【無線射頻芯片】-中頻雜散指標為LTE接收機選擇RF混頻器

1/1中頻雜散指標為LTE接收機選擇RF混頻器本文介紹如何滿意高性能基站(BTS)接收機對半中頻雜散指標的要求。為達到這一目標，工程師必需理解混頻器的IP2與二階響應之間的關系，然后選擇滿意系統(tǒng)級聯(lián)要求的RF混頻器?；祛l器數(shù)據(jù)手冊以二階交調點(IP2)或2x2雜散抑制指標的形式表示二階響應性能。本文通過介紹這兩個參數(shù)之間的關系，說明接收機設計以及如何確定總體半中頻雜散指標。以MAX19997A的IP2與2x2關系為例，這是一款用于E-UTRALTE接收機的有源混頻器。

混頻器諧波

在超外差接收機電路中，混頻器將高頻RF信號轉換到較低中頻(IF)，該過程稱為下變頻?；祛l器中，假如輸出頻率為射頻輸入頻率減去本振(LO)輸入頻率，稱為低邊注入(LO頻率低于RF頻率)；假如輸出頻率為LO頻率減去RF頻率，則稱為高邊注入。下變頻過程可由下式表示：

fIF=fRF-fLO=-fRF+fLO

式中，fIF為混頻器輸出端口的中頻；fRF為加至混頻器RF端口的RF信號；fLO為加至混頻器LO端口的LO信號。

抱負狀況下，混頻器的輸出信號幅值和相位與其輸入信號的幅值和相位成比例，與LO信號無關。在這一假設前提下，混頻器幅值響應與RF輸入信號成線性關系，也與LO信號幅值無關。

然而，由于混頻器的非線性特性，將產(chǎn)生所不盼望的混頻產(chǎn)物，稱為雜散響應。雜散響應是由混頻器RF端口輸入的干擾或噪聲信號引起的，在IF頻率產(chǎn)生響應。到達RF輸入端口的干擾信號可能沒有在所規(guī)定的RF帶寬內，但也會造成麻煩。這類信號通常具有足夠高的功率，混頻之前的RF濾波器不能對其實施足夠衰減，使其引起額外的雜散響應，直接影響到所要求的IF信號，混頻原理可表示為：

fIF=mfRF-nfLO=-mfRF+nfLO

留意，m和n為RF和LO頻率的整數(shù)次諧波，通過混頻產(chǎn)生格中雜散產(chǎn)物組合。通常狀況下，這些雜散重量的幅值隨m或n的增大而減小。

已知相應的RF輸入頻率范圍，謹慎規(guī)劃頻率，選擇適當?shù)腎F及相應的LO頻率。認真規(guī)劃頻率特別重要，由于它有助于削減混頻后落入有效信號頻帶的干擾，這些干擾源會直接影響接收器性能。對于寬帶系統(tǒng)，頻率規(guī)劃時避開雜散混頻產(chǎn)物更加困難，需要利用濾波器抑制那些可能落入IF頻帶的帶外(OOB)RF信號?；祛l器之后的IF濾波器的選擇性限定在只允許通過有效信號頻率，由此，在信號進入最終檢測器之前(混頻器之后)對雜散響應進行衰減。IF濾波器不會衰減IF帶內的雜散響應。

很多類型的平衡混頻器將抑制m或n為偶數(shù)的雜散成分。抱負的雙平衡混頻器抑制m或n(或兩者)為偶數(shù)的全部諧波重量。雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口彼此隔離，使LO泄漏降至最小，并供應固有的RF至IF隔離。雙平衡混頻器設計能夠供應最佳的線性特性，降低每個端口的濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率分布

2階雜散響應(被稱作半中頻，1/2IF)是一種特別麻煩的特別雜散信號?；祛l器中，當m=2，n=-2時稱為低邊LO注入；m=-2，n=2時，稱為高邊LO注入(圖1)。對于高邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應的輸入頻率比所要求的RF信號頻率高fIF/2。

例如，所要求的RF中心頻率為2510MHz(E-UTRA上行鏈路信道號39790)。該RF頻率與2860MHzLO頻率混頻后，產(chǎn)生IF頻率為350MHz。本例中，2685MHz為不盼望消失的信號(或堵塞信號)，產(chǎn)生350MHz的半中頻雜散重量。對于低邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散的輸入頻率比所要求的LO頻率高fIF/2。

圖1：E-UTRA高邊LO注入示例，顯示了所要求的fRF、fLO、fIF和不盼望消失的fHALF-IF頻率分布。

假設：

●fRF中心頻率=2510MHz

●fLO=2860MHz

●fIF=fLO-fRF=2860MHz-2510MHz=350MHz

計算造成雜散響應的堵塞頻率：

fHALF-IF=fRF+fIF/2=2685MHz

檢查算法以驗證半中頻堵塞或雜散頻率：

2×fLO-2×fHALF-IF=2×(fRF+fIF)-2×(fRF+fIF/2)=2fRF+2fIF-2fRF-fIF=fIF

這造成半中頻雜散頻率產(chǎn)生不盼望的IF雜散信號：

2×2860MHz-2×2685MHz=350MHz

接收器的IP2

假如器件數(shù)據(jù)手冊沒有直接給出2x2雜散響應的抑制度，則可從混頻器的IP2指標推導。假設：只有RF和LO的基波重量施加在混頻器端口，諧波失真僅由混頻器自身產(chǎn)生。

