無線局域網(wǎng)的物理層技術(shù)

關(guān)于無線局域網(wǎng)的物理層技術(shù)第1頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月內(nèi)容：概述WLAN的射頻技術(shù)WLAN的調(diào)制解調(diào)技術(shù)WLAN的擴(kuò)頻傳輸技術(shù)WLAN的天線技術(shù)第2頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月概述第3頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN物理層傳輸原理第4頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN物理層的性能指標(biāo)第5頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第一節(jié)WLAN的射頻技術(shù)物理信道的劃分雙工技術(shù)收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)第6頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月1、物理信道的類型頻分信道時分信道碼分信道空分信道單信道多信道窄帶射頻(RF)信道頻分復(fù)用信道基帶紅外線碼分多址直接序列擴(kuò)頻DSSS第7頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（1）DSSSWLAN物理信道劃分使用2.4GHz的ISM頻段。美國、加拿大、中國、歐洲指定工作頻率從2.4~2.4835GHz；日本指定為2.471~2.497GHz；法國指定為2.4465~2.4835GHz；西班牙指定為2.445~2.475GHz。標(biāo)明X的信道都已獲得支持。每個射頻信道帶寬為22MHz；相鄰頻道間隔5MHz；只有3個互不重疊的物理信道（1,6,11）；最小發(fā)送功率電平1mw。第8頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月22MHz第9頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）FHSSWLAN物理信道劃分第10頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（3）OFDMWLAN物理信道劃分OFDMWLAN多工作于5GHz頻段；UnlicensedNationalInformationInfrastructure(U-NII)

中規(guī)定，從5GHz開始，以5MHz為步長，共有201個通道：通道中心頻率=5GHz+5*nch（MHz），其中，nch=0~200IEEE802.11a使用U-NII的5.15~5.25GHz、5.25~5.35GHz和5.725~5.825GHz，共300MHz的射頻信道。兩個相鄰信道中心頻率間隔20MHz（4個U-NII信道帶寬）每個OFDM信道包括52個子載波，占據(jù)約16.6MHz的帶寬。第11頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第12頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月2、雙工技術(shù)FDDTDD

在WLAN中，IEEE802.11x系列標(biāo)準(zhǔn)，HiperLan2標(biāo)準(zhǔn)，藍(lán)牙系統(tǒng)和HomeRF系統(tǒng)采用的都是TDD。第13頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月3、收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)WLAN接收機(jī)結(jié)構(gòu)超外差接收機(jī)直接變頻接收機(jī)鏡像抑制接收機(jī)WLAN發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)WLAN收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)第14頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN接收機(jī)結(jié)構(gòu)-1第15頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN接收機(jī)結(jié)構(gòu)-2第16頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN接收機(jī)結(jié)構(gòu)第17頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月鏡像抑制接收機(jī)-Hartley結(jié)構(gòu)第18頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月鏡像抑制接收機(jī)-Weaver結(jié)構(gòu)第19頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)第20頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)-1第21頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)-2第22頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月WLAN收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)-3第23頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月紅外線WLAN：基帶調(diào)制（脈沖調(diào)制，無載波）無線電波WLAN：頻帶調(diào)制（有載波）對于IEEE802.11系統(tǒng):IEEE802.11b:采用DBPSK、DQPSK、CCK(補(bǔ)碼鍵控)、PBCC(分組二進(jìn)制卷積碼)等調(diào)制方式,DSSS擴(kuò)頻傳輸方式IEEE802.11a:采用BPSK、QPSK、16QAM調(diào)制,OFDM傳輸方式IEEE802.11g:采用OFDM傳輸方式，可選PBCC-22調(diào)制.第二節(jié)WLAN的調(diào)制解調(diào)技術(shù)第24頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月各種調(diào)制方式基帶調(diào)制：采用脈沖調(diào)制，如：PAM（脈幅調(diào)制）、PPM（脈位調(diào)制）、PWM（脈寬調(diào)制）頻帶調(diào)制：采用基本的數(shù)字調(diào)制，如：ASK（幅移鍵控）、PSK（相移鍵控）、FSK（頻移鍵控）；采用多符號調(diào)制，如：QPSK（四相相移鍵控），MPSK（多相相移鍵控），QAM（正交幅度調(diào)制）采用多載波調(diào)制，如：OFDM（正交頻分復(fù)用）等。第25頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月

在選擇調(diào)制方式時必須考慮到一些指標(biāo)，其中最重要的是：

1.頻譜效率，應(yīng)增大每兆帶寬所容納的信道數(shù)；

2.誤碼率，能抗噪聲及鄰道干擾；

3.對無線環(huán)境的適應(yīng)性；

4.實(shí)現(xiàn)的難度和成本。因?yàn)闊o線系統(tǒng)可利用的頻域有限，所以頻譜利用率可能是任何新系統(tǒng)所要考慮的重點(diǎn)。

