三相變頻電源

三相正弦波變頻電源報告摘要：本系統(tǒng)基于面積等效原理和奈奎斯特定理，采用AC-DC變換的方法，實現(xiàn)了市電到直流電壓的轉(zhuǎn)換；采用SPWM逆變器實現(xiàn)本地DC-AC的轉(zhuǎn)換，采用DDS產(chǎn)生頻率可變的SPWM脈沖，實現(xiàn)了本地交流電源的變頻；采用MAX197采樣、反饋，實現(xiàn)了對本地交流電源有效值的控制以及缺相和過流保護。關鍵字：變頻電源；三相正弦波；逆變；正弦脈寬調(diào)制Abstract:三相正弦波變頻電源報告方案的選擇與論證題目要求及相關指標分析本題目要求制作以三相正弦波變頻電源，輸出線電壓有效值36V，輸出頻率20-100HZ，各相電壓的有效值小于0.5V，輸出負載電流0.5A-3A時，輸出線電壓有效值保持在36V，誤差小于5%?；谏鲜鲆蟊驹O計采用AC-DC-AC變換的方法，采用SPWM控制逆變器實現(xiàn)變頻。由于逆變器的開關以及感性、容性負載等對逆變器輸出交流信號的延遲較嚴重，為了及時穩(wěn)定變頻電源的幅度，本設計采用多片A/D同時采樣輸出交流信號。方案的比較與選擇1)正弦波脈寬調(diào)制實現(xiàn)方案的選擇自然采樣法圖1自然采樣法按照SPWM控制的基本原理，在三角波和正弦波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法，采用硬件實現(xiàn)時的方框圖如圖1所示。圖1中三角波發(fā)生器負責產(chǎn)生符合要求的SPWM載波信號(三角波)，正弦波發(fā)生器產(chǎn)生用戶需要頻率的正弦波信號，電壓比較器在三角波和正弦波的自然交點的時刻實現(xiàn)翻轉(zhuǎn)，控制功率開關器件的通斷。自然采樣法生成的SPWM波形很接近正弦波，若采用軟件實現(xiàn)自然采樣時需要解超越方程，需要花費大量的時間，難以實現(xiàn)實時控制；若采用硬件實現(xiàn)，為了控制逆變器功率器件的死區(qū)，需要很復雜的硬件來延時。規(guī)則采樣法如圖2所示取三角波兩個正峰值之間的時間間隔為一個采樣周期T,在三角波的負峰值時刻七對正弦信號波采樣而得到D點，過D點作一水平直線和三角波分別交于A、B兩點，在A點時刻和B點時刻控制功率開關器件的通斷?？梢夾、B兩點間的時間間隔就是脈沖寬度，則規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度為8==(1+asin①a為調(diào)制度，即為三角波和正弦波的峰值之比，且0<a<1。①表示正弦信號的角頻率。設載波比k=f,fc、fr分別表示載波（三角波）的頻率和調(diào)制波（正弦波）r的頻率，則一個調(diào)制波周期內(nèi)第/個脈沖的寬度為（ （2兀i\\ , 、8=a^0.5+0.5sin jj 0<i<k。 （1-1）由式（1-1）可以看出采用規(guī)則采樣法，為了計算方便，需要在ROM中先創(chuàng)建一個k點正弦波表，當采用異步調(diào)制時需要根據(jù)改變后的載波比，重新向ROM中寫入正弦波表。這種SPWM生成方式比較適宜于采用同步調(diào)制。