè)中心頻率為ω2微弱信號(hào),其附近有一個(gè)發(fā)射機(jī)發(fā)射一個(gè)頻率為ω1的大功率信號(hào)并伴隨著相位噪聲。此時(shí)接收機(jī)希望接收的微弱信號(hào)會(huì)受到發(fā)射機(jī)相位噪聲的干擾,如圖8-19所示。在900MHz和1.9GHz周圍,頻率ω1和ω2的差可以小到幾十千赫茲,因此LO的輸出頻譜必須非常尖銳,以減小對(duì)有用信號(hào)的影響。例如,在IS54系統(tǒng)中,相位噪聲在60kHz頻率偏移量上必須小于-115dBc/Hz。

為了說明相位噪聲對(duì)接收信號(hào)的影響。下面結(jié)合圖8-20,通過例8.2來做具體解釋。圖8-19相位噪聲對(duì)接收信號(hào)的影響圖8-20相位噪聲和有用信道的分布

例8.2有用信道的帶寬是30kHz,信號(hào)功率與相距60kHz干擾信道相比低60dB。那么,為了使信噪比達(dá)到15dB,干擾信道的相位噪聲在偏移量為60kHz時(shí)應(yīng)為多少?

8.8.2倒易混頻

當(dāng)接收機(jī)同時(shí)接收有用信號(hào)和相鄰信道的強(qiáng)干擾信號(hào)時(shí),本振的相位噪聲對(duì)接收信號(hào)的影響和干擾如圖8-21所示。

當(dāng)圖8-21中的有用信號(hào)和本振信號(hào)經(jīng)混頻后產(chǎn)生中頻信號(hào),同時(shí)本振的相位噪聲和相鄰信道的強(qiáng)干擾信號(hào)經(jīng)混頻后,相位噪聲也被搬移到中頻,因此對(duì)有用信號(hào)造成干擾。這種干擾稱為倒易混頻(reciprocalmixing)圖8-21

8.8.3對(duì)星座圖的影響

理想情況下的星座圖的各點(diǎn)應(yīng)該在各個(gè)方格的中心位置,但一旦本振存在相位噪聲,就會(huì)造成實(shí)際的星座圖上的各點(diǎn)相對(duì)于中心發(fā)生旋轉(zhuǎn),在通信系統(tǒng)性能上導(dǎo)致誤碼率升高,如圖8-22所示。圖8-22本振相位噪聲對(duì)星座圖的影響

8.8.4設(shè)計(jì)優(yōu)化

1.相位噪聲考慮

LC振蕩器的核心是LC諧振回路。而L的質(zhì)量直接影響整個(gè)諧振回路的性能。對(duì)于LC振蕩器來說,相位噪聲的主要來源有:LC回路噪聲、負(fù)阻互耦對(duì)噪聲和電流源噪聲等。

2.電流源作用及優(yōu)化

在電流偏置型振蕩器中,電流源對(duì)相位噪聲有很大的影響。如果在CMOS振蕩器的共源端加一個(gè)理想的電流源,如圖8-23所示,則構(gòu)成一個(gè)電流型偏置振蕩器。圖8-23

3.電流復(fù)用技術(shù)

電流復(fù)用技術(shù)是功耗設(shè)計(jì)中經(jīng)常采用的一種技術(shù)。采用這個(gè)技術(shù)的振蕩器稱為互補(bǔ)差分振蕩器,如圖8-24所示。它同時(shí)利用了PMOS管和NMOS管互耦對(duì)來提供負(fù)阻,其電流源提供的電流在PMOS互耦對(duì)和NMOS互耦對(duì)之間得到了復(fù)用。圖8-24互補(bǔ)差分LC振蕩器電路圖

4.噪聲濾波技術(shù)

電流源在差分LC振蕩器中起到了兩方面的作用:一方面是設(shè)置了振蕩器的偏置電流;另一方面是在互耦對(duì)的共源點(diǎn)和地之間插入了一個(gè)高阻抗通道。恰恰是這個(gè)高阻抗通道降低了線性區(qū)工作的互耦對(duì)晶體管給諧振電路的額外損耗。