對于室內(nèi)應(yīng)用系統(tǒng)，在無線信道上衰落條件的變化又給調(diào)制選擇附加了更多的限制。第26頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月

數(shù)字調(diào)制可分為兩大類：恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)和線性調(diào)制技術(shù)。恒定包絡(luò)調(diào)制系統(tǒng)使發(fā)射機(jī)的功率放大器工作在非線性的C類狀態(tài)，來提高功率放大器的效率，降低成本。但是，這些好處是以犧牲頻譜利用率為代價換來的，如果不考慮調(diào)制電平數(shù)，恒定包絡(luò)調(diào)制系統(tǒng)的頻譜利用率被限制在約1bit/s/Hz內(nèi)。線性調(diào)制具有變化的包絡(luò)，它要求一個線性的發(fā)射機(jī)功率放大器，因而導(dǎo)致成本與復(fù)雜度的增加，但是這種調(diào)制可大大提高頻譜利用率，這可彌補(bǔ)成本的增加。

一、基本數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)第27頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（一）相移鍵控最簡單最常用的數(shù)字調(diào)制技術(shù)是相移鍵控(PSK)，PSK信號的產(chǎn)生用平衡調(diào)制器來完成。在發(fā)射機(jī)端將數(shù)字信號a(t)和載波coswct送到平衡調(diào)制器的輸入端，在平衡調(diào)制器的輸出端就可得到一個PSK信號。如果二進(jìn)制信號a(t)的編碼形式為：a(t)=1表示“1”或傳號，a(t)=0表示“0”或空號，那么PSK信號即可表示為s(t)=cos(wct+Ф(t)),其中:a(t)=1，Ф(t)=0a(t)=0,Ф(t)=π.這樣，PSK波形是一個等幅信號，其相位在0和π上變化。第28頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月在接收機(jī)端對PSK信號的解調(diào)可通過與發(fā)射機(jī)調(diào)制相同的過程來完成，為了滿足在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中系統(tǒng)性能指標(biāo)的要求，必須采用相干解調(diào)，PSK信號的相干解調(diào)器如圖所示。第29頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月為了進(jìn)行相干解調(diào)，在接收機(jī)中必須提取具有正確相位的載波，可以先對接收信號平方，可得

s2(t)=1/2(1+cos2wct)從上式可以看出對s(t)平方后有直流分量和載波的二次諧波分量，用窄帶濾波器濾出二次諧波，經(jīng)過二分頻后，就可得到恢復(fù)載波coswct?；謴?fù)載波隨后與接收信號s(t)相乘，得

s(t)=1/2[cosФ(t)+cos[2wct+Ф(t))]]經(jīng)低通濾波器濾除高頻信號，得到的低頻信號cosФ(t)，由于Ф(t)=0或π

，經(jīng)積分后，在信息位同步信號的作用下恢復(fù)出發(fā)送的信息。位同步信號由位定時電路獲得。第30頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（二）四相相移鍵控(QPSK)為了得到更高的比特率，采用四相調(diào)制可使每一符號攜帶兩比特?cái)?shù)據(jù)，這樣的調(diào)制稱為四相相移鍵控(QPSK)。與PSK調(diào)制相比較，QPSK在相同的頻帶內(nèi)可傳輸兩倍的數(shù)據(jù)量。在發(fā)射端，傳輸?shù)男畔⒔?jīng)串-并變換后得到的兩路數(shù)據(jù)分別去調(diào)制載波的同相分量coswct和正交分量sinwct，將兩個平衡調(diào)制器的輸出相加，就可得到QPSK信號，如圖所示。第31頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月設(shè)發(fā)送的信號為a(t)，將a(t)的偶數(shù)位和奇數(shù)位構(gòu)成兩個數(shù)據(jù)流a1(t)和a2(t)，用這兩個數(shù)據(jù)流去調(diào)制正交的兩個載波，相加器的輸出為