（3）DDS調(diào)制法圖3DDS調(diào)制法圖3中可控分頻單元根據(jù)用戶設定的三相交流電源的頻率值f設定分頻系數(shù)N，rN=J，n表示相位累加器的位數(shù)，相位累加器在頻率為f的時鐘下進行相f N0位累加，并且將相位累加值選擇適當?shù)奈粩?shù)加到正弦波表的地址總線上，每個載波時鐘的上升沿時，地址總線選中的單元的正弦波數(shù)據(jù)輸出到PWM脈沖發(fā)生器，PWM脈沖發(fā)生器根據(jù)正弦波數(shù)據(jù)產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制波，由于PWM脈沖發(fā)生器產(chǎn)生的脈沖寬度調(diào)制波的脈沖寬度受到正弦波數(shù)據(jù)的調(diào)制，所以PWM脈沖發(fā)生器的輸出即為正弦信號調(diào)制波。題目要求三相交流電源的輸出頻率為20HZ-100HZ，選擇頻率遠大于100HZ的基準時鐘源f和調(diào)制時鐘頻率可以使SPWM的正弦相位分辨率達到很高的精0度。綜上方案的比較與分析，根據(jù)本課題的技術指標的要求，本設計正弦波脈寬調(diào)制實現(xiàn)方案選擇DDS調(diào)制法。2）SPWM調(diào)制方式的選擇（1）異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號頻率不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。異步調(diào)制時保持載波時鐘頻率f不變，當調(diào)制正弦波的頻率f發(fā)生變化時，載波比k跟隨變c r化，在調(diào)制波的一個周期內(nèi)PWM脈沖的個數(shù)不固定，相位也不固定。正負半周期脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1周期的脈沖不對稱，造成信號的諧波分量較豐富，4給后級濾波電路造成困難。(2)同步調(diào)制載波比k恒定的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。同步調(diào)制時PWM脈沖在一個周期內(nèi)的個數(shù)是恒定的，脈沖的相位也是固定的，將調(diào)制比k設定為3的整數(shù)倍時，可以使輸出波形嚴格對稱，從而有效地降低信號的諧波分量。但是當逆變電路的輸出頻率比較低時，同步調(diào)制載波的頻率f很低，f過低時由調(diào)制帶來的諧波不c c易濾出，當逆變電路的輸出頻率很高時，同步調(diào)制載波頻率過高，使開關器件開關損耗嚴重。本課題要求逆變器輸出頻率在20HZ-100HZ，輸出信號的頻率較低，本設計采用的逆變電路為集成芯片IM14400，IM14400的PWM輸入頻率范圍為5KHZ-0.3MHZ，可以選擇很高的載波比k。異步調(diào)制方式下，當載波比k很大時，正負半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后1周期的脈沖不對稱造成的諧波分量都4很小，PWM脈沖接近正弦波。綜上方案的比較與分析，根據(jù)本課題的技術指標要求，本設計的調(diào)制方式選擇異步調(diào)制方式，載波頻率固定為16.8KHZ，最小載波比k=168。系統(tǒng)總體設計方案和實現(xiàn)框圖1.系統(tǒng)總體設計方案將市電通過隔離變壓器輸入到本地交流變頻電源系統(tǒng)，隔離變壓器的輸出經(jīng)過由整流橋后，產(chǎn)生全波整流信號，全波整流信號經(jīng)過濾波，生成與輸入交流電對應的直流電，從而實現(xiàn)AC-DC的轉(zhuǎn)換。本設計的全波整流橋采用集成整流橋KBL406。三相逆變器在89S52和FPGA產(chǎn)生的三相SPWM脈沖的控制下產(chǎn)生三相交流電。