CMOS多頻段低噪聲放大器設(shè)計(jì)-新品速遞

精品文檔-下載后可編輯CMOS多頻段低噪聲放大器設(shè)計(jì)-新品速遞近年來，隨著無線通信技術(shù)的蓬勃發(fā)展，可兼容多種移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的新一代移動(dòng)終端的研究正逐漸成為熱點(diǎn)。要實(shí)現(xiàn)多頻段的移動(dòng)終端接收系統(tǒng)，需要解決的首要問題就是如何實(shí)現(xiàn)位于該系統(tǒng)級(jí)的低噪聲放大器LNA的多頻段化。傳統(tǒng)的方法是將多個(gè)單頻段的LNA并聯(lián)起來使用，但會(huì)造成較大的功耗，占用較大的芯片面積，增加成本，而且隨著接收標(biāo)準(zhǔn)的不斷增多，該方法終將不可行；另外一種實(shí)現(xiàn)多頻段的方式是采用開關(guān)式LNA，但其只能工作于一個(gè)頻段下，當(dāng)希望能同時(shí)工作于多個(gè)頻段時(shí)，該方法也將不適用；還可以采用寬帶LNA來實(shí)現(xiàn)多個(gè)頻段的放大，但同時(shí)也會(huì)放大其他頻段的干擾信號(hào)。本設(shè)計(jì)中的并行式多頻段LNA為單個(gè)LNA，但能同時(shí)工作在不同頻段下且放大所需頻段的信號(hào)。電路設(shè)計(jì)

該多頻帶LNA總體電路如圖1所示，由于1.8GHz、1.9GHz和2GHz頻段很靠近，因此考慮設(shè)計(jì)一個(gè)0.9/1.9GHz的雙頻段LNA，以1.9GHz為中心頻率，適當(dāng)增大其帶寬，使其覆蓋1.8～2GHz，終實(shí)現(xiàn)所需要的四頻段LNA。

圖1整體電路圖

1噪聲分析

高頻下MOSFET的噪聲主要包括漏電流噪聲和柵電流噪聲。對(duì)圖1中帶有源極電感的共源MOSFET進(jìn)行噪聲分析，得噪聲系數(shù)為：

(1)

其中，Rs為信號(hào)源電阻；Zt＝Zg＋Zs＋Zgs，Zg和Zs為連接到柵極和源極的阻抗，Zgs是連接輸入管柵漏兩端的阻抗，一般為1/jωCgs；，為MOSFET的柵電流噪聲，，為漏電流噪聲。

在功耗限制和阻抗匹配條件下，輸入級(jí)品質(zhì)因數(shù)Qs≡1/ωCgsRs在3.5～5.5之間時(shí)噪聲系數(shù)能達(dá)到值，如式（2）所示?？梢钥吹?，理論上噪聲只能在一個(gè)頻率點(diǎn)下達(dá)到，而不可能同時(shí)在多個(gè)頻率下具有值。隨著頻率ω的增大，噪聲將變大。因此對(duì)于0.9GHz和1.9GHz兩個(gè)頻段而言，為了達(dá)到噪聲系數(shù)的平衡，選擇在噪聲較差的高頻段1.9GHz處進(jìn)行噪聲匹配，由此可確定Cgs大約為0.48pF，對(duì)應(yīng)的輸入管尺寸為650μm（W）×0.35μm（L）。

Fmin≈1＋2.3ω/ωT（2）

2輸入阻抗匹配

與傳統(tǒng)的單頻段LNA相比，本LNA的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)必須同時(shí)在多個(gè)頻段下匹配到50Ω。圖2(a)所示為采用源端電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，其等效電路如圖2(b)所示。其包括兩個(gè)LC槽，其中，L0′=Lg＋Ls，C0′＝Cgs。輸入阻抗可表示為：

(3)

圖2（a）輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

圖2（b）輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路

根據(jù)阻抗匹配條件，可得出在多個(gè)頻率下，輸入阻抗的實(shí)部和虛部需滿足以下條件：

gm1ls/Cgs=50Ω(4)

(5)

求解式(5)，可得兩個(gè)不同的ω值，ω1和ω2。因此，該輸入網(wǎng)絡(luò)在兩個(gè)頻段ω1和ω2下均可滿足阻抗匹配的要求。

(6)

本設(shè)計(jì)中ω1和ω2的期望值分別為0.9GHz和1.9GHz，滿足這兩種頻率下諧振的元件值L0、L0’、C0、C0’將不止有一組。而在實(shí)際設(shè)計(jì)所采用的工藝庫中，電感值是一系列分離值，因此必須結(jié)合實(shí)際電感值進(jìn)行選取。終實(shí)現(xiàn)的元件值是L0=7.23nH，C0=2.5pF，Lg=10.5nH，Ls=1.14nH。

3輸出阻抗匹配

輸出阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)與輸入阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)類似，應(yīng)考慮在多個(gè)頻段下實(shí)現(xiàn)良好的匹配，同時(shí)輸出級(jí)的設(shè)計(jì)還要滿足增益的要求。圖3(a)為本設(shè)計(jì)中的輸出網(wǎng)絡(luò)，其分為三部分，A1部分提供大的輸出阻抗，以實(shí)現(xiàn)較高的增益；A2和A3共同實(shí)現(xiàn)雙頻帶，A2負(fù)責(zé)阻抗下變換，將阻抗實(shí)部匹配到50Ω，A3則對(duì)虛部進(jìn)行共軛匹配。

圖3（a）輸出網(wǎng)絡(luò)

圖3（b）等效輸出網(wǎng)絡(luò)

將輸出網(wǎng)絡(luò)等效為如圖3(b)所示的形式，可得：

(7)

(8)

其中，Q1=ωL1/R1。

在輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)中，R1’越大，增益越大，Q1也越大，但此時(shí)R1就越小，輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬變小。由于高頻段的設(shè)計(jì)是以1.9GHz為中心頻率，輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)需使其具有足夠的帶寬覆蓋1.8～2GHz，因此與L1串聯(lián)的電阻R1的選取要使增益與輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬達(dá)到一定的平衡。

終實(shí)現(xiàn)的元件值為L1=5.58nH，R1=15Ω，C1=1.6pF，L2=4nH，C2=5.14pF，L3=8nH，C3=16.2pF。

仿真結(jié)果

基于TSMC0.35μmSiGeBiCMOS射頻工藝庫，采用Cadence的SpectreRF仿真器對(duì)所設(shè)計(jì)的多頻段LNA進(jìn)行仿真，得到0.9/1.8/1.9/2GHz四頻段下LNA主要性能指標(biāo)如圖4所示。

圖4（a）S21指標(biāo)

圖4（b）S11和S22指標(biāo)

圖4（c）噪聲系數(shù)NF

圖4(a)為LNA的增益S21，由圖可看出，在感興趣的頻段內(nèi)，LNA的增益均大于10dB，且?guī)?nèi)波動(dòng)控制在0.4dB左右。圖4(b)所示為LNA輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22，與0.9GHz處相比，1.9GHz附近的頻帶寬度被適當(dāng)?shù)恼箤?，覆蓋了1.8～2GHz，所需頻段處S11和S22均在-10dB以下。在本設(shè)計(jì)中為了達(dá)到高低頻下噪聲的平衡，考慮在高頻處進(jìn)行噪