s(t)=a1(t)coswct+a2(t)sinwct=A(t)cos(wct+θ(t))QPSK信號接收機(jī)如圖。第32頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月因?yàn)橐笙喔山庹{(diào)，所以接收機(jī)必須得到與發(fā)端載波同步的恢復(fù)載波coswct和sinwct。接收到的QPSK信號被送到兩個相干解調(diào)器，如前所述，每個相干解調(diào)器由平衡調(diào)制器和積分器構(gòu)成，但是這里的積分器的積分時間是兩個比特周期。將兩個支路的恢復(fù)信號經(jīng)過并-串變換，把雙比特信號轉(zhuǎn)變成兩位串行數(shù)據(jù)。和以前一樣，應(yīng)得到信息位同步信號，以便確定積分時間和信息流的恢復(fù)。QPSK的頻譜寬，并隨中心頻率的偏移緩慢地衰減。在保持碼間串?dāng)_最小的條件下，脈沖成型可減小傳輸信號帶寬。但用脈沖成型后就變成了線性調(diào)制，并且要用線性放大器來保證脈沖成型不變形。如果用非線性功率放大器，脈沖型狀將變形，頻帶也要展寬。用升余型的奈奎斯特脈沖可以提高頻譜的效率。第33頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（三）多電平PSK系統(tǒng)在PSK系統(tǒng)中，信息碼逐位發(fā)送，在QPSK系統(tǒng)中，信息碼每兩位合并發(fā)送，這兩位代表四個相位中的一個相位。以此類推，如果N個信息位合并，那么這N個信息位有M(=2N)個符號或M個狀態(tài)，這樣的系統(tǒng)稱為MPSK系統(tǒng)。PSK、QPSK和MPSK的發(fā)射信號的區(qū)別在于彼此間的相位，但是都有相同的振幅。在正交振幅調(diào)制(QAM)中，信號不僅在相位上不同，而且振幅也變化。像脈沖成型PSK和QAM這樣的需要線性功率放大器的線性調(diào)制方式，利用增加電平數(shù)的方法，可以達(dá)到比1bit/s/Hz高的頻譜效率。如，用四電平調(diào)制方式允許用一個符號傳輸兩個比特的信息，而與二進(jìn)制調(diào)制相比，每比特的信噪比并沒有下降，這是因?yàn)椴捎昧苏惠d波的原因。優(yōu)第34頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月點(diǎn)為每符號傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)加倍，可在給定的頻帶內(nèi)使傳輸?shù)臄?shù)據(jù)率加倍。然而，調(diào)制電平數(shù)的增加由于信號集中各元素的距離減小，將導(dǎo)致誤比特率的增加。由于線性放大器可以提供較好的帶外輻射性能，因而可進(jìn)一步增加系統(tǒng)的頻譜效率。因?yàn)榫€性調(diào)制技術(shù)需要昂貴的線性射頻放大器，所以它不如恒定包絡(luò)調(diào)制受重視。在相移鍵控調(diào)制方式中，最重要的線性調(diào)制方式有DPSK、QPSK、OQPSK和MPSK。（四）頻移鍵控(FSK)

頻移鍵控(FSK)是一種恒定包絡(luò)調(diào)制方式，其載波頻率根據(jù)基帶信號在傳號頻率(相對于二進(jìn)制1)和空號頻率(相對于二進(jìn)制0)變化，與用二進(jìn)制數(shù)字信號調(diào)制的FM信號相同。因此，發(fā)射信號為：第35頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月

s(t)=Acosw1t，a(t)=1或Acosw2t，a(t)=0頻率調(diào)制方式可用調(diào)制指數(shù)來描述，調(diào)制指數(shù)為峰值頻偏與調(diào)制信號的最高頻率分量的比值。FSK信號既可以用切換兩個不同的振蕩器的方式來獲得，也可以用把數(shù)據(jù)信號送入調(diào)頻器的方法來獲得，如圖5.5所示。FSK信號的解調(diào)可以用非相干檢測的方法或同步檢測的方法來完成，如下圖所示。第36頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月對非相干檢測，接收信號加到兩個帶通濾波器，這兩個濾波器是窄帶濾波器，可以將不需要的信號濾除。濾波器的輸出加到包絡(luò)檢波器，包絡(luò)檢波器的輸出送到比較器進(jìn)行比較，比較器產(chǎn)生一個二進(jìn)制的輸出信號，其電平取決于兩個輸入信號的大小。同步或相干檢測用兩個乘法檢波器來確定輸入信號中存在哪一個頻率。第37頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月在不增加傳輸帶寬的條件下，為了增加數(shù)據(jù)傳輸速率，必須用低調(diào)制指數(shù)的FSK?？焖兕l移鍵控(FFSK)和最小頻移鍵控(MSK)是現(xiàn)有的兩種頻帶保持技術(shù)。MSK是調(diào)頻指數(shù)為0.5的連續(xù)相位FSK，選擇這樣的調(diào)制指數(shù)是因?yàn)樵谝槐忍刂芷趦?nèi)相位累積變化π/2，要么增加π/2，要么減少π/2。因此MSK的波形表現(xiàn)為相位的連續(xù)性，在每一信息比特的末了時刻沒有像QPSK信號那樣的相位突跳，用C類放大器進(jìn)行放大不會產(chǎn)生失真。FFSK除了在調(diào)制器的輸入端先對調(diào)制信號進(jìn)行差分編碼外，F(xiàn)FSK與MSK類似。然而，由于是FSK類型的頻譜，MSK和FFSK信號的鄰道邊帶分量仍然較高，難以適應(yīng)要求高的頻譜效率的數(shù)字無線系統(tǒng)的要求。第38頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月MSK系統(tǒng)的頻譜效率可以在調(diào)制載波前對二進(jìn)制數(shù)據(jù)的前置濾波來改善。高斯型前置濾波器具有這樣的振幅特性，這樣的濾波器可以得到高斯濾波MSK(GMSK)信號。比特成型濾波器的帶寬通常用帶寬-時間積(BT)來定義。如果BT>1，波形基本上是MSK波形。然而如果BT<1，將引起碼間串?dāng)_，在解調(diào)器中將以增加復(fù)雜度為代價，來提高抗噪聲的能力。0.5和0.3的BT值已分別被泛歐蜂窩移動無線系統(tǒng)(通常稱為GSM系統(tǒng))和歐洲數(shù)字無繩電話(DECT)系統(tǒng)選用。高斯濾波器的另一種應(yīng)用是對數(shù)據(jù)流的相關(guān)編碼，使其有小的相位變化，平滑調(diào)頻(TFM)和廣義TFM(GTFM)就屬此列。TFM依據(jù)不同的碼字情況得到不同的相位的變化，如果三個相鄰比特有相同的極性，相位變化π/2，如果三比特的極性交替第39頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月變化，相位不變；其它情況下相位變化π/4。這是以減少相位的變化來改善頻譜性能。產(chǎn)生這樣的波形的調(diào)制電路相似，用一個或兩個平衡調(diào)制器，如圖5.7所示。這是一種正交型調(diào)制，對實(shí)際波性而言，其逼近相位樣值儲存在兩塊EPROM中。圖5.7正交調(diào)制電路第40頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月這些信號的解調(diào)與調(diào)制過程正好相反。在相干解調(diào)電路中必須包括載波同步技術(shù)。在非相干解調(diào)中用犧牲一些其它性能來避免載波同步。許多數(shù)字通信系統(tǒng)已經(jīng)采用了像TFM和GMSK恒包絡(luò)這樣的調(diào)制方式，因?yàn)檫@些調(diào)制方式允許在小區(qū)內(nèi)用較低價格的C類放大器。當(dāng)然，用線性調(diào)制可以獲得更好的頻譜效率。第41頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（五）各種調(diào)制方式的頻譜特性對一給定信道帶寬，功率譜密度將影響到系統(tǒng)的效率，對干擾和價格而言，調(diào)制帶寬越窄，系統(tǒng)效率越好。PSK：PSK低通等效功率譜密度隨sinx/x變化，如果輸入數(shù)據(jù)比特速率為fb，功率譜密度的主瓣的第一個零點(diǎn)等于fb