逆變器的輸出交流電的頻率等于SPWM脈沖的基波頻率，通過控制FPGADDS模塊的可控分頻比N，實現(xiàn)對調(diào)制正弦波頻率的控制，SPWM脈沖的基波頻率等于調(diào)制波的頻率，系統(tǒng)采用這種方法實現(xiàn)變頻。逆變器輸出的三相交流電經(jīng)過緩沖吸收和LC濾波電路，生成本地三相正弦交流電。將錳銅片分別串的到三相交流電的一條相線中，通過采集錳銅片上的電壓，實現(xiàn)對該相交流電的電流的測量。由于錳銅片的電阻只有2mQ,I/V轉(zhuǎn)換后的電壓信號很小，通過專用的小信號差分放大器AD620實現(xiàn)對電流取樣小電壓信號的放大。逆變器輸出的三相交流電的線電壓的有效值為36V，假設加到負載上的交流電為標準正弦波，可以計算出三相交流電的相電壓的峰值為30V。通過在Y形負載的一個臂上并上分壓電阻網(wǎng)絡，實現(xiàn)該相相電壓信號的衰減，通過射隨的緩沖，實現(xiàn)MAX197對該相相電壓信號的有效采樣。系統(tǒng)根據(jù)MAX197采樣組的采樣值計算各相交流電的電壓有效值、電流有效值，交流電的功率，從而實現(xiàn)系統(tǒng)對交流電電壓有效值、電流有效值，交流電的功率的測量。系統(tǒng)根據(jù)得到的各相交流電的有效值，采用PD算法，控制SPWM脈沖的占空比，實現(xiàn)輸出線電壓的穩(wěn)定。各相電壓的取樣信號經(jīng)過放大限幅、過零檢測生成脈沖，系統(tǒng)采用等精度法實現(xiàn)變頻電源系統(tǒng)頻率的測量，系統(tǒng)根據(jù)系統(tǒng)測得的頻率值和用戶設定頻率的差值，控制DDS生成正弦波的頻率，從而實現(xiàn)變頻電源頻率的穩(wěn)定。

市電2.系統(tǒng)實現(xiàn)框圖三相電流取樣電壓放大網(wǎng)絡射隨網(wǎng)絡 ―放大限幅 市電2.系統(tǒng)實現(xiàn)框圖三相電流取樣電壓放大網(wǎng)絡射隨網(wǎng)絡 ―放大限幅 <-相線電壓取樣圖4變頻電源系統(tǒng)框圖理論分析與計算1.SPWM逆變電源的諧波分析在調(diào)制度。一定，并且三相共用一個載波信號的情況下，對輸出線電壓進行頻譜分析，可以發(fā)現(xiàn)輸出線電壓的諧波角頻率為：3=g土k? （3-1）式中，n為奇數(shù)時，k=3（2m-1）±1,m=1，2……；n為偶數(shù)時，k={6m+ik=6m+1m=0，1，2 ，k=6m-1m=1，2???。6m-1由式（3-1）可知輸出線電壓的頻譜沒有載波頻率①的整數(shù)倍次諧波分量諧波中幅值較高的諧波分量是①±2?和2?土①。從上述分析可知：SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為①、2?及其附近的諧波。由于本設計采用的是異步調(diào)制方式，最小載波比k=*=168,即①》①,，r所以PWM波形中所含的主要諧波分量的頻率比基波分量的頻率高很多，諧波分量很容易被濾出。三相交流電電壓、電流有效值和功率的計算對于負載端采用Y形連接組成的三相電路，每相交變電壓信號輸入端相對于Y形連接公共點的電壓稱為相電壓〃，該輸電線稱為火線，采樣三相四線制的交變p電路有三條火線，各相電壓信號間的相位差為120o，火線之間的電壓稱為線電壓",。假設輸電線上輸送的交變電壓信號是標準的正弦信號，則U=成I pUp,U分別表示相電壓和線電壓的有效值。因此當線電壓的有效值U〔=36V，各相相電壓的有效值Up=20.78V每相中的電流稱為相電流ip，火線中的電流成為線電流i,,在Y形連接中相電流等于線電流i="。