電力線通信技術(shù)第五章

電力線通信技術(shù)第五章第1頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1 傳統(tǒng)的載波調(diào)制方案

5.2 OFDM調(diào)制技術(shù)的研究5.3電力線載波芯片第五章

目錄第2頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1傳統(tǒng)的載波調(diào)制方案ASK是指振幅鍵控方式。這種調(diào)制方式是根據(jù)信號(hào)的不同，調(diào)節(jié)正弦波的幅度。幅度鍵控可以通過乘法器和開關(guān)電路來實(shí)現(xiàn)。載波在數(shù)字信號(hào)1或0的控制下通或斷，在信號(hào)為1時(shí)載波接通，此時(shí)傳輸信道上有載波出現(xiàn)；在信號(hào)為0時(shí)載波關(guān)斷，此時(shí)傳輸信道上無載波傳送。那么在接收端我們就可以根據(jù)載波的有無還原出數(shù)字信號(hào)的1和0。二進(jìn)制幅度鍵控信號(hào)的頻帶寬度為二進(jìn)制基帶信號(hào)寬度的2倍。5.1.1ASK第3頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月ASK的載波幅度是隨著調(diào)制信號(hào)而變化的，其最簡(jiǎn)單的形式是，載波在二進(jìn)制調(diào)制信號(hào)控制下通斷，此時(shí)又可稱為開關(guān)鍵控法（OOK）。多電平MASK調(diào)制方式是一種比較高效的傳輸方式，但由于它的抗噪聲能力較差，尤其是抗衰落的能力不強(qiáng)，因而一般只適宜在恒參信道下采用?，F(xiàn)在以二進(jìn)制振幅鍵控為例，對(duì)ASK進(jìn)行簡(jiǎn)單的說明。最簡(jiǎn)單的二進(jìn)制鍵控方式稱為通-斷監(jiān)控（OnOffKeying，OOK），其表達(dá)式為（5-1）第4頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月載波在二進(jìn)制基帶信號(hào)是s(t)控制下通-斷變化，所以這種鍵控又稱為通-斷鍵控。在OOK中，某一種符號(hào)（“0”或“1”）用沒有電壓來表示。（5-2）式中（5-3）式中，為碼元持續(xù)時(shí)間；g(t)為持續(xù)時(shí)間為的幾個(gè)脈沖波形。為了簡(jiǎn)便起見，通常假設(shè)g(t)是高度為1、寬度等于的矩形脈沖；是第n個(gè)符號(hào)的電平取之。若則相應(yīng)的2ASK信號(hào)就是OOK信號(hào)。第5頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月2ASK/OOK信號(hào)的產(chǎn)生方法通常有兩種：模擬調(diào)制法（相乘器）和鍵控法。與AM信號(hào)的解調(diào)方法一樣，2ASK/OOK信號(hào)也有兩種基本的解調(diào)方法：非相干解調(diào)（包絡(luò)檢波法）和相干解調(diào)（同步檢測(cè)法）。與模擬信號(hào)的接收系統(tǒng)相比，這里增加了一個(gè)“抽樣判決器”方框，這對(duì)于提高數(shù)字信號(hào)的接收性能是必要的。第6頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1.2PSK1.1.2visualSTATE事件處理機(jī)制PSK（Phase-ShiftKeying）：相移鍵控，是一種使用很廣的調(diào)制技術(shù)，發(fā)送信息包含在載波相位中。對(duì)于某些調(diào)制解調(diào)器中用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼{(diào)制系統(tǒng)，在最簡(jiǎn)單的方式中，二進(jìn)制調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生0°和180°偏轉(zhuǎn)。載波相位來表示信號(hào)占和空或者二進(jìn)制1和0。對(duì)于有線線路上較高的數(shù)據(jù)傳輸速率，可能發(fā)生4個(gè)或8個(gè)不同的相移，系統(tǒng)要求在接收機(jī)上有精確和穩(wěn)定的參考相位來分辨所使用的各種相位。利用不同的連續(xù)相移鍵控，這個(gè)參考相位被按照相位改變而進(jìn)行的編碼數(shù)據(jù)所取代，并且通過將相位與前面的位進(jìn)行比較來檢測(cè)。第7頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月PSK相移鍵控調(diào)制技術(shù)在數(shù)據(jù)傳輸中，尤其是在中速和中高速的數(shù)傳機(jī)（2?400～4?800?bp）中得到了廣泛的應(yīng)用。相移鍵控有很好的抗干擾性，在有衰落的信道中也能獲得很好的效果。在實(shí)際應(yīng)用中還有八相及十六相調(diào)。下面以2PSK為例，對(duì)此進(jìn)行說明。2PSK信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為：（5-4）式中，表示第n個(gè)符號(hào)的絕對(duì)相位：第8頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月因此，式（5-4）可以改寫為（5-5）由于表示信號(hào)的兩種碼元的波形相同，極性相反，故2PSK信號(hào)一般可以表述為一個(gè)雙極性全占空比矩形脈沖序列與一個(gè)正弦載波相乘，即：（5-6）式中（5-7）式中，g(t)是脈寬為的單個(gè)矩形脈沖，而的統(tǒng)計(jì)特性為第9頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月即進(jìn)行二進(jìn)制符號(hào)“0”時(shí)（取+1），取0相位；發(fā)送二進(jìn)制符號(hào)“1”時(shí)（取?1），取相位。