為了提高阻抗,在電流源和互耦對(duì)的共源點(diǎn)之間插入一個(gè)電感,如圖8-25所示。圖8-25噪聲濾波原理圖

5.LDO應(yīng)用

低壓差線性穩(wěn)壓器(lowdropoutvoltageregulator,簡(jiǎn)稱LDO)是一個(gè)能夠在外界電壓波動(dòng),輸出電流發(fā)生變化依然能夠快速穩(wěn)定輸出電壓的電路模塊。

電源噪聲的主要來源有穩(wěn)壓電路自身的噪聲、外部供電電源的噪聲、作為電源電路負(fù)載的其他模塊電路產(chǎn)生的噪聲。通過提高電源電路的電源抑制比性能,能夠有效降低外部供電設(shè)備帶來的外部噪聲;設(shè)計(jì)低輸出噪聲的線性穩(wěn)壓電源的關(guān)鍵就是降低穩(wěn)壓源本身噪聲和增強(qiáng)電源抑制比性能。

8.94~6GHz寬頻帶CMOSLC壓控振蕩器設(shè)計(jì)實(shí)例

8.9.1選擇電路結(jié)構(gòu)整體電路由一個(gè)低輸出噪聲的LDO及一個(gè)寬帶壓控振蕩器組合而成,如圖8-26所示。圖8-26振蕩器整體電路框圖

在圖8-26中,電感電容壓控振蕩器一般都由諧振單元、負(fù)阻管和偏置尾流源組成。按照使用晶體管的種類區(qū)分有:只用NMOS管的VCO、只用PMOS管的VCO、兩種MOS管都用的互補(bǔ)型VCO。從偏置電流源的角度分析,含有在頂部或底部的偏置電流源,還有無尾流源的結(jié)構(gòu)。

圖8-27所示為只使用NMOS管作為負(fù)阻管的LCVCO,這種結(jié)構(gòu)能夠提供比互補(bǔ)型電路更好的相位噪聲,且負(fù)阻對(duì)管具有更快的開關(guān)速度。圖8-28所示為PMOS管作為負(fù)阻管的結(jié)構(gòu),與NMOS管的結(jié)構(gòu)相比,在相同跨導(dǎo)下,PMOS管的漏電流熱噪聲更小,并且在截止頻率時(shí)的電流增益很小。只使用一種管子做負(fù)阻的結(jié)構(gòu)在減小閃爍噪聲方面具有一定的優(yōu)勢(shì),并且相位噪聲相對(duì)較小,其提供的輸出電壓擺幅能夠突破電源電壓的限制,這使其適用于低供電電壓情況,然而這種結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性較差,且功耗稍大。圖8-27NMOS管負(fù)阻結(jié)構(gòu)圖8-28-PMOS管負(fù)阻結(jié)構(gòu)

圖8-29所示為互補(bǔ)型結(jié)構(gòu),對(duì)于同樣大小的電感,它獲得相同大小的振蕩器輸出擺幅,而NMOS管和PMOS管結(jié)構(gòu)只獲得1/2大小的振蕩器輸出擺幅,即在同樣的性能下,互補(bǔ)型的VCO功耗要小一半。由于從電源到地的通路上串聯(lián)了多個(gè)晶體管,需要比單晶體管結(jié)構(gòu)更大的電壓,以使每個(gè)管子都滿足過驅(qū)動(dòng)電壓要求,因此無法用于低電源電壓情況。圖8-29互補(bǔ)型負(fù)阻結(jié)構(gòu)

8.9.2選取部分器件

1.電感

電感作為振蕩器諧振回路的重要器件之一,它的品質(zhì)因數(shù)的取值直接決定了振蕩器的整體性能,因此電感和電容的參數(shù)成為了決定LC振蕩器性能優(yōu)劣的關(guān)鍵。本設(shè)計(jì)使用的電感和電容器件全部來自于SMIC0.18μm1P6MRF工藝庫(kù)提供的器件模型。

電感的等效并聯(lián)阻抗表達(dá)式如下:

振蕩器電壓輸出擺幅為

本次設(shè)計(jì)中工藝庫(kù)中的電感有兩種:一種是對(duì)稱電感;另一種是差分對(duì)稱電感。本設(shè)計(jì)選用diff_ind_rf的差分對(duì)稱電感。