每相負載的功率為P=UIcos中其中Ip,①分別表示相流的有效值、每相中電流和電壓的相位差，由于Y形負載要求負載嚴格對稱，因此每相中電流和電壓的相位差都是相等的。所以三相的總功率為P=3P=3UIcos中當Y形負載為純阻性負載時，每相中電流和電壓都是同相的，即也=0，所以當Y為形純阻性負載時，三相的總功率為P=3UI在數(shù)字系統(tǒng)中為了獲得負載為Y形純阻形負載時三相電源的總功率，需要對某一相的電流、電壓在一個信號周期內(nèi)采樣，并將瞬時電流、瞬時電壓的采樣值存儲在兩個RAM區(qū)中，然后根據(jù)RAM區(qū)中的數(shù)據(jù)計算該相交流電壓、電流的有效值。則該相電壓的有效值Up，該相電流的有效值Ip為

尤〔i-1 \尤〔i-1 一七ref(3-2)GNE件-v](3-2)GN(3-3)(2(3-3)i-1 GNr(3-2)、(3-3)中N表示每個信號周期的采樣點數(shù)，G表示原始電壓信號的增益七表示RAM區(qū)存儲的第i個電壓數(shù)據(jù)，(.表示RAM區(qū)存儲的第i個電流數(shù)據(jù)，R表示A/D的能夠轉(zhuǎn)化的電壓范圍，匕,表示A/D的參考電壓，r表示電流取樣電阻的阻值。的增益載波頻率的選擇由SPWM逆變電源的諧波分量的分析可知：SPWM電壓源型逆變器輸出線電壓諧波分量分布在載波①c周圍，提高SPWM的載波頻率，則逆變器輸出的線電壓的主要諧波分量將會分布在較高的頻段，而使逆變器輸出的電壓呈現(xiàn)很低的失真度。但是提高載波頻率，會使逆變器中功率開關管的開關頻率提高，會使逆變器的開關損害大幅度地增加。另外載波頻率提高受到硬件的限制，本設計的逆變器采用集成芯片IM14400O通常情況下IM14400的關斷延遲Tf=0.9us，開啟延遲T-0.73us，由于IM14400的關斷延遲大于開啟延遲，造成IM14400的同一相的上下兩個橋臂可能同時導通。實際電路中由于硬件的時延，SPWM采樣時刻的誤差，以及為了防止同一相的上下兩個橋臂同時導通而設置死區(qū)。IM14400的最小死區(qū)設置為3usSPWM脈沖的每一個開關脈沖之前都要加一個至少3us的死區(qū)〃切，則IM14400的開關周期Tg>3us，開關周期[和載波周期相等T,所以載波頻率f<0.33MHZ。IM14400要求輸入的最低PWM脈沖頻率f>5KHZ，所以5KHZ<f<0.33MHZ。死區(qū)和開關時延是限制載波頻率提高的最主要的因素。載波頻率f越大，開關周期越短，.就越大，逆變器的輸出電壓的諧波分c Tg布越復雜。綜上因素考慮本系統(tǒng)設計時將載波頻率選定為f-16.8KHZ，按照課題要求c的交流電源輸出頻率范圍，載波比168<k<840。主要功能電路設計整流電路設計圖5整流電路圖5所示為本系統(tǒng)的整流電路，隔離變壓器將系統(tǒng)地和市電電網(wǎng)隔離開，抑制電網(wǎng)噪聲干擾，全波整流橋?qū)崿F(xiàn)對交流信號的全波整流，全波整流的結果是將對地對稱交流信號的負電壓部分對稱地翻折到地電平以上，濾波電容C0求出該信號中的直流電壓，實現(xiàn)AC-DC的轉(zhuǎn)換。分壓電容C「C的參數(shù)一致，保證輸出系統(tǒng)地的電勢介于DCOut的電勢和N端電勢的中點，這種地線引出方式是為了保證逆變電路輸出的交變信號是雙極性的，并且對系統(tǒng)地直流偏置電壓為0。實際電路中由于分壓電容C『C2的參數(shù)的不一致，導致逆變電路輸出的交變信號有直流偏置，因此在分壓電容C,C的后級并入對稱的分壓電阻R、R，以抑1 2 1 0制分壓電容C『C2的參數(shù)不一致造成的影響。