，大約92.5％的能量包含在主瓣內(nèi)，頻譜的幅度隨(f/fb)-2衰減。QPSK：在PSK中，每一符號間隔只能傳輸一比特的信息，而QPSK信號在一個符號間隔內(nèi)可傳輸兩比特的信息，因此QPSK帶寬效率是PSK帶寬效率的兩倍。第42頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月MSK：對MSK信號而言，功率譜密度的第一個零點(diǎn)在0.75fb

，約95％的能量包含在主瓣中，其幅度隨(f/fb)-4衰減。因此，MSK信號的主瓣比PSK信號更窄，旁瓣更低。與QPSK相比較，MSK有較低的旁瓣和較寬的主瓣。對頻譜效率而言，根據(jù)實(shí)際應(yīng)用，可在QPSK和MSK信號之間綜合考慮。GMSK：GMSK信號的頻譜寬度取決低通高斯濾波器BT的規(guī)一化3dB帶寬，當(dāng)BT減小時，頻譜變窄。如果BT=0.2，頻譜特性與TFM（平滑調(diào)頻）相似，TFM有比MSK更窄的主瓣且沒有旁瓣。如果BT是無限的，GMSK的功率譜密度與MSK相同。圖5.9給出了誤比特率為10-6時不同數(shù)字調(diào)制方式的頻帶利用率的比較圖。第43頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第44頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（六）誤碼率在數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，接收機(jī)的功能是從噪聲中提取傳輸?shù)男盘?，一個最重要的特性是差錯概率。決定系統(tǒng)差錯概率的因素：包括所用調(diào)制類型、所用的檢測方法以及環(huán)境或信道。同時還有兩個重要的信道特性：多徑衰落和多徑時延。對PSK、QPSK和MSK，在沒有多徑影響時，它們的差錯概率Pe為：

Pe=1/2erfc((Eb/n0)-1/2)圖5.10給出了部分調(diào)制方式的誤比特率與信噪比Eb/n0

的關(guān)系曲線，表5.1給出了誤比特率為10-4時部分?jǐn)?shù)字調(diào)制方式的Eb/n0。第45頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第46頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第47頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（七）結(jié)論

影響調(diào)制方式性能的因素：時延、衰落、傳輸碼元速率等。當(dāng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)是固定的，信號通路不變，前面介紹的所有調(diào)制方式都可以用于系統(tǒng)中。對于PSK由于較低的成本和復(fù)雜度是最佳的，但如果考慮帶寬因素，QPSK更佳。在瑞利衰落和時延環(huán)境下，由于GMSK有較低的差錯概率和相對窄的帶寬，所以更適合這樣的環(huán)境條件。但是，用這些調(diào)制方式，允許的最大的比特率相對來講還是較低，要提高比特速率，需要采用其它的信號處理措施，如信道編碼、均衡和分集等。第48頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月二、WLAN中的其他調(diào)制解調(diào)方式