這種以載波的不同相位直接去表示相應(yīng)二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)的調(diào)制方式，稱為二進(jìn)制絕對(duì)相移方式。與2ASK信號(hào)的產(chǎn)生方法相比較，只是對(duì)s(t)的要求不同，在2ASK中s(t)是單極性的，在2PSK中s(t)是雙極性的基帶信號(hào)。2PSK信號(hào)的解調(diào)通常采用相干解調(diào)法。在相干解調(diào)中，如何得到與接收的2PSK信號(hào)同頻同相的相干載波是個(gè)關(guān)鍵問題。第10頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1.3FSKFSK（Frequency-ShiftKeying）：頻移鍵控，就是用數(shù)字信號(hào)去調(diào)制載波的頻率。是信息傳輸中使用得較早的一種調(diào)制方式，它的主要優(yōu)點(diǎn)是：實(shí)現(xiàn)起來較容易，抗噪聲與抗衰減的性能較好。在中低速數(shù)據(jù)傳輸中得到了廣泛的應(yīng)用。FSK是利用基帶數(shù)字信號(hào)離散取值特點(diǎn)去鍵控載波頻率以傳遞信息的一種數(shù)字調(diào)制技術(shù)。最常見的是用兩個(gè)頻率承載二進(jìn)制1和0的雙頻FSK系統(tǒng)。下面以2FSK為例進(jìn)行說明。第11頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月在2FSK中，載波的頻率雖二進(jìn)制基帶信號(hào)在和兩個(gè)頻率點(diǎn)間變化，故其表達(dá)式為（5-8）2FSK信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式又可寫成（5-9）式中，g(t)為單個(gè)矩形脈沖，脈寬為。第12頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月式中是的反碼，若=1，則=0；若=0，則=1，于是和分別是第n個(gè)信號(hào)碼元（1或0）的初始相位。在移頻鍵控中，和不攜帶信息，通?？闪詈蜑榱?。因此2FSK信號(hào)的表達(dá)式可簡(jiǎn)化為（5-10）（5-11）（5-12）第13頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月2FSK信號(hào)的產(chǎn)生方法主要有兩種：一種可以采用模擬調(diào)頻電路實(shí)現(xiàn)；另一種可以采用鍵控法來實(shí)現(xiàn)，即二進(jìn)制基帶矩形脈沖序列的控制下通過開關(guān)電路對(duì)兩個(gè)不同的獨(dú)立頻率源進(jìn)行選通，使其在每個(gè)碼元期間輸出兩個(gè)載波之一。兩種方法產(chǎn)生2FSK信號(hào)的差異在于：由調(diào)頻發(fā)產(chǎn)生的2FSK信號(hào)在相鄰碼元之間的相位是連續(xù)變化的；而鍵控法產(chǎn)生的則是不連續(xù)的。第14頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月2FSK的解調(diào)方法可以采用非相干解調(diào)（包絡(luò)檢波）和相干解調(diào)。其解調(diào)原理是將2FSK信號(hào)分解為上下兩路2ASK信號(hào)分別進(jìn)行解調(diào)，然后進(jìn)行判決（decision）這里抽樣判決是直接比較兩路信號(hào)抽樣值的大小，可以不專門設(shè)置門限。技術(shù)上的FSK有兩個(gè)分類，非相干和相干的FSK。對(duì)于非相干的FSK，瞬時(shí)頻率之間的轉(zhuǎn)移是兩個(gè)分立的價(jià)值觀，分別命名為馬克和空間頻率。在另一方面，在相干頻移鍵控或二進(jìn)制的FSK，輸出信號(hào)的相位是連續(xù)變化的。第15頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1.4三者的簡(jiǎn)單比較FSK：調(diào)頻方式。比如說中心頻率為800?MHz，那么700?MHz就表示數(shù)據(jù)0，而900?MHz則表示數(shù)據(jù)1，這樣即使存在干擾源也不會(huì)使數(shù)據(jù)錯(cuò)誤。但是如果干擾源是固定的且與中心頻率相差不大，這個(gè)對(duì)FSK是致命的。所以現(xiàn)在的通信技術(shù)（如藍(lán)牙等）都使用跳頻方式，3G手機(jī)用的是BPSK、QAM等更高級(jí)的方式，這樣就算是同頻干擾也不怕了。ASK：調(diào)幅鍵控，就像是模擬信號(hào)一樣。只要在中心頻率出現(xiàn)一個(gè)干擾，那么就是一個(gè)誤碼，這個(gè)很容易理解的。PSK：相移鍵控。理論上對(duì)輔載波PSK與FSK具有相同的抗干擾能力，不過當(dāng)干擾源與中心頻率存在某種關(guān)系時(shí)，例如干擾與中心波率是成倍關(guān)系或與接收器的中頻存在成倍或相減相加后與中心頻有一定的關(guān)系，這會(huì)在接收器產(chǎn)生一個(gè)誤碼。第16頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1 傳統(tǒng)的載波調(diào)制方案