為了保證整流電路有較好的負載特性，應該選擇阻值很小的電阻，但是阻值過小將導致電路的功耗過高，本設計選擇的電阻值為1kQ的大功率電阻。假設全波整流橋的整流特性以及各器件的特性理想，設隔離變壓器的輸出電壓信號為u(t)=Asinot，則對全波整流橋的輸出.一一… 2 .t 2A TOC\o"1-5"\h\z電壓信號的一個半波求直流分量，則U=—I2Asinotdt=—，因此整流電路avrT0 兀 2 A 2 A2的輸出電壓U =——，則分壓電阻R、R的功耗為P=——，R=R=R。out兀 1 0 兀2R 1 0逆變電路設計

Bl-I—TJ!■o,I討3.r?1坍+映tBD見珥Bl-I—TJ!■o,I討3.r?1坍+映tBD見珥EL'仰圖6逆變電路本設計的逆變電路以集成芯片IM14400為核心，由光耦電路、SPWM逆變電路，緩沖吸收電路，LC濾波電路組成。三相SPWM脈沖信號通過光耦電路，驅(qū)動IM14400工作。光耦電路將FPGA和逆變電路隔離開，保證FPGA的正常工作。緩沖吸收電路由3.3uF的聚苯電容構成，緩沖吸收電路的作用是抑制IM14400內(nèi)部的過電壓和過電流，減小器件的開關損耗。緩沖吸收電路的工作原理是：當逆變器的上下兩個橋臂反向時，流過負載電感的電流不會立即反向，致使交流側(cè)的無功能量反饋到直流側(cè)，直流側(cè)電容暫時吸收儲存該無功能量，從而抑制了過電流、過電壓的發(fā)生，減小了器件的開關損耗。LC濾波電路抑制SPWM中的諧

波分量，提高三相變頻電源諧波的純度。LC濾波電路的設計思想已在“SPWM逆變電源的諧波分析”中做過分析。測頻電路設計圖測頻電路如圖所示前級放大器LM741的輸入來自于相電壓的電壓衰減網(wǎng)絡，該衰減網(wǎng)絡的輸出電阻很大，為了實現(xiàn)衰減網(wǎng)絡和測頻電路的阻抗匹配，在測頻電路的輸入端加上一級射隨。電壓衰減網(wǎng)絡將峰值為30V的相電壓衰減為峰值為4V的電壓信號，為了抑制由于衰減網(wǎng)絡參數(shù)不穩(wěn)定引入的寄生調(diào)幅，在測頻電路中加入一級放大限幅電路，后級的LM311和兩個電阻構成遲滯比較器，能夠很好的抑制地比較器輸出脈沖沿上的抖動，使輸出的脈沖具有干凈的沿，便于后級FPGA測頻。電流取樣信號處理電路設計圖電流取樣信號處理如圖所示的電流取樣信號處理電路由兩部分組成:抗混疊濾波、差分放大?？够殳B濾波由簡單的一階阻容低通濾波電路組成，該處理電路單元的后級是由Max197組成的采樣電路。本設計時Max197工作與內(nèi)部時鐘方式，由系統(tǒng)SPWM生成器中的256點正弦波表的最低位地址的高電平到來時，向Max197組寫命令

字，啟動Max197組轉(zhuǎn)換一次三路線電壓，在正弦波表的最低位的低電平到來時再向Max197寫一次命令字啟動Max197組轉(zhuǎn)換一次三路線電流。依據(jù)本設計的思想，Max197的采樣率f等于變頻電源頻率值的512倍。根據(jù)本課題的要求每s變頻電源的頻率范圍為20HZ-100HZ，因此Max197的采樣時鐘的頻率10240HZ<f<51200HZ。根據(jù)均勻抽樣定理：一個頻帶限制在(0,。)赫內(nèi)的連續(xù)時間信號m(t)，如果以T<—秒的時間間隔進行等間隔抽樣，則m(t)將被s2fH抽樣值完全確定。則fH<12f即fH<5120HZ。所以本設計的抗混疊濾波器的截止頻率100HZ<fH<5120HZ。本設計的抗混疊濾波器的截止頻率選擇在1.8KHZ。