我們通過spectre的SP仿真以及以利用calculator輔助通過公式計(jì)算來得到Ls對(duì)頻率曲線。通過Q值的仿真曲線,初步確定電感參數(shù)是r=75u,線圈匝數(shù)是2,金屬寬度是8u,金屬的距離是1.5u。利用仿真工具測(cè)量電感的LF曲線的相關(guān)公式如下:

2.可變電容與開關(guān)電容陣列

本次設(shè)計(jì)使用工藝庫(kù)提供的積累型MOS(AMOS)管,不同種類和可調(diào)大小的AMOS通過設(shè)置管子的寬和叉指數(shù)得到需要的最大電容值和最小電容值。寬調(diào)諧范圍會(huì)增加振蕩器的相位噪聲,為了盡量降低相位噪聲,可以在滿足頻率覆蓋范圍的情況下,通過降低變?nèi)莨艿目烧{(diào)范圍、減小調(diào)諧靈敏度來提高相噪性能。

利用仿真工具測(cè)量電容的CU曲線,相關(guān)公式如下:

當(dāng)壓控電壓U在0~1.8V的范圍內(nèi)變化時(shí),可以計(jì)算出可變電容的變化范圍。在振蕩器的中心頻率5GHz處,當(dāng)控制電壓從0增加到1.8V時(shí),對(duì)應(yīng)的可變電容的變化范圍為1.85~0.8pF。

本次設(shè)計(jì)的振蕩器的調(diào)諧范圍很廣,需要用到數(shù)據(jù)調(diào)諧技術(shù)來實(shí)現(xiàn),即需要并聯(lián)電容陣列,增加它的調(diào)諧范圍,以達(dá)到設(shè)計(jì)的目的。VCO中最早使用的傳統(tǒng)的電容陣列如圖8-30所示。圖8-30傳統(tǒng)使用電容陣列的VCO

在圖8-30中,開關(guān)以NMOS管實(shí)現(xiàn),與平板金屬電容串聯(lián),NMOS管導(dǎo)通時(shí),可等效為一個(gè)電阻,近似導(dǎo)通電阻為Ron,此時(shí)可得開關(guān)單元的品質(zhì)因數(shù)表達(dá)式為

其中,Ron可由晶體管飽和公式推出:

設(shè)計(jì)的整體電容陣列如圖8-31所示。電容C0為固定平板電容,且四組電容單元的電容比例依次為1∶2∶4∶8。電容C0為邊長(zhǎng)9.5μm的方塊平板金屬電容,值為88.98fF。圖8-31四比特電容陣列

3.差分負(fù)阻對(duì)

寬頻帶VCO不同諧振頻率處的等效內(nèi)阻不同,在頻率最低處起振最困難,擁有最小的Rp。前面分析選擇了差分互補(bǔ)結(jié)構(gòu),則-Rp由互補(bǔ)管VN1、VN2和VP1、VP2的跨導(dǎo)相加得到。NMOS管和PMOS管的跨導(dǎo)設(shè)為相等可使得振蕩波形更加接近正弦波、負(fù)阻管的開關(guān)時(shí)間一致、減小角頻率噪聲、在一定程度上改善相位噪聲性能。

4.反饋尾流源陣列

電路的尾流源控制單元如圖8-32所示,圖中VN1管為主要的尾流管,當(dāng)開關(guān)控制電壓SVa為高電平時(shí),VN2管導(dǎo)通,將VN2管源極的偏置電壓輸入到VN1管的柵極,使VN1管導(dǎo)通,VN1管形成電流通路到地,此時(shí)VN3管由于柵極接低電平,成高阻狀態(tài);當(dāng)開關(guān)控制電壓SVa為低電平時(shí),VN2管關(guān)斷,VN3管的柵極此時(shí)為高電平導(dǎo)通,將VN1管的柵極連接到地,使VN1管截止。圖8-32尾流源控制單元

圖8-33所示為L(zhǎng)CVCO的完整電路,中間的振蕩核心為諧振電路和負(fù)阻電路,振蕩信號(hào)通過輸出驅(qū)動(dòng)接外界負(fù)載,起到隔離和增大驅(qū)動(dòng)的作用。尾流源陣列與電容開關(guān)陣列都由四位二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)控制,abcd控制信號(hào)a為高位,d為低位,產(chǎn)生16種不同的開關(guān)方式,即有16個(gè)不同的頻帶。