5.2 OFDM調(diào)制技術(shù)的研究5.3電力線載波芯片第五章

目錄第17頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.2OFDM調(diào)制技術(shù)的研究OFDM技術(shù)是一種特殊形式的多載波調(diào)制。與BPSK和QPSK相比，OFDM具有傳輸?shù)姆?hào)持續(xù)時(shí)間長(zhǎng)，帶寬窄的特性。如果符號(hào)的持續(xù)時(shí)間小于或等于最大延遲擴(kuò)展，與其他的調(diào)制一樣，會(huì)出現(xiàn)符號(hào)間干擾（ISI）。通常，OFDM系統(tǒng)被設(shè)計(jì)使每個(gè)子載波為經(jīng)歷頻率平坦衰落而足夠的窄。這就允許子載波能夠在一個(gè)頻率有選擇性但時(shí)不變的信道上保持正交。如果一個(gè)OFDM調(diào)制符號(hào)被傳輸在這樣一個(gè)信道上，每個(gè)子載波經(jīng)歷一個(gè)不同的衰減。通過對(duì)數(shù)據(jù)流編碼，在衰減的子載波發(fā)生的錯(cuò)誤可以通過正常接收端的前向糾錯(cuò)（FEC）來進(jìn)行探測(cè)和糾正。第18頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月除了被頻率選擇的健壯性，眾所周知，信道的任何時(shí)變特性對(duì)系統(tǒng)的行為有諸多的限制。時(shí)變性大大地?fù)p傷了子載波的正交性。這種情況下，就會(huì)產(chǎn)生子載波干擾（ICI）。通過在N個(gè)子載波上傳輸信息，一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間相當(dāng)于在單個(gè)子載波上傳輸相同信息的N倍長(zhǎng)。相應(yīng)地，線性時(shí)間分散信道所引入的ISI影響被最小化了。盡管如此，為了完全消除ISI，一個(gè)長(zhǎng)于信道脈沖響應(yīng)的保護(hù)間隔被插入。而且，為了消除ICI，保護(hù)間隔應(yīng)當(dāng)被循環(huán)擴(kuò)展。也就是說，在線性分散信道，一個(gè)合適的保護(hù)間隔可以避免ISI而不是ICI，除非保護(hù)間隔被循環(huán)擴(kuò)展，這就是CP。雖然CP的引入減小了在線性分散信道中的ISI和ICI的影響，但它同時(shí)引入了信噪比的損失（SNR），計(jì)算公式為：（5-13）第19頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.2.1OFDM基本原理正交頻分復(fù)用（OrthoganalFrequency-DivisionMultiplexing，OFDM）可以看做一種調(diào)制或復(fù)用技術(shù)，是由并行傳輸體制發(fā)展而來的。從原理上講是一種特殊的多載波傳輸方案，單個(gè)用戶的數(shù)據(jù)流串/并變換為多路的低速率并行數(shù)據(jù)流，每個(gè)碼流都用一個(gè)載波發(fā)送。與普通的多載波傳輸方式不同，OFDM的子載波之間是相互正交的。多載波傳輸和低速碼流增強(qiáng)了OFDM抗頻率選擇性衰落和抗窄帶干擾的能力。在單載波系統(tǒng)中，單個(gè)衰落或者干擾可能導(dǎo)致整條鏈路不可用。但在多載波系統(tǒng)中，只會(huì)有一小部分載波受到影響，這樣即使在高信道誤碼的環(huán)境下，通過使用糾錯(cuò)編碼技術(shù)，也可以幫助恢復(fù)一些信道條件較差的載波上的信息，從而使整個(gè)多載波系統(tǒng)的性能在頻率選擇性衰落環(huán)境中呈現(xiàn)較好的健壯性。圖5.1是OFDM的原理簡(jiǎn)圖。第20頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月圖5.1OFDM原理簡(jiǎn)圖第21頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.2.2多載波調(diào)制和FFTOFDM是一種多載波傳輸技術(shù)。設(shè)為N個(gè)子載波頻率，則一般的多載波已調(diào)信號(hào)在第i個(gè)碼元間隔內(nèi)可以表示成：式中，是信號(hào)在第i個(gè)碼元間隔內(nèi)所攜帶的信息，它決定了信號(hào)的幅度和相位，一般情況下是只與碼元標(biāo)號(hào)有關(guān)的復(fù)常數(shù)，攜帶了要傳輸?shù)男畔?；例如，若第k個(gè)子載波采用QPSK調(diào)制時(shí)，設(shè)采用π/4方式的星座，當(dāng)?shù)趥€(gè)碼元為00時(shí)，根據(jù)碼元和星座的映射關(guān)系可以知道。第22頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（5-15）為敘述方便，在只需研究一個(gè)多載波信號(hào)碼元的時(shí)候，常常省略碼元標(biāo)號(hào)i；而當(dāng)子載波采用普通（沒有采用波形形成）的QAM或MPSK調(diào)制時(shí)，與時(shí)間無關(guān)，從而可簡(jiǎn)寫成，根據(jù)上下文這樣不會(huì)產(chǎn)生歧義。按照上述約定，式（5-14）可以寫成經(jīng)過細(xì)致的分析可以發(fā)現(xiàn)，上述多載波傳輸系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)都可以利用離散傅里葉變換（DiscreteFourierTransform，DFT）實(shí)現(xiàn)，快速FFT（FastFourierTransform）算法使得多載波傳輸系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)起來大為簡(jiǎn)化，特別是利用FFT實(shí)現(xiàn)的OFDM系統(tǒng)，以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、頻譜利用率高而受到廣泛重視。