超高效的寬帶多層介質(zhì)諧振器天線和陣列

超高效的寬帶多層介質(zhì)諧振器天線和陣列一種具有43%的寬帶、同軸饋電的多層介質(zhì)諧振器天線（DRA），工作帶寬8-12GHz，可覆蓋整個(gè)X波段。單個(gè)DRA在10GHz時(shí)表現(xiàn)出8.2dB的高增益，整個(gè)波段的效率大于95%。單個(gè)DRA結(jié)構(gòu)包括同軸饋電和金屬反射腔，其介質(zhì)部分包括介電常數(shù)為10.5的內(nèi)層介質(zhì)和介電常數(shù)為2.1的外層介質(zhì)。單個(gè)DRA的尺寸是20×20毫米和22×22毫米，其射頻特性測量結(jié)果與仿真完全吻合。測量一個(gè)包含Rotman-Turner透鏡的5x5的DRA組成的可掃描陣列，其陣列測量結(jié)果同意與仿真結(jié)果非常吻合，在8-12GHz的頻率范圍內(nèi)，均可實(shí)現(xiàn)0到30度的多角度掃描，10GHz時(shí)增益為21.5dB。天線是許多電磁（EM）系統(tǒng)的關(guān)鍵部分，因?yàn)樗鼈儗⒔鼒雠c遠(yuǎn)場EM輻射結(jié)合起來。大多數(shù)傳統(tǒng)的天線利用金屬中的電流來產(chǎn)生電磁輻射，然而，由于趨膚效應(yīng)和金屬粗糙度，金屬天線在高頻率下表現(xiàn)出效率下降。此外，基于PCB的二維天線也具有有限的帶寬和增益。DRA是由低損耗的介質(zhì)材料形成的三維天線，可以有效地發(fā)射和接收電磁輻射。對于DRA來說，與導(dǎo)電電流相反，所謂的”近區(qū)”的EM能量幾乎完全由位移電流支持，它不受趨膚效應(yīng)的影響。此外，與基于金屬的PCB天線相比，DRA的工作原理是在介質(zhì)結(jié)構(gòu)中激發(fā)多個(gè)諧振電磁模式，這使得在毫米波的頻率下仍可以非常高效。此外，如果設(shè)計(jì)得當(dāng)，DRA的擴(kuò)展三維形狀能夠?qū)崿F(xiàn)固有的、高效的寬帶輻射，在整個(gè)工作頻段上具有一致的輻射模式。介質(zhì)諧振器的輻射和非輻射模式介質(zhì)諧振器（DR）的諧振模式代表了不同的電磁場分布。它們的數(shù)學(xué)表示被認(rèn)為是麥克斯韋-亥姆霍茲方程在某些對稱性和邊界條件下的解。對稱性定義了數(shù)學(xué)函數(shù)的類型，邊界條件確定了模式。例如，如果對稱性是球形、圓柱形或矩形，麥克斯韋-亥姆霍茲方程的解將分別是球面諧波、貝塞爾函數(shù)或通常的正弦和余弦函數(shù)。最常見的諧振器是一個(gè)圓柱形的諧振器，也被稱為冰球，工作在其基本的橫電TE01δ模式，或最低的諧振頻率。由于圓柱形的形狀和對稱性，所有的特征態(tài)或共振模都由腔內(nèi)外的第一和第二類貝塞爾函數(shù)來表示，其中邊界條件反映在模式指數(shù)上。例如，對于TE01δ模式，第一個(gè)指數(shù)（0）表示徑向?qū)ΨQ性，沒有方位角周期結(jié)構(gòu)。第二個(gè)指數(shù)（1）表示電場有一個(gè)最大值，由貝塞爾函數(shù)J1(kr)表示，其中k是沿諧振器半徑的波數(shù)。更直觀地說，第二個(gè)指數(shù)代表了一個(gè)半波長擬合在諧振腔半徑內(nèi)的貝塞爾型函數(shù)。最后，第三個(gè)指數(shù)（δ）與沿垂直于圓柱形諧振器頂部和底部表面的z方向的模態(tài)結(jié)構(gòu)有關(guān)，并與沿z方向的模態(tài)函數(shù)形式有關(guān)。