8.9.3設(shè)計(jì)低噪聲LDO結(jié)構(gòu)

根據(jù)低噪聲LDO的相關(guān)理論可知,射頻電路的線性穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于提高電源紋波抑制比(PSRR)和降低誤差放大器的輸出噪聲。本設(shè)計(jì)使用由PMOS管為放大輸入級(jí)的兩級(jí)放大器作為誤差放大器,放大器管子的尺寸都較大,有利于降低閃爍噪聲,使用密勒電容提高放大器的穩(wěn)定性。同時(shí)引入了電流倍增緩沖級(jí)和電荷泄放電路,提高功率調(diào)整管柵電容的電荷泄放速度。

低噪聲LDO的總電路如圖8-34所示,V1~V11和密勒電容Cc構(gòu)成LDO的重要模塊誤差放大器;V12~V15為電路提供直流偏置電壓;V16、V17和R1為驅(qū)動(dòng)緩沖級(jí);V18、V19和C2為電荷泄放電路;V20當(dāng)做電容使用,提供電源低頻噪聲到調(diào)整管柵極的通路,可以改善調(diào)整管對(duì)電源噪聲的抑制,C1提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性;V21是調(diào)整管,它與R2和R3組成的電阻反饋網(wǎng)絡(luò)一起調(diào)節(jié)輸出電壓。

圖8-34低噪聲LDO電路結(jié)構(gòu)

誤差放大器是低噪聲LDO中對(duì)總輸出噪聲影響最大的模塊,同時(shí)對(duì)整個(gè)電路的環(huán)路穩(wěn)定性、增益、電源紋波抑制比等起著重要的作用。本設(shè)計(jì)選擇了兩級(jí)運(yùn)算放大器作為誤差放大器的結(jié)構(gòu),并使用PMOS管作放大器第一級(jí)的輸入放大管,柵長(zhǎng)取值為1μm,以盡可能減小閃爍噪聲對(duì)輸出噪聲的貢獻(xiàn),如圖8-35所示。放圖8-35誤差放大器

8.9.4芯片測(cè)試

1.VCO芯片及測(cè)試環(huán)境

圖8-36(a)所示為使用cascade探針臺(tái)拍攝的完整的LCVCO芯片顯微照片,中間的紅框部分為芯片核心電路部分,周圍為ESD靜電防護(hù)電路和鍵合用焊盤。圖8-36(b)所示為芯片與PCB的鍵合位置對(duì)應(yīng)關(guān)系。圖8-36VCO芯片

電路的主要測(cè)試儀器如圖8-37所示。VCO的輸出信號(hào)通過SMA射頻頭,用專用的射頻信號(hào)線與儀器進(jìn)行連接。所用的儀器主要有觀測(cè)時(shí)域信號(hào)的Agilent90604A高頻示波器;在頻域使用的R&SFSU43GHz頻譜分析儀,用來精確測(cè)量振蕩頻率和相位噪聲。測(cè)試板使用四位撥碼開關(guān)加1kΩ的上拉電阻作為開關(guān)陣列的數(shù)字位控制,調(diào)諧電壓通路外接一個(gè)1kΩ的限流電阻,避免由于過大的電流產(chǎn)生的電荷集聚而使柵極擊穿。圖8-37測(cè)試儀器和測(cè)試電路

2.VCO芯片瞬態(tài)測(cè)試

通過示波器測(cè)量得到LCVCO雙端輸出的正弦波眼圖,觀察波形的抖動(dòng)情況。清晰的眼圖說明波形穩(wěn)定,越穩(wěn)定相位噪聲性能就越好。眼圖如圖8-38所示,在4.41GHz時(shí)抖動(dòng)最小,眼圖最為清晰,6.5GHz時(shí)眼圖抖動(dòng)最大。圖8-38-不同頻率瞬態(tài)眼圖

由圖8-39所示的瞬態(tài)測(cè)出波形可以看出,輸出電壓擺幅只有94.53mV,與前后仿真得到的大約300mV有了明顯降低。測(cè)試中輸