本設計的電流取樣信號放大電路，由專用的小信號差分放大器AD620來實現(xiàn)。本設計要求相電流的電流強度1,0.5AvIv3.5A，錳銅片取樣電阻的電阻值為2mQ,因此電壓范圍為1.4mV-10mV本設計將小電壓信號放大330倍，放大倍…..一，、一 494kO數(shù)G由電阻R決定，即G=R +1,R=150Q。g5.Max197采樣電路設計IQijpF1nilM2m3匚LK匚SVDDELEF迎1nilM2m3匚LK匚SVDDELEF迎REFADJifif皿MCH71>7g;CE5D6—CH5D5CF4P4占CH3D3XD11CH2D2/D10CH1CB0D0/D8AGND1616151011E14W5D3+wT丁丁Sigt.itilSigthiUMicroprocssor圖Max197采樣電路Max197是具有很高數(shù)據(jù)分辨率數(shù)據(jù)采集芯片，有8路可編程模擬量輸入通道，具有12位分辨率以及1/2LSB的線性度，同時具有兩種時鐘、電源模式，和最高100ksps的采樣速率。本設計中Max197工作與內(nèi)部時鐘和內(nèi)部參考電源方式，Max197采樣電路一相線電流、線電壓，兩路模擬量分別從CH0，和CH1輸入，采用時分復用方式。由電流取樣信號處理電路設計的分析可知本設計Max197的最高采樣率為51.2ksps，符合Max197的工作條件。6.SPWM脈沖發(fā)生器系統(tǒng)軟件設計基本內(nèi)容系統(tǒng)軟件設計包括FPGA和單片機程序設計，主要是FPGA程序設計。單片機主要完成鍵盤響應、LCD顯示以及從FPGA中讀數(shù)計算的功能。FPGA完成系統(tǒng)的主要功能，包括測頻，Max197狀態(tài)機，形成SPWM脈沖。測頻單元負責測量一相線電壓的頻率值。Max197狀態(tài)機實現(xiàn)Max197組的采樣保持、A/D轉(zhuǎn)換和采樣存儲。3片Max197都工作與內(nèi)部時鐘方式，每片Max197負責一相線電壓、線電流的采樣。單片Max197有8路模擬量輸入和8采樣保持電路，單相線電壓和線電流采用分時復用的方式實現(xiàn)采樣轉(zhuǎn)換。6路A/D轉(zhuǎn)換對應于6個RAM區(qū)，系統(tǒng)采用74LS245實現(xiàn)了系統(tǒng)數(shù)據(jù)總線的擴展。256點正弦波表的地址總線的最低位的上升沿到來時，三相線電壓同時實現(xiàn)采樣保持、A/D轉(zhuǎn)換、和采樣存儲；256點正弦波表的地址總線的最低位下降沿到來時，三相線電流同時實現(xiàn)采樣保持、A/D轉(zhuǎn)換、和采樣存儲。這種采樣方式能夠使系統(tǒng)在一個信號周期內(nèi)獲得三相線電壓、線電流的全部信息，為系統(tǒng)及時控制輸出電壓的幅度創(chuàng)造了非常有利的條件。SPWM脈沖形成單元配合測頻單元、Max197組、單片機，采用DDS技術實現(xiàn)了穩(wěn)頻、穩(wěn)壓三相SPWM脈沖的產(chǎn)生。SPWM生成器的穩(wěn)頻、穩(wěn)壓的實現(xiàn)都是基于PD算法。2主要軟件實現(xiàn)框圖1）穩(wěn)頻穩(wěn)壓三相SPWM生成器軟件實現(xiàn)框圖