在”三明治”配置的冰球的情況下，介質(zhì)被放置在兩個(gè)金屬板之間，δ=1；在更一般的情況下，0<δ<1。DR高階模式的場結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜，有多種方法來表示它們。上面介紹的基于?、r和z坐標(biāo)的方法是由Kobayashi-Senju和Zaki-Atia針對微波系統(tǒng)，Snitzer針對光學(xué)系統(tǒng)提出的。1-3他們還為混合模式引入了EH或HE的名稱，這取決于是電場或磁場在Z方向上貢獻(xiàn)了最主要的成分。相比之下，我們提出了一種基于基本TE01δ和TM01δ橫磁（TM）模式的直觀的模式指定方法。我們省略了第一個(gè)和第三個(gè)指數(shù)，因此將基模（即單元格）稱為TE1和TM1，分別代表磁偶極和電偶極（MD和ED）。圖1說明了基本TE1和TM1單元的電場和磁場分布。對于這些基模，XY平面內(nèi)的場線平行于圓柱形諧振器的頂部和底部表面，并表現(xiàn)出圓柱對稱性，因此它們非常接近于”純”TE和TM模式。圖1.基本TE1（a）和TM1（b）單元的電場和磁場分布。任何高階模式都可以被表示為多個(gè)ED或MD的組合。不過在我們的例子中，TE或TM意味著”準(zhǔn)”TE或TM。高階模式的例子是電和磁八階模，即Kobayashi表示法中的HE22δ和EH22δ，如圖2中所示。與這些模式相對應(yīng)的模擬場如圖3中。在擬議的表示中，它們被稱為4TM1和4TE1，或四個(gè)ED和四個(gè)MD。圖2.Kobayashi表示法中的電和磁八階模式，HE22δ（a）和EH22δ（b）。圖3.仿真場4TM1（a）和4TE1（b）。無論模式多么復(fù)雜，它都可以用偶數(shù)的交替電偶極或磁偶極來表示。循環(huán)數(shù)，即Kobayashi命名中的第一個(gè)指數(shù)，同時(shí)代表貝塞爾函數(shù)的方位結(jié)構(gòu)，定義了我們表示中交替對的數(shù)量。例如，對于HE22δ模式，第一個(gè)指數(shù)（2）意味著有兩個(gè)對（方位角的四個(gè)節(jié)點(diǎn)），因此在我們的符號中是四個(gè)偶極子。交替偶極子的數(shù)量是第一個(gè)Kobayashi指數(shù)的兩倍。所提出的表示方法缺乏Kobayashi方法的數(shù)學(xué)嚴(yán)謹(jǐn)性，但從提供直觀的理解、場可視化和回溯模式配置的角度來看，它有很多優(yōu)點(diǎn)。這種表示方法以偶極子為基礎(chǔ)，與電磁學(xué)和麥克斯韋方程的基本結(jié)構(gòu)完全一致，特別是前兩個(gè)，原則上表示無窮小的電偶極和磁偶極結(jié)構(gòu)。這種表示方法也有助于回溯模式-頻率的分級。更多的電環(huán)或磁環(huán)意味著更多的交替偶極子，因此相應(yīng)的模式頻率也更高。該方法還提供了對模式Q（品質(zhì)因子）的很好理解，因?yàn)榕紭O子的數(shù)量越多，場與諧振器的結(jié)合就越緊密，Q就越接近tan（δ）的倒數(shù)。該方法還有助于提供和改進(jìn)激發(fā)模式的方法。最重要的是，該方法清楚地顯示了模式的輻射特性，因?yàn)榻惶娴呐紭O子代表了消失模，它們的遠(yuǎn)場會系統(tǒng)地抵消，形成非常低效的整體輻射器。