第23頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月下面分析多載波傳輸系統(tǒng)可以用DFT實(shí)現(xiàn)的條件。為了確定子載波間的頻率間隔，我們需要考慮接收端如何對(duì)信號(hào)解調(diào)。首先對(duì)接收信號(hào)（暫不考慮噪聲和失真的影響）以抽樣率進(jìn)行抽樣，利用DFT對(duì)抽樣信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。利用N點(diǎn)的DFT可以計(jì)算出信號(hào)的第k個(gè)頻譜分量為：（5-16）式中，是第k個(gè)頻譜分量；是抽樣信號(hào)，是DFT的分辨率。為使DFT正確計(jì)算出頻率，信號(hào)必須在N點(diǎn)抽樣周期性重復(fù)，當(dāng)信號(hào)值還有該DFT的諧波成分時(shí)，條件就能滿足。將帶入式（5-15），得：（5-17）第24頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月將式（5-15）代入式（5-16），可得：（5-18）式中，觀察式（5-18）可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)多載波已調(diào)信號(hào)的頻率為：（5-19）第25頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月此時(shí)，，其中C為常數(shù)。也就是說當(dāng)各子載波的頻率為解調(diào)用的DFT分辨率整數(shù)倍時(shí)，可以用DFT對(duì)信號(hào)完成解調(diào)。從以上分析可知，為保證正確解調(diào)，X(k)在一個(gè)碼元間隔內(nèi)保持為常數(shù)是必要的，如果子載波的QAM或MPSK調(diào)制采用波形形成技術(shù)，如采用余弦滾降波形，采用DFT解調(diào)時(shí)還要做專門的處理。由以上分析可知，當(dāng)各子載波的頻率為解調(diào)用的DFT分辨率整數(shù)倍時(shí)，可以用DFT對(duì)多載波已調(diào)抽樣信號(hào)完成解調(diào)。特別地，當(dāng)子載波的頻率間隔為時(shí)，由式（5-17）有（5-20）第26頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月式（5-20）為X(k)(k=0,1,2,…,N?1)序列（以后我們將該序列簡(jiǎn)記為X(N)）的離散傅里葉逆變換（InverseDiscreteFourierTransform，IDFT），即當(dāng)子載波頻率間隔為時(shí)，多載波已調(diào)信號(hào)的時(shí)域抽樣序列可以由IDFT計(jì)算出來。由于攜帶信息的序列恰為多載波已調(diào)信號(hào)抽樣序列的DFT，所以采用FFT實(shí)現(xiàn)的多載波調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制是在頻域上進(jìn)行的。由以上分析可知，多載波調(diào)制系統(tǒng)的調(diào)制可以由IDFT完成，解調(diào)可以由DFT完成，由數(shù)字信號(hào)處理的知識(shí)可以知道，IDFT和DFT都可以采用高效的FFT實(shí)現(xiàn)。第27頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.2.3OFDM性能分析（1）頻帶利用率高如圖5.2所示，OFDM采用了相互正交的子載波，子信道的頻譜可以部分重疊，而不是采用傳統(tǒng)的利用保護(hù)頻帶分離子信道的方式，從而提高了頻帶利用效率，可以最大限度地利用頻譜資源。圖5.2OFDM與傳統(tǒng)FDM的比較第28頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）抗噪聲和多徑衰落能力強(qiáng)OFDM系統(tǒng)可以把一個(gè)串行傳輸?shù)母咚贁?shù)字流轉(zhuǎn)化到多個(gè)低速率的并行信道上，這樣在每個(gè)子載波上傳輸?shù)姆?hào)周期就相應(yīng)地比同速率的單載波系統(tǒng)上的符號(hào)周期長(zhǎng)很多倍，從而使OFDM對(duì)脈沖噪聲和多徑時(shí)延失真的抵抗力更強(qiáng)。另外由于OFDM系統(tǒng)把頻率選擇性衰落和脈沖干擾的影響分散到許多個(gè)符號(hào)上，有效地使衰落或脈沖引起的突發(fā)錯(cuò)誤隨機(jī)化，這樣通過子載波的聯(lián)合編碼，對(duì)各個(gè)子載波進(jìn)行統(tǒng)一的糾錯(cuò)編碼達(dá)到了子信道間的頻率分集作用，也增強(qiáng)了對(duì)脈沖噪聲和多徑時(shí)延失真的抵抗力。第29頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（3）降低了均衡的復(fù)雜性由于OFDM系統(tǒng)把整個(gè)可利用帶寬劃分成許多個(gè)窄帶子信道，對(duì)每一子信道而言，符號(hào)周期大大變長(zhǎng)，單個(gè)子信道上的頻率響應(yīng)變得相對(duì)平坦了許多，從而使信道引入的符號(hào)間串?dāng)_變得不再嚴(yán)重，因此所需的均衡要比串行系統(tǒng)簡(jiǎn)單。