1、補(bǔ)碼鍵控（CCK）調(diào)制以互補(bǔ)碼為基礎(chǔ)的一種直接序列擴(kuò)頻方式，用于802.11b的5.5Mb/s和11Mb/s；二進(jìn)制互補(bǔ)碼：一對長度相同的序列，在給定時間間隔內(nèi)，一序列中相同元素對的數(shù)目與另一序列中不相同元素對的數(shù)目相同。例如：碼長n=8時，互補(bǔ)碼序列為序列a：{-1，-1，-1，1，1，1，-1，1}序列b：{-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1}第49頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月互補(bǔ)碼序列的自相關(guān)序列用下式計(jì)算：性質(zhì)：互補(bǔ)碼序列具體良好的自相關(guān)特性。第50頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月802.11b中，利用互補(bǔ)碼良好的自相關(guān)特性擴(kuò)展信號的帶寬可以獲得擴(kuò)頻處理增益。擴(kuò)展碼字長度為8，碼片速率Rc=11Mc/s,由8個CCK復(fù)碼片組成一個符號，則符號速率為Rs=11/8=1.375Ms/s.碼片速率和系統(tǒng)帶寬與原始標(biāo)準(zhǔn)1Mb/s、2Mb/s一致，但數(shù)據(jù)速率提高到11Mb/s.8個CCK復(fù)碼片產(chǎn)生過程：其中，φ1用于碼字中的所有碼片，可以修改序列中所有碼字的相位，并進(jìn)行DQPSK編碼，它相當(dāng)于前一符號相位做響應(yīng)角度旋轉(zhuǎn)；φ2用于所有奇數(shù)碼片，φ3用于所有奇數(shù)片對，φ4用于所有奇數(shù)的四碼片組，符號的最后一個碼片表示了符號的相位。Φ1~φ4用于確定復(fù)碼組的相位值。第51頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（1）5.5Mb/s模式的CCK調(diào)制

輸入分成4bit組{d0,d1,d2,d3},按照下面的編碼表生成φ1

，

φ2，φ3，φ4第52頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月（2）11Mb/s模式的CCK調(diào)制

輸入分成8bit組{d0,d1,d2,d3,d4,d5,d6,d7},按照表3-7和下面的編碼表生成φ1

，

φ2，φ3，φ4didi+1相位00001π/211π10-π/2第53頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月2、分組二進(jìn)制卷積編碼（PBCC）調(diào)制

IEEE802.11g在2.4GHz頻段上進(jìn)行更高速率擴(kuò)展。有兩種可選模式：（1）CCK-OFDM（2）PBCC-22.后一種技術(shù)能夠在2.4GHz頻段提供22Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率，并與IEEE802.11b后向兼容，被稱為IEEE802.11b+模式。第54頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第55頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第56頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月3.OFDM調(diào)制

IEEE將OFDM作為802.11a的物理層調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)。

分成子信道，可以減小多徑時延造成的碼間干擾；

各個子載波的譜可以互相重疊，提高頻帶利用率。第57頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月OFDM調(diào)制的實(shí)現(xiàn)方法（1）--直接實(shí)現(xiàn)第58頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月OFDM調(diào)制的實(shí)現(xiàn)方法（2）--DSP實(shí)現(xiàn)第59頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月OFDM的優(yōu)點(diǎn)第60頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月4.脈沖位置調(diào)制（PPM）

