現(xiàn)代通信原理-ch2語音信號的數(shù)字傳輸

第二講

語音信號的數(shù)字傳輸2第一節(jié)概述第二節(jié)脈沖編碼調制（PCM）第三節(jié)自適應脈沖編碼調制（ADPCM)第四節(jié)復用技術主要內容3知識點PCMPCM系統(tǒng)組成及各組成部分的作用(*)抽樣定理及應用；抽樣信號的重建(*)量化、最佳量化器、均勻量化器、最佳非均勻量化器、實際非均勻量化器(*)量化信噪比與量化比特數(shù)的關系（*）通信中語音量化采用13折線的理由(*)A律國際標準編、譯碼的方法；非線性碼到線性碼的轉換(*)4ADPCMDPCM組成；系統(tǒng)總量化信噪比、預測增益復用技術幾種復用技術的概念（*）OFDM基本原理、理解OFDM優(yōu)缺點（*）PCM基群速率及來歷復用與復接的概念PDH與SDH的比較第一節(jié)概述6概述語音信號數(shù)字編碼方法7語音信號數(shù)字編碼方法波形編碼參量編碼混合編碼編碼方法PCM△M－－－16～64KbpsADPCMLPC－－1.2~4.8Kbps88－－－RPE_LPT（規(guī)則脈沖激勵長期預測）－泛歐GSM－13Kbps89－－－VSELP（矢量和線性預測）－8Kbps93－－－QCELP－IS960.8K~8.5Kbps96－－－EVRC－IS1278PCMLPC混合編碼波形編碼參量編碼?編碼速率大?編碼語音質量高?編碼語音質量差?編碼速率低9分析器合成器源語音余量信號合成語音LP分析激勵線性預測編碼10激勵信號發(fā)生器綜合濾波器源語音感覺加權均方誤差最小合成分析法多脈沖線性預測編碼碼激勵線性預測編碼LP分析激勵第二節(jié)

脈沖編碼調制（PCM）12脈沖編碼調制（PCM）2.1脈沖調制方法2.2PCM原理2.3抽樣2.4量化2.5編碼132.1脈沖調制方法14PAM15理想抽樣：1617自然抽樣：18平頂抽樣：192.2PCM原理20發(fā)送端：主要包括抽樣、量化、編碼三個過程。

a.抽樣：是把連續(xù)時間模擬信號轉換成離散時間連續(xù)幅度的抽樣 信號，也即脈沖幅度調制信號（PAM）；b.量化：是把離散時間連續(xù)幅度的抽樣信號轉換成離散時間、離 散幅度的數(shù)字信號（也即量化的PAM信號）；

c.編碼：將量化后的信號編碼形成一個二進制碼組輸出。

從通信中的調制概念看，可以認為PCM編碼過程是模擬信號調制一個二進制脈沖序列的過程，載波為脈沖序列，調制改變脈沖序列的有無或“1”、“0”，所以稱其為脈沖編碼調制。

除此之外，發(fā)送端的預濾波器的作用是為了將模擬信號的頻帶限制在一定范圍內，比如將語音信號限制在300Hz～3400Hz的頻帶內，其目的是為了消除抽樣時引起的頻譜混疊。21接收端：

a.二進制碼組反變換成重建的模擬信號，即對 PCM譯碼，得PAM信號；

b.PAM信號經低通濾波器（LPF）還原成模擬信號 （包含量化噪聲及信道傳輸誤碼引起的噪聲）。實際中，一般采用抽樣保持電路，所以低通濾波器均需采用x/sinx型頻率響應以補償抽樣保持電路引入的頻率失真。22232.3抽樣抽樣間隔的確定信號重建24低通抽樣一個頻帶限制在內的連續(xù)信號，如果抽樣頻率大于或等于,則可以由抽樣序列無失真地重建恢復原始信號。2526δT(t)δT(f)-2fs-fs0fs2fs

f-fHfH00tf2fsfsfs0tt00Ts2Ts要使抽樣序列的頻譜不相交迭，則要求，其中是低通信號的帶寬，即要求：27帶通抽樣帶通抽樣定理告訴我們，對于帶通信號，抽樣頻率應滿足下列關系式：其中N為不超過的最大正整數(shù)。由此可知，必有0≤M<1。28帶通信號的抽樣

帶通信號的頻譜限制在，帶寬為

0B信號經抽樣頻率為的脈沖序列抽樣后，它的頻譜為：29要求從抽樣序列中不失真的恢復出原來信號，則要求

不相重迭。（1）當若選，或，則可以保證平移后的頻譜不相重迭。這時可以用通帶為（fL,fH)的帶通濾波器選出這個帶通信號。

0B30（2）當時

0B同樣如果抽樣頻率滿足，則頻譜搬移過程中不會發(fā)生重迭的。見P109，圖5-8。

31從

則從

從

從

則從

一般則從

注意：低通信號的不重迭抽樣頻率要求，帶通信號則要求，

32抽樣間隔的確定信號重建33內插濾波3435階梯波重建36階梯波重建37抽樣保持τ低通在低通濾波之前用頻率響應為的網絡進行校正

382.4量化參考資料9.《數(shù)字通信原理》《PrinciplesofDigitalCommunication》加拉