通常只需一個(gè)簡(jiǎn)單的算法就能夠使每個(gè)子信道上的均方誤差最小化。（4）易于實(shí)現(xiàn)真正的數(shù)字化調(diào)制解調(diào)與傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng)不同，隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)和大容量可編程邏輯器件技術(shù)的發(fā)展，借助于FFT/IFFT變換對(duì)，OFDM系統(tǒng)在基帶可以非常容易地實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的全數(shù)字調(diào)制與解調(diào)，從而簡(jiǎn)化了通信系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)。第30頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（5）實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對(duì)稱性，即下行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠(yuǎn)大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，另一方面，移動(dòng)終端功率一般小于1W，在大蜂窩環(huán)境下傳輸速率低于10～100kbps；而基站發(fā)送功率可以較大，有可能提供1Mbps以上的傳輸速率，因此希望物理層支持非對(duì)稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而OFDM系統(tǒng)可以很容易地通過使用不同數(shù)量的子信道來實(shí)現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。第31頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（6）動(dòng)態(tài)比特分配和動(dòng)態(tài)子信道分配由于無線信道存在頻率選擇性，不可能所有的子載波都同時(shí)處在比較深的衰落情況中，因此通過動(dòng)態(tài)比特分配和動(dòng)態(tài)子信道分配的方法，充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。然而，系統(tǒng)內(nèi)存在多個(gè)正交子載波，而且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此它存在如下的主要缺點(diǎn)：①對(duì)同步誤差敏感。尤其對(duì)載波頻率偏移和相位噪聲非常敏感，若不采取有效措施，多普勒效應(yīng)也會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能產(chǎn)生嚴(yán)重的影響。②高PAPR問題。由于OFDM信號(hào)是由多個(gè)經(jīng)過調(diào)制的獨(dú)立的子載波信號(hào)相疊加而成的，這樣的合成信號(hào)就有可能產(chǎn)生較大的峰值功率，從而導(dǎo)致較高的PAPR，該值的增大會(huì)大大降低射頻放大器的功率效率，對(duì)放大器的線性提出了更高要求。第32頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.2.4OFDM在PLC中的應(yīng)用前文已經(jīng)提到，電力線作為通信介質(zhì)的主要缺點(diǎn)是高衰減、頻率選擇信道、時(shí)變信道、有色和時(shí)變背景噪聲、窄帶噪聲、沖激噪聲等。而OFDM技術(shù)在抗干擾、抗多徑特性以及抗衰減方面具有很強(qiáng)的能力。①抗噪聲性能。OFDM的抗噪聲性能與各子信道的調(diào)制方式有關(guān)。根據(jù)理論分析和試驗(yàn)得出，系統(tǒng)若能可靠地傳輸BPSK調(diào)制信息需要信噪比為6～8dB，QPSK調(diào)制需要信噪比為10～12?dB，16PSK調(diào)制需要信噪比大于25?dB。為了提高系統(tǒng)的抗噪聲性能，OFDM系統(tǒng)一般都采用信道編碼技術(shù)，該方式又被稱為COFDM（CodedOFDM）。通過適當(dāng)引進(jìn)交織編碼、卷積碼、RS碼或BCH碼等糾錯(cuò)編碼，系統(tǒng)可以消除脈沖干擾引起的突發(fā)誤碼，大大提高傳輸?shù)目煽啃?。?3頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月②抗多徑干擾性能。電力線信道的多徑特性是由信道阻抗的不匹配引起的，如果某些設(shè)備阻抗不匹配，信號(hào)到達(dá)該處時(shí)必然會(huì)產(chǎn)生反射，因此，有用信號(hào)就可能經(jīng)過若干條不同的路徑到達(dá)接收點(diǎn)。由于這些反射信號(hào)到達(dá)接收點(diǎn)的時(shí)間、相位不同，在接收端疊加后有可能對(duì)有用信號(hào)形成干擾。當(dāng)多徑信號(hào)延遲較短時(shí)，這種干擾可以忽略；如果延遲較長(zhǎng)，就會(huì)對(duì)有用信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾。例如，速率為10?Mbps的BPSK信號(hào)每個(gè)碼元寬度為100?ns，假設(shè)多徑干擾的延遲為1?