用于紅外線WLAN的物理層調(diào)制。

1Mb/s，采用16-PPM

2Mb/s，采用4-PPM

脈寬250ns第61頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第62頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第三節(jié)WLAN的擴(kuò)頻傳輸技術(shù)擴(kuò)展頻譜技術(shù)是近些年來發(fā)展非常迅速的一種通信技術(shù)，將其用于無線局域網(wǎng)中，使系統(tǒng)的各項(xiàng)性能都得到改善，已成為無線局域網(wǎng)中不可缺少的一種技術(shù)。本節(jié)介紹擴(kuò)頻技術(shù)的基本概念，重點(diǎn)介紹直接序列擴(kuò)頻和跳頻兩種擴(kuò)頻方式，并簡單介紹專用擴(kuò)頻ASICStel-2000A和聲表面波抽頭延遲線在無線局域網(wǎng)中的應(yīng)用。第63頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月一、引言擴(kuò)展頻譜技術(shù)又稱為擴(kuò)頻技術(shù)是近年來發(fā)展很快的一種技術(shù)，不僅在軍事通信中發(fā)揮出了不可取代的優(yōu)勢，而且廣泛地滲透到了通信的各個方面，如衛(wèi)星通信、移動通信、微波通信、無線定位系統(tǒng)、無線局域網(wǎng)、全球個人通信等等。擴(kuò)展頻譜技術(shù)：是指發(fā)送的信息被展寬到一個比信息帶寬寬得多的頻帶上去，接收端通過相關(guān)接收，將其恢復(fù)到信息帶寬的一種技術(shù)，這樣的系統(tǒng)稱之為擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)或擴(kuò)頻系統(tǒng)。擴(kuò)展頻譜技術(shù)包括以下幾種方式：第64頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月●直接序列擴(kuò)展頻譜，簡稱直擴(kuò)，記為DS（DirectSequence）；●跳頻，記為FH（FrequencyHopping）●跳時，記為TH（TimeHopping）除了以上三種基本擴(kuò)頻方式以外，還有這些擴(kuò)頻方式的組合方式，如FH/DS、TH/DS、FH/TH等。在通信中應(yīng)用較多的主要是DS、FH和FH/DS。第65頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第66頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月擴(kuò)展頻譜技術(shù)具有以下特點(diǎn)：(1)很強(qiáng)的抗干擾能力；(2)可進(jìn)行多址通信；(3)安全保密；(4)抗多徑干擾。第67頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月二、直接序列擴(kuò)頻直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)是將要發(fā)送的信息用偽隨機(jī)碼(PN碼)擴(kuò)展到一個很寬的頻帶上去，在接收端，用與發(fā)端擴(kuò)展用的相同的偽隨機(jī)碼對接收到的擴(kuò)頻信號進(jìn)行相關(guān)處理，恢復(fù)出發(fā)送的信息。對干擾信號而言，由于與偽隨機(jī)碼不相關(guān)，在接收端被擴(kuò)展，使落入信號通頻帶內(nèi)的干擾信號功率大大降低，從而提高了相關(guān)器的輸出信/干比，達(dá)到了抗干擾的目的。1、直擴(kuò)系統(tǒng)的組成直擴(kuò)系統(tǒng)的組成如圖6.1所示。第68頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第69頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第70頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月2、處理增益與干擾容限處理增益與干擾容限是擴(kuò)頻系統(tǒng)的兩個重要的指標(biāo)。在擴(kuò)頻系統(tǒng)中，傳輸信號在擴(kuò)頻和解擴(kuò)的處理過程中，擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗干擾性能得到提高，這種擴(kuò)頻處理得到的好處就稱之為擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益，用Gp表示，定義為接收機(jī)相關(guān)處理器輸出信噪比與輸入信噪比的比值：

Gp=(S0/N0)/(Si/Ni)式中S0/N0

：輸出信噪比

Si/Ni

：輸入信噪比一般情況下，處理增益Gp為第71頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月一般情況下，處理增益Gp為：

Gp=Bc/Ba=Rc/Ra=Ta/Tc

這里Bc為擴(kuò)頻信號的射頻帶寬，Ba為信息帶寬，Rc、Ra分別為偽隨機(jī)碼切普速率和信息碼速率，Tc、Ta分別為偽隨機(jī)碼切普寬度和信息碼元寬度。由上式可知，直擴(kuò)系統(tǒng)的處理增益實(shí)際上就是頻譜擴(kuò)展的倍數(shù)，即一個數(shù)據(jù)碼元內(nèi)嵌入的偽隨機(jī)碼的切普數(shù)。由此可見，頻譜擴(kuò)展得越擴(kuò)，即偽隨機(jī)碼速率越高，處理增益越大，系統(tǒng)的抗干擾的能力就越強(qiáng)。

第72頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月干擾容限：指在保證系統(tǒng)正常工作的條件下，接收機(jī)能夠承受的干擾功率比信號功率高出的倍數(shù)，用Mj表示：

Mj=Gp–[Ls+(S/N)0](dB)式中，Ls為系統(tǒng)內(nèi)部損耗，(S/N)0為系統(tǒng)正常工作時要求的相關(guān)器的最小輸出信噪比。由上可見干擾容限直接反映了擴(kuò)頻系統(tǒng)可容許的極限干擾強(qiáng)度，即只有當(dāng)干擾功率超過干擾容限后，才能對擴(kuò)頻系統(tǒng)形成干擾。因而，干擾容限比處理增益更確切地反映了系統(tǒng)的抗干擾能力。

第73頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月3、擴(kuò)頻系統(tǒng)的偽隨機(jī)碼

在擴(kuò)展頻譜系統(tǒng)中，偽隨機(jī)碼起著非常重要的作用。在直擴(kuò)系統(tǒng)中，用偽隨機(jī)碼將傳輸信息頻譜擴(kuò)展，接收時又用偽隨機(jī)碼將信息頻帶壓縮，并將干擾功率分散，使系統(tǒng)的抗干擾能力得到提高；在跳頻系統(tǒng)中，用偽隨機(jī)碼去控制頻率合成器產(chǎn)生的頻率，使其隨機(jī)地跳變，躲避干擾。所以，偽隨機(jī)碼性能的好壞，直接關(guān)系到整個系統(tǒng)性能的好壞。在擴(kuò)頻系統(tǒng)中應(yīng)用的偽隨機(jī)碼有多種，其中m序列是最長的線性移位寄存器序列，這種序列易產(chǎn)生，且具有很好的二值相關(guān)特性，是擴(kuò)頻系統(tǒng)中應(yīng)用最多的一種偽隨機(jī)碼。第74頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月m序列的性質(zhì)：