171單單單相相相SPWMSPWMSPWM圖穩(wěn)頻穩(wěn)壓三相SPWM脈沖生成器v85/一020.78V線電有壓效值測量單元3電有值量線壓效測單元2電平時間控制字」20.78PWM脈沖生成器電平時間控制字線電壓有效值測量單元1PWM脈沖生成器171單單單相相相SPWMSPWMSPWM圖穩(wěn)頻穩(wěn)壓三相SPWM脈沖生成器v85/一020.78V線電有壓效值測量單元3電有值量線壓效測單元2電平時間控制字」20.78PWM脈沖生成器電平時間控制字線電壓有效值測量單元1PWM脈沖生成器PWM脈沖生成器電平時間控制字分頻控制字N相位累加器>256點正弦波表用戶設定頻率字基準時鐘fJ256點正弦波表調(diào)制時鐘fC*256點正弦波表基準時鐘戒調(diào)制時鐘fC調(diào)制時鐘fC基準時鐘f基準時鐘f測頻單元FPGA中的SPWM脈沖生成模塊配合測頻、Max197組、單片機，采用PD算法，可以實現(xiàn)穩(wěn)頻、穩(wěn)幅三相SPWM脈沖的生成。實現(xiàn)原理如圖所示。用戶在系統(tǒng)初始化時設置變頻電源的頻率值，F(xiàn)PGA紀錄下該頻率值。FPGA根據(jù)記錄下的頻率值設置分頻控制字N，相位累加器在基準時鐘九N分頻后的時鐘下進行相位累加，并將當前相位累加器的累加值選擇相鄰的8位數(shù)據(jù)位，分別加0、加85、加171后，加到256點正弦波表的地址端，加法器相加時溢出的數(shù)據(jù)為無效數(shù)據(jù)。加0是為了使三路數(shù)據(jù)同步，保證三路正弦載波的相位差。調(diào)制時鐘，的上升沿c到來時，正弦波表輸出當前地址信號選中的正弦波數(shù)據(jù)。輸出的正弦波數(shù)據(jù)在PWM脈沖生成器中生成相應的高低電平時間控制字，F(xiàn)PGA記錄下相應的控制字。PWM脈沖生成器單元有兩個控制字：高電平控制字氣、低電平控制字七，且W+WL=f。PWM脈沖生成器在基準時鐘f的驅(qū)動下計數(shù)，當計數(shù)值等于高c電平控制字時，PWM脈沖的輸出由高變低，PWM脈沖生成器開始對低電平計數(shù)，當計數(shù)值等于低電平控制字時，PWM脈沖生成器的輸出由低變高，然后PWM生成器再在新的高、低電平控制字下輸出相應占空比的PWM脈沖。PWM一個脈沖的高電平時間和低電平時間之和始終等于調(diào)制時鐘匕的周期。由于本系統(tǒng)采樣256點正弦波表，即256點對應與一個正弦波周期的360。相位。三個256點正弦波表地址信號85和170的差別對應的正弦波的相位差為：85中］=瓦x360o=119.53。171中2=蒲x360o=240.46。因此本系統(tǒng)生成的三相SPWM信號的相位差與標準的交流信號的120。，240。相位差有一定的偏差，最大偏差0.54。圖穩(wěn)頻原理：FPGA測頻單元采用等精度法測量某一相相電壓的頻率，F(xiàn)PGA將測頻單元測得的頻率值與用戶設定的頻率值作減法，F(xiàn)PGA用該差值去修改分頻控制字N，從而達到穩(wěn)定輸出線電壓頻率的目的。圖穩(wěn)壓原理：系統(tǒng)通過3路Max197分別采樣三相相電壓的瞬時電壓值，通過計算得到當前該相相電壓的有效值，F(xiàn)PGA將測得的該相相電壓的有效值與20.78V作減法，并通過該差值去修改相應的電平控制字，進而調(diào)整該相SPWM輸出脈沖占空比的目的，使該相相電壓的有效值穩(wěn)定在20.78V，通過使三相的相電壓有效值都穩(wěn)定在20.78V，達到線電壓穩(wěn)壓在36V的目的。36V線電壓有效值對應于20.78V的相電壓有效值的原理見“三相交流電電壓、電流有效值和功率的計算部分”。這種穩(wěn)壓原理的合理性在于：系統(tǒng)能夠很好地保證三相相電壓信號的相位差在120。土1。的范圍內(nèi)。系統(tǒng)穩(wěn)壓、穩(wěn)頻都是基于PD算法。