s，就可以干擾10個(gè)接收信號(hào)。而采用OFDM調(diào)制后碼元寬度足夠長(zhǎng)，10?Mbps的OFDM信號(hào)分成100個(gè)子載波，每個(gè)子信號(hào)的碼元寬度是l0?

s，這樣l?

s的多徑干擾就不會(huì)對(duì)有用信號(hào)產(chǎn)生碼間串?dāng)_。可見OFDM的頻率分集復(fù)用技術(shù)是解決多徑干擾的有效手段。第34頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月③抗衰落性能。由于低壓電力線上阻抗變化幅度較大，信號(hào)傳輸時(shí)會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的衰落。自適應(yīng)均衡是解決信道衰落的有效手段，但是當(dāng)系統(tǒng)傳輸速率很高時(shí)，實(shí)現(xiàn)快速均衡其復(fù)雜性和成本都難以接受。采用OFDM調(diào)制，每個(gè)子信道的速度較低，實(shí)現(xiàn)均衡相對(duì)較為簡(jiǎn)單。OFDM通過打開和關(guān)閉某些子信道的方式防止信道衰落。第35頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月綜上所述，電力線信道作為極其惡劣的通信信道要實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸必須采取先進(jìn)的通信技術(shù)來克服干擾的影響。OFDM需要不斷地監(jiān)測(cè)信道的變化情況，并根據(jù)信道情況采取一些措施來保證信號(hào)以較低的誤碼率在電力線上傳輸。這些措施主要包括：（1）各個(gè)子信道采用的調(diào)制方式可以相同也可以不同，可采用的調(diào)制方式有BPSK、MQAM等。（2）各個(gè)子信道采用的編碼方式有VITERBI編碼、RS編碼和TPC編碼等，并配合交織來保證較低的誤碼率，其中卷積碼的前向速度可以選擇1/2也可以選擇3/4，RS編碼的速率也可以在從23/39到238/254的區(qū)間內(nèi)選擇。第36頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（3）電力線信道特性的不斷變化，對(duì)不同載波信號(hào)的衰減也不同。當(dāng)個(gè)別子信道通信環(huán)境太惡劣時(shí)，可以關(guān)閉這些子信道，通過關(guān)閉一些通信環(huán)境極其惡劣的子信道，可保證整個(gè)通信系統(tǒng)得到較低的誤碼率。為了更有效地利用電力線信道帶寬和頻譜資源，OFDM/OQAM開始逐漸受到研究人員的重視，在脈沖噪聲干擾下，甚至比CP-OFDM（OFDMwithCyclicPrefix）系統(tǒng)有更加出色的頻譜利用率。第37頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月OQAM調(diào)制是通過在兩個(gè)連續(xù)的子載波上分別對(duì)復(fù)包絡(luò)信號(hào)的實(shí)部和虛部進(jìn)行半個(gè)周期時(shí)間的延遲，這樣就能使信號(hào)脈沖形狀在非矩形窗的情況下也能保持正交。在電力線通信中使用正交頻分復(fù)用技術(shù)在目前的PLC標(biāo)準(zhǔn)方案中已經(jīng)確定下來。事實(shí)上，CP-OFDM是一種有效的多載波調(diào)制（MCM）技術(shù)。我們采用了多路徑衰落信道，然而，OFDM的一個(gè)弊端是較差的頻率定位。為了克服這一點(diǎn)，提出了許多先進(jìn)的MCM技術(shù)，例如OFDM/OQAM?？紤]到頻率選擇性，OFDM/OQAM提供了較好的適應(yīng)PLC頻率掩碼，以此來阻止短波的干擾。最近研究表明，基帶通信也可能適用于OFDM/OQAM。因此，OFDM/OQAM是電力線上數(shù)據(jù)傳送的較好的選擇。不考慮調(diào)制技術(shù)的話，電力線是一個(gè)嚴(yán)重的噪聲環(huán)境。第38頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月1．OFDM/OQAM原理基帶相等的離散時(shí)域OQAM信號(hào)可以寫：（5-21）（5-22）式中，M是副載波的數(shù)目，p是多相濾波，L是濾波器p的長(zhǎng)度，N=M/2離散時(shí)域偏置。是額外的相位，可以任意選定。發(fā)送的符號(hào)是實(shí)值。這些值源于2K-QAM星座，K為偶數(shù)，取這些復(fù)數(shù)符號(hào)的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分。對(duì)于兩個(gè)連續(xù)的副載波，時(shí)間偏移N是引入到第一個(gè)的實(shí)數(shù)部分和第二個(gè)的虛數(shù)部分，這樣M必須是偶數(shù)。第39頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（5-23）與OFDM不同，OQAM調(diào)制的正交性函數(shù)用實(shí)內(nèi)積函數(shù)表示為：式中，*表示復(fù)雜的共軛運(yùn)算。相應(yīng)的正交性約束沒有OFDM那樣嚴(yán)格，因此它們更適用于在時(shí)域和頻域的定位。OFDM/OQAM調(diào)制的傳輸多路復(fù)用技術(shù)如圖5.3所示。圖5.3OFDM/OQAM調(diào)制的傳輸多路復(fù)用技術(shù)第40頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月在基帶傳輸中，調(diào)制的信號(hào)是實(shí)數(shù)。電力線通信應(yīng)用帶有窗的或小波的MCM技術(shù)。在OQAM調(diào)制中，對(duì)于實(shí)數(shù)原型濾波器的厄米正交條件為調(diào)制信號(hào)為：（5-24）式中（5-25）第41頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月如果p[k]是線性相位原型濾波器，OQAM在接收端匹配的濾波器為：（5-26）2．自適應(yīng)循環(huán)前綴長(zhǎng)度的OFDM的位加載算法想要最大化OFDM系統(tǒng)的速率，CP長(zhǎng)度沒有必要等于信道長(zhǎng)度。這是因?yàn)椴迦肓薈P導(dǎo)致傳送速率的損失為M/(M+