●均衡性。在m序列的一個周期內(nèi)，“1”和“0”的數(shù)目基本相等。準(zhǔn)確的說，“1”的個數(shù)比“0”的個數(shù)多一個?！裼纬谭植?。一般來說，在m序列中，長度為1的游程占游程總數(shù)的1/2，長度為k的游程占游程總數(shù)的1/2k，在長度為k的游程中，連“1”和連“0”的游程各占一半?！褚莆幌嗉有浴序列與其位移序列之和仍然是該m序列的另外一位移序列?！裰芷谛?。m序列的周期為N=2-1。第75頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月

●m序列的自相關(guān)特性為二值周期性函數(shù)?！駇序列的功率譜。第76頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月由上圖可以看出，N越大，m序列的周期越長，Tc越小，即m序列的碼元速率越高，m序列的自相關(guān)函數(shù)和功率譜越接近白噪聲的性能。所以m序列是一種性能非常好的偽隨機(jī)(偽噪聲)序列。除了m序列外，Gold碼、M序列、R-S碼等，均可以作為擴(kuò)頻系統(tǒng)的偽隨機(jī)碼。Gold碼是由m序列優(yōu)選對產(chǎn)生的，一對m序列優(yōu)選對可產(chǎn)生2r+l條Gold碼，這里r是移位寄存器的級數(shù)。M序列是最長非線性移位寄存器序列，其長度是r級移位寄存器所能達(dá)到的最長的長度，又稱為全長序列。M序列雖然沒有m序列那樣的二值相關(guān)特性，但其序列的條數(shù)是m序列不可比擬的，為2r-1-r條，而m序列只有(Φ(2r-1))/r條。

第77頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月4、直擴(kuò)系統(tǒng)的同步同步技術(shù)是擴(kuò)頻系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)，同步性能的好壞直接關(guān)系到擴(kuò)頻系統(tǒng)的性能的優(yōu)劣，在一個通信系統(tǒng)中，同步單元起到了舉足輕重的作用。同步作用：直擴(kuò)系統(tǒng)只有在完成偽隨機(jī)碼的同步后，才可能用同步的偽隨機(jī)碼對接收的擴(kuò)頻信號進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，把擴(kuò)頻的寬帶信號恢復(fù)成非擴(kuò)頻的窄帶信號，以便從中將傳送的信息解調(diào)出來。所以，人們花費(fèi)了大量的精力和財(cái)力來研究擴(kuò)頻系統(tǒng)的同步問題。第78頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月直擴(kuò)系統(tǒng)的同步包括：●偽隨機(jī)碼同步。只有完成偽隨機(jī)碼的同步后，才可能使相關(guān)解擴(kuò)后的有用信號落入中頻相關(guān)濾波器的通頻帶內(nèi)?！裎煌健０▊坞S機(jī)碼的切普同步和傳輸信息的碼元定時同步。●幀同步。提取幀同步后，就可提取幀同步后面的信息?！褫d波同步。直擴(kuò)系統(tǒng)多采用相干檢測，載波同步后，可為解調(diào)器提供同步載波，另一方面保證解擴(kuò)后的信號落入信號中頻頻帶內(nèi)。第79頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月偽隨機(jī)碼同步：同步一般可分為兩步進(jìn)行，即捕獲和跟蹤。捕獲：又稱為粗同步或初始同步，捕獲是對輸入擴(kuò)頻信號的同步信息進(jìn)行搜索，使收發(fā)雙方用的偽隨機(jī)碼的相位差小于一個偽隨機(jī)碼切普Tc；跟蹤：又稱為精同步，它是在捕獲的基礎(chǔ)上，使收發(fā)雙方的偽隨機(jī)碼的相位誤差進(jìn)一步減小，保證收端的偽隨機(jī)碼的相位一直跟隨接收到的信號的偽隨機(jī)碼的相位在一允許的范圍內(nèi)變化。跟蹤與一般的數(shù)字通信系統(tǒng)的跟蹤方法類似，關(guān)鍵還是在第一步--捕獲。直擴(kuò)系統(tǒng)中初始同步的方法很多，以相關(guān)檢測、跟蹤環(huán)路捕獲為主，再就是利用匹配濾波器的方法來實(shí)現(xiàn)。第80頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月三、跳頻跳頻系統(tǒng)的載頻受一偽隨機(jī)碼的控制，不斷地、隨機(jī)地跳變，可看成載波按一定規(guī)律變化的多頻頻移鍵控(MFSK)。與直擴(kuò)系統(tǒng)相比，偽隨機(jī)碼并不直接傳輸，而是用來選擇信道。1、跳頻系統(tǒng)的組成跳頻系統(tǒng)的組成如圖6.8所示。