RF通路的鏡頻抑制濾波器會在混頻器前端抑制任何不盼望消失的RF放大器諧波；LO通路的噪聲濾波器對LO注入產(chǎn)生的諧波進行抑制。強輸入信號無論是在器件或系統(tǒng)的輸入或輸出端都會產(chǎn)生失真或交調產(chǎn)物，這些產(chǎn)物可通過計算交調(IP)進行量化。輸入交調計算中假定有用信號的幅值與干擾信號重量的輸入幅值相同。假如混頻器LO功率保持恒定，IP或失真產(chǎn)物的階數(shù)僅由RF的倍乘(而非LO倍乘)打算，這是由于我們僅考慮RF信號的變化，階數(shù)代表失真產(chǎn)物的幅值隨輸入電平的上升而增加的快慢。例如，由于成平方關系，當輸入信號增大1dB時，2階交調(IM)產(chǎn)物的幅值增加2dB。

半中頻雜散功率水平

以下爭論以MAX19997A下變頻混頻器為例，從數(shù)據(jù)手冊的溝通電氣特性規(guī)格中可以查到以下指標：

●RF雜散功率為-5dBm(2685MHz)

●LO電平設置為+0dBm(2860MHz)

●典型2LO-2RF雜散響應比RF載波電平低64dB，單位為dBc；64dBc指2階交調抑制比(IMR2)。

●計算得到：PSPUR=-5dBm+(-64dBc)=-69dBm。

MAX19997A如此優(yōu)異的2x2性能在其輸入形成以下等效的IP2性能(IIP2)：

IIP2=2×IMR2+PSPUR=IMR2+PRF

=2×64dBc+(-69dBm)=64dBc+(-5dBm)

=+59dBm

同樣，MAX19985A900MHz有源混頻器供應典型的2RF-2LO雜散響應，在類似條件下等于71dBc：

IIP2=2×IMR2+PSPUR=IMR2+PRF

=2×71dBc+(-76dBm)=71dBc+(-5dBm)

=+66dBm

E-UTRALTE示例

假設E-UTRALTE蜂窩系統(tǒng)與同類BTS共存，從而產(chǎn)生高達+16dBm的OOBCW堵塞信號(如3GPPTS36.104V10.2.0標準所述，圖2所示)。對于LTE接收機，由于半中頻雜散信號的緣由，天線端口要求的等效IIP2為+131dBm。采納以下步驟進行計算：

●預期信號電平=靈敏度功率電平(PSENSITIVITY)+6dB=-95.5dBm

●對于LTE5MHz載波，采納SNR=-1.1dB，對應于合成噪聲和雜散產(chǎn)物的最高電平-96.6dBm。

●通過減去相應帶寬的熱噪聲和噪聲系數(shù)(本例中，減去KTBF=-100.4dBm)，確定最大允許雜散產(chǎn)物電平為-98.9dBm，

●計算2階交調比，IMR2=115dB。

●最終，計算得到：IIP2=+131dBm，如圖2所示。

圖2：對于LTE廣域BTS接收器，OOB+16dBmCW堵塞信號要求最小IIP2指標為+131dBm；5MHz間距，采納QPSK、R=1/3調制。

圖3所示為接收器前端簡化框圖，標出了第一混頻器中每一級的增益、2階IP和半中頻選頻性。

圖3：IIP2LTE示例的簡化方框圖，標出了MAX19997AIIP2性能和相關的濾波器選頻特性。

整體級聯(lián)IIP2性能由各級的增益、濾波器在半中頻位置的選擇性，以及混頻器IIP2(或2x2)性能打算。由于混頻器主要影響通道的串聯(lián)IIP2，所以，在以下計算中忽視其它級的IIP2?；祛l器之前的IIP2隨著通道各級增益而降低(dB對dB)。實際應用中，在混頻器前端增加半中頻的RF濾波，以供應額外的雜散抑制。計算天線端口的等效IP提高幅度為半中頻選擇性的2倍，單位為dB。這是由于二次諧波失真重量幅度的增加速度是帶內信號幅度增加的兩倍。利用E-UTRALTE3GPP接收器設計示例中計算的MAX19997A的+59dBmIIP2，計算天線端口的串聯(lián)IIP2：

IIP2Cascade=IIP2Mixer-Gain+2×Selectivity=+131dBm

IIP2Cascade=+59dBm-(-2+13+13-2)dB+2×(30+17)dB=+131dBm

MAX19997A如此優(yōu)異的2LO-2RF雜散指標對設計的影響舉足輕重。為滿意接收器的半中頻雜散指標，器件可降低對濾波器選擇性的要求(如本例所示)，或采納額外的濾波器濾波時，可供應技術