只有由非配對偶極子代表的模式才能有效輻射，提供了TE和TM單元格模式的兩個(gè)家族：TE01δ(TE1),TE02δ(TE2),TE03δ(TE3),...TE0nδ(TEn)和TM01δ(TM)1,TM02δ(TM2),TM03δ(TM3),...TM0nδ(TMn)。從現(xiàn)在開始，我們省略最后一個(gè)指數(shù)δ，并將這些模式簡單地稱為TE01、TE02、TE03、...TE0n。如前所述，TE模式具有徑向?qū)ΨQ性，因此場線系統(tǒng)可以由金屬表面（即電壁）上的半諧振器支持，同時(shí)也起到電鏡的作用。圖4a顯示了TE01電場線的一個(gè)對稱平面。在圖4b中，該平面被一個(gè)電壁所取代，如金屬，而另一半的諧振器被移除。此時(shí)邊界條件仍然得到滿足，仍然支持TE01模式（連同TE家族的所有其他成員）。半個(gè)諧振器可以是一個(gè)半圓柱體，一個(gè)半球體（或圓頂）或一個(gè)半橢圓體。圖4.其中一個(gè)TE01模式對稱平面的電場線（a）以及該平面被金屬等電壁取代并移除一半諧振器時(shí)的電場線（b）。這種結(jié)構(gòu)被用作我們設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)，因?yàn)樗峁┝艘环N理想的方式來激發(fā)和耦合DRTE模式，并充分利用其出色的輻射特性。由電壁引入的諧振器形狀和對稱性的改變抑制了平行于地面的電場的DR模式。如上文最初定義的TM模式也被抑制。然而，電壁的存在形成了一個(gè)地表面，為新的改性TM模式系列創(chuàng)造了有利的邊界條件。如圖5所示，強(qiáng)電場可以來自地面并由半諧振器高度支持。圖5.介質(zhì)半諧振器中TE和TM輻射模式的電場。事實(shí)上，DRA的輻射帶寬是由輻射TE和TM模式的相互作用決定的（見圖6）。如上所述，只有徑向?qū)ΨQ的TE和TM模式，即未配對的偶極子，才是有效的輻射器。它們也有非常不同的輻射模式：TE模式在孔徑中輻射最大，在側(cè)面輻射最?。ㄒ妶D6a），而TM模式的輻射方式正好相反，孔徑輻射最小，側(cè)面輻射最大（見圖6b）。圖6.純TE（a）和純TM（b）輻射模式的輻射圖。對于具有均勻介電常數(shù)空間分布的典型DRA，如金屬地平面上的半圓柱體DRA，TE和TM模式以交替的順序出現(xiàn)在頻譜中（見圖7）。TE01模式出現(xiàn)在頻譜的低端，接著是TM01模式，TE02模式，TM02模式，依次類推。盡管這樣的DRA結(jié)構(gòu)有很寬的阻抗帶寬，但由于頻譜中TE和TM模式的交替出現(xiàn)，孔徑輻射帶寬受到嚴(yán)重限制。圖7.TE和TM模式頻譜的典型交替序列關(guān)系。設(shè)計(jì)和制造根據(jù)不同的應(yīng)用和所需的輻射方向，可能需要TE或TM模式。此外，在許多應(yīng)用中，由同一類型的輻射模式形成的寬輻射帶寬是可取的。本文介紹的DRA設(shè)計(jì)有一個(gè)空氣中心（見圖8），以提供一個(gè)由多個(gè)TE模式形成的寬輻射帶寬。它通過抑制輻射頻段內(nèi)的側(cè)向輻射TM模式，并將TM模式的頻譜位置轉(zhuǎn)移到更高的頻率來實(shí)現(xiàn)這一目的。圖9顯示了DRA的典型增益和|S11|，并描述了TE模式的寬輻射帶寬。這種DRA可以達(dá)到40%以上的TE模式輻射帶寬。圖8.帶有空氣中心的DRA設(shè)計(jì)提供了具有多種TE模式的寬輻射帶寬。圖9.代表性的DRA增益和|S11|顯示TE模式的寬輻射帶寬。