第81頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月第82頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月2、跳頻圖案跳頻系統(tǒng)的頻率跳變，受到偽隨機(jī)碼的控制，時間不同，偽隨機(jī)碼的相位不同，對應(yīng)的頻率合成器產(chǎn)生的頻率也不同。把跳頻系統(tǒng)的頻率跳變規(guī)律稱為跳頻圖案。跳頻圖案是時間和頻率的函數(shù)，又稱為時間-頻率矩陣，簡稱時-頻矩陣。時-頻矩陣可直觀地描述出頻率跳變規(guī)律。如圖6.10所示

第83頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月3、跳頻系統(tǒng)的同步在跳頻系統(tǒng)中，接收機(jī)本地頻率合成器產(chǎn)生的跳變頻率必須與發(fā)端的頻率合成器產(chǎn)生的跳變頻率嚴(yán)格同步，才能正確地進(jìn)行相關(guān)解跳，使得接收的有用信號恢復(fù)成受信息調(diào)制的固定中頻信號，以便從中解調(diào)出有用信息。但由于時鐘漂移、收發(fā)信機(jī)之間的距離變化，在時間上有差異；又因振蕩器頻率的漂移等同步的不確定因素，所以同步的過程就是搜索和消除時間及頻率偏差的過程，以保證收發(fā)雙方的碼相位和載波的一致性。跳頻系統(tǒng)的同步:一般包括跳頻圖案的同步、幀同步、信息碼元同步等，在這些同步中，關(guān)鍵是跳頻圖案的同步。第84頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月跳頻圖案的同步：可分為兩步進(jìn)行，即捕獲與跟蹤。捕獲是使收發(fā)雙方的跳頻圖案的差在時間上小于一跳的時間Th，跟蹤要達(dá)到的目標(biāo)是使收發(fā)雙方的跳頻圖案在時間和頻率上同步，達(dá)到系統(tǒng)正常工作所要求的精密。跳頻是由偽隨機(jī)碼決定的，因此跳頻圖案的同步實(shí)際上是收發(fā)雙方偽隨機(jī)碼的同步，即解決兩偽隨機(jī)碼的時間(或相位)不確定的問題，這一點(diǎn)與直擴(kuò)系統(tǒng)中的偽隨機(jī)碼的同步一致。與直擴(kuò)系統(tǒng)相比較，由于跳頻系統(tǒng)的跳頻駐留時間Th比直擴(kuò)系統(tǒng)的偽隨機(jī)碼切普寬度Tc要大得多，允許的絕對誤差就大得多，因此跳頻系統(tǒng)的同步時間和同步精度都優(yōu)于直擴(kuò)系統(tǒng)。

第85頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月跳頻同步主要有以下幾種方法：(1)精確時鐘定時法這種方法用高精度時鐘控制收發(fā)雙方的跳頻圖案，也就是用精確的時鐘減少了收發(fā)雙方偽隨機(jī)碼相位的不確定性，因此同步快、準(zhǔn)確性好、保密性好，是戰(zhàn)術(shù)通信中常用的一種同步方法。(2)同步字頭法將帶有同步的信息(如時間信息等)作為同步字頭置于跳頻信號的最前面，或在信息的傳輸過程中離散地插入這種同步頭。這種同步方法具有同步搜索快、容易實(shí)現(xiàn)、同步可靠等特點(diǎn)。

第86頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月(3)匹配濾波器法匹配濾波器法同步，是對同步頭進(jìn)行匹配濾波，一旦輸入的跳頻信號與匹配濾波器相匹配，就表明收到了同步頭，即完成了時間的同步。匹配濾波器具有很強(qiáng)的信號處理能力，將其用于同步系統(tǒng)，會使同步系統(tǒng)簡化、同步時間縮短、同步性能提高。這種同步方式特別適合于快速跳頻系統(tǒng)和突發(fā)通信系統(tǒng)。

第87頁，課件共102頁，創(chuàng)作于2023年2月四、直接序列擴(kuò)頻和跳頻技術(shù)性能比較擴(kuò)頻技術(shù)的最大優(yōu)點(diǎn)在于較強(qiáng)的抗干擾能力，以及保密、多址、組網(wǎng)、抗多徑等。但由于各種擴(kuò)頻方式的抗干擾等機(jī)理不同。直擴(kuò)系統(tǒng)：是靠偽隨機(jī)碼的相關(guān)處理，降低進(jìn)入解調(diào)器的干擾功率來達(dá)到抗干擾的目的；跳頻系統(tǒng)：是靠載頻的隨機(jī)跳變，躲避干擾，將干擾排斥在接收通道以外來達(dá)到抗干擾的目的。這兩者都具有很強(qiáng)的抗干擾的能力，各有自己的特點(diǎn)，也存在自身的