等精度測頻軟件實現(xiàn)框圖圖等精度法測頻前級處理單元將不規(guī)則的周期信號，變換為規(guī)則的方波信號；計數(shù)門設置計數(shù)門限，計數(shù)器T1，T2只有在門內(nèi)才計數(shù)，計數(shù)門有被測信號的上升沿開啟，一定長度的時間后，再由被測信號的上升沿關閉；計數(shù)器T1，計數(shù)器T2分別在計數(shù)門限內(nèi)，對f，f計數(shù)；測頻單元就是單片機的計數(shù)器數(shù)據(jù)處理得到f的C程x0 x序單元。設在一個較長的門限內(nèi)，T1，T2的計數(shù)值分別為T1，T2，則f=(T1/T2)Xf0 (5-1)由于計數(shù)門的開啟和關閉由被測信號操作，T1的計數(shù)值誤差很小，但是T2的計數(shù)值仍然存在多1少1的誤差。測頻的最大相對誤差為：IAf|/f={[T1/(T2-1)]f-[T1/(T2+1)]f}/(T1/T2)f=2T2/(T22-1) (5-2)由式(5-1)可知：測頻的誤差與被測信號頻率無關；由式(5-2)可知：當標準時鐘的頻率很高時，等精度法的測頻范圍可以很高。測試數(shù)據(jù)與分析1.系統(tǒng)測試方框圖圖系統(tǒng)測試框圖使用儀器及信號清華同方計算機：P4處理器，512M內(nèi)存，WindowsXP操作系統(tǒng)直流穩(wěn)壓穩(wěn)流電源：型號SG173360M數(shù)字存儲示波器：型號TectronixTDS1002萬用表：型號Flucke17B失真度測試儀：交流電壓表：交流電流表：測試數(shù)據(jù)及數(shù)據(jù)處理1)變頻電源輸出頻率范圍各相電壓有效值之差的測試測試方法將自耦調(diào)壓器的輸出調(diào)到60V，將模擬負載三相電阻箱各臂的阻值都調(diào)整到100kQ。改變系統(tǒng)的輸出頻率，將示波器和交流電壓表分別接到變頻電源某一相的輸出端，調(diào)節(jié)示波器，觀察波形是否對稱，記錄各相的輸出的頻率值，同時調(diào)節(jié)交流電壓表，記錄各相相電壓有效值。測量的頻率點在20HZ-100HZ之間時，10HZ一個測量步進，20HZ以下以及100HZ以上各測3點。測試的過程中自耦調(diào)壓器的輸出保持60V。測試數(shù)據(jù)及數(shù)據(jù)處理(1)測量方法

表1表1數(shù)據(jù)表明本變頻電源系統(tǒng)的輸出頻率范圍為2HZ-200HZ,在該頻段范圍內(nèi)可以實現(xiàn)變頻電源輸出頻率的精確設定最大偏差1%。各相電壓的最大偏差為0.2V。頻率點單位：HZ12102030405060708090100150200300示波器測得頻率值單位：HZU相1.2V相1W相1.1交流電壓表測得各相有效值單位：VU相16.0V相16.W相162)輸出線電壓有效值誤差測量變頻電源的輸出頻率保持在50HZ，改變自耦調(diào)壓器使輸入電壓在198V?242V之間變化，輸入電壓從198V開始每隔4V一個電壓步進，直到輸入電壓達到242V，改變輸入電壓是要相應的改變模擬負載三相電阻箱各臂的電阻值，使負載電流保持在1.5A。每調(diào)節(jié)一次輸入電壓值，在負載端用交流電壓表并聯(lián)在任意兩個負載臂的輸入端，測量這兩相的線電壓有效值。注意每種線電壓都要測到，在改變模擬負載的電阻時一定要保持各個負載臂的平衡。變頻電源的輸出頻率保持在50HZ，保持自耦調(diào)壓器使輸入電壓在220V，改變模擬負載每個臂的電阻值