本文中描述的寬帶DRA是多層的，有一個(gè)空氣中心和一個(gè)含有介電常數(shù)為10.5的內(nèi)層和一個(gè)介電常數(shù)為2.1的外層的介質(zhì)部分。內(nèi)層是一種填充有填料顆粒的熱塑性塑料，外層是未填充的PTFE。所有的介質(zhì)部分都是數(shù)控加工的，內(nèi)層與外層是通過壓力貼合的。DRA包括一個(gè)同軸饋電和一個(gè)鋁制反射器腔，以提供陣列中相鄰DRA之間的隔離。圖10顯示了加工的部件和組裝的DRA。制作了兩種類型的DRA，一種是金屬反射器底座尺寸為20×20毫米（被稱為單元1），另一種是金屬反射器底座尺寸為22×22毫米（被稱為單元2）。圖10.DRA的部件（a）和組裝（b）。結(jié)果和討論單個(gè)天線元件DRA單元分別用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）進(jìn)行測量；|S11|與頻率的關(guān)系顯示出與仿真的良好一致性（見圖11）。從略低于8GHz到略高于12GHz，|S11|小于-10dB，提供了一個(gè)43%的阻抗帶寬。此外，|S11|對金屬反射器的尺寸不敏感，這表明介質(zhì)結(jié)構(gòu)和空腔的高模式抑制。此外，測量單元的|S11|在8至12GHz的匹配頻段上表現(xiàn)出明顯的最小值，這歸因于DRA支持的各種TE模式。圖11.DRA單元在頻率上的仿真與測量|S11|。圖12顯示了DRA單元的孔徑上的測量增益，它與仿真結(jié)果非常接近，由于頻譜中存在相鄰的TE模式，從大約8.75到12GHz的頻率范圍內(nèi)始終保持較高的增益。單個(gè)DRA單元在10GHz時(shí)仿真和測量的孔徑增益約為8.2dB。此外，仿真結(jié)果顯示，DRA在整個(gè)8-12GHz頻段的輻射效率大于95%。圖12.DRA單元在頻率上的仿真與測量的孔徑增益。為了理解DRA設(shè)計(jì)的3D特性所帶來的好處，一個(gè)20×20毫米孔徑的孔徑效率，在沒有附加地面的情況下，使用眾所周知的公式計(jì)算：其中G是天線的增益，A是天線孔徑的基底面積，λ是波長。在10GHz時(shí)，20×20毫米DRA的測量增益為8.2dB，因此根據(jù)該公式計(jì)算出的孔徑效率為118%。它大于100%，因?yàn)樵摴教峁┑氖嵌S孔徑的孔徑效率，而DRA的真正孔徑是包括DRA元件的整個(gè)彎曲3D輻射表面。圖13顯示了測試的DRA單元在10GHz時(shí)的E面和H面輻射方向圖。測量結(jié)果表明，超過20×20毫米的反射器尺寸對孔徑增益的影響很小，也進(jìn)一步表明輻射模式源主要由DRA的介質(zhì)部分的電磁模式控制。圖13.DRA單元的E面（a）和H面（b）天線輻射圖測量。陣列天線為了證明多個(gè)DRA在用于各種應(yīng)用的典型可掃描陣列的性能，我們創(chuàng)建了一個(gè)5×5的DRA陣列。圖14a是5×5的DRA陣列的照片，其中每個(gè)DRA都有獨(dú)立的同軸饋電。該組件包含在一個(gè)容納所有DRA的框架內(nèi)。圖14b顯示了5×5的DRA陣列，它由一個(gè)Rotman-Turner透鏡饋電，其掃描角度可達(dá)30度。圖14.DRA陣列（a）和帶有Rotman-Turner透鏡饋電的陣列組件（b）。圖15顯示了5×5DRA陣列在10GHz下，Rotman-Turner透鏡波束端口沿轉(zhuǎn)向方向平面轉(zhuǎn)向0度、10度、20度和30度的輻射方向圖。結(jié)果顯示，測量和仿真的輻射圖之間有良好的一致