)，其中M為OFDM子信道的個(gè)數(shù)，

是采樣個(gè)數(shù)中CP的長(zhǎng)度。而且，信道脈沖響應(yīng)可能不同于不同的鏈路或隨時(shí)間而改變。因此有理由要考慮對(duì)特定信道的CP長(zhǎng)度的設(shè)計(jì)和自適應(yīng)。第42頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月OFDM系統(tǒng)是M個(gè)子信道，CP長(zhǎng)度是

=N?M采樣長(zhǎng)度，N是規(guī)一化的子信道的符號(hào)時(shí)間（采樣中的OFDM符合持續(xù)時(shí)間），假設(shè)采樣期間T是等于系統(tǒng)的時(shí)間單元。正規(guī)化的副載波頻率定義為fk=k/M,k=0,1…,M?1。在OFDM信號(hào)信道中，這個(gè)信道有相等離散時(shí)間復(fù)雜脈沖相應(yīng)（5-27）其中，定義為復(fù)雜信道系數(shù)，離散時(shí)間delta脈沖定義為：在n=0時(shí)，其他的都為0。而且，我們假設(shè)，以便信道短于有用OFDM符號(hào)持續(xù)時(shí)間。信道持續(xù)時(shí)間比CP要長(zhǎng)。第43頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月結(jié)果，在接收端經(jīng)過同步后，CP權(quán)，離散傅里葉變換計(jì)算以及信道的信號(hào)k可以寫為:（5-28）

式中，是在時(shí)間點(diǎn)時(shí)傳送的數(shù)據(jù)符號(hào)，是頻率為fk的信道發(fā)送函數(shù)，是內(nèi)部符號(hào)（ISI）加內(nèi)部載波（ICI），由于沒有足夠的CP導(dǎo)致缺少正交性，它們都會(huì)增加，是加性噪聲。第44頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月假設(shè)輸入為高斯性的，背景噪聲為加性高斯白噪聲，單一點(diǎn)的信道容量可以用平行高斯信道的公式進(jìn)行估計(jì)，即:（5-29）

式中，子信道的信號(hào)和干擾噪聲的功率比定義為（5-30）

式中

（5-31）

式中，E[·]定義為求期望。有效使用子信道指數(shù)集定義為。

第45頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月我們強(qiáng)調(diào)使用簡(jiǎn)單相等點(diǎn)（asimpleonetapequalizer）。系統(tǒng)可以通過時(shí)域均衡和/或頻域干擾減小。顯然，這些技術(shù)的使用增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性。表示香農(nóng)容量曲線的間歇因子，這樣就解釋了為什么使用實(shí)際調(diào)制和編碼。當(dāng)用數(shù)值表示結(jié)果時(shí)，我們假設(shè)它等于9?dB。進(jìn)一步假設(shè)為有限功率譜密度，特別是在電力線或無線系統(tǒng)等超寬帶系統(tǒng)。因此功率平均分布在子信道。式（5-29）表明容量是CP時(shí)間的函數(shù)。對(duì)于一個(gè)固定的子信道，盡管SINR隨著CP的增加而增加，但數(shù)據(jù)率是減小的。

第46頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月因此，選擇CP長(zhǎng)度的最優(yōu)方法是以容量最大化為目標(biāo)。也就是說，對(duì)于一個(gè)固定的信道，最優(yōu)的CP值能使式（5-30）值最大，按照下式選擇，即（5-32）

顯然，選擇

的最高限制是等于采樣中信道脈沖響應(yīng)持續(xù)時(shí)間。位加載是讓OFDM有效使用信道資源和接近式（5-29）中信道容量限制的一種策略。一些OFDM系統(tǒng)使用屬于不同星座符號(hào)加載子信道，然而另外一些所有的子信道使用相同的星座。能夠使用的星座順序是有限制的。第47頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月當(dāng)應(yīng)用位加載算法時(shí)，一些子信道可能不傳送任何信息，也就是說它們被關(guān)掉了。顯然，功率譜密度掩碼限制適用于零功率分配到一些子信道。然而，隨著一些有效子信道中的干擾功率的改變導(dǎo)致一些子信道關(guān)閉，SINR也在改變。另一個(gè)位加載的迭代能增加了傳送速率，即有限功率譜密度。假設(shè)所有子信道是有效的條件下第一次計(jì)算SINR，第一步執(zhí)行位加載。第一步中，我們決定了有效子信道集KON，然后根據(jù)在先前一步確定的有效子信道集來重復(fù)計(jì)SINR。第48頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月接下來，我們介紹滿足實(shí)施限制的簡(jiǎn)單的位加載算法。這種方法源于由Chow和Cioffi提出的一種方法的修改。該算法將功率平均分配到子信道，算法按照式（5-30）計(jì)算SINR，并決定CP長(zhǎng)度。位加載的計(jì)算是將那些能被最近的星座傳送的實(shí)數(shù)比特旋轉(zhuǎn)成整數(shù)比特。如果一些子信道關(guān)閉的話，我們重新計(jì)算SINR，并做另外一個(gè)比特記載迭代。算法完成的步驟如下：第49頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（a）設(shè)定RateTemp=0，itertion=0，且KON={0,…,M?1}或者等于根據(jù)傳送掩碼（TransmissionMask）確定的有效子信道集。（b）平均分配功率到子信道。這些信道屬于KON滿足功率譜密度的限制，按照式（5-30）計(jì)算SINR(k)(

)，其中。按式（5-33）計(jì)算最優(yōu)循環(huán)前綴，即（5-33）

（c）按下式確定子信道位加載：（5-34）

第50頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月式中，[[·]]定義為將最近可用星座的每個(gè)子信道的比特轉(zhuǎn)換為其中最小的順序，如速率小于0.5時(shí)轉(zhuǎn)為0。（d）計(jì)算發(fā)送速率（bps）方程如下：（5-35）

如果一些子信道，iteration（迭代）=0，定義且iteration=1，并確定有效子信道集KON，如子信道集中。然后從步驟（b）重復(fù)過程。然而保存最后的比特分配，并使用先前迭代的最優(yōu)CP。第51頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.1 傳統(tǒng)的載波調(diào)制方案

5.2 OFDM調(diào)制技術(shù)的研究5.3電力線載波芯片第五章

目錄第52頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月5.3電力線載波芯片寬帶PLC載波芯片主要應(yīng)用于共享寬帶互連接入、音頻視頻傳輸、擴(kuò)展無線局域網(wǎng)的覆蓋范圍、VOIP電話、個(gè)人計(jì)算機(jī)文件和應(yīng)用的共享、網(wǎng)絡(luò)及在線游戲、安全攝像頭等。目前全球領(lǐng)先的廠商是Intellon公司和DS2公司。1．IntellonIntellon公司設(shè)計(jì)并出售電力線IC，提供基于HomePlug協(xié)議和其他電力線IC，它們可用于家庭網(wǎng)絡(luò)，娛樂和智能電網(wǎng)。5.3.1寬帶PLC芯片第53頁，課件共60頁，創(chuàng)作于2023年2月（1）INT5200INT5200是Intellon公司基于HomePlug1.0協(xié)議的產(chǎn)品。目前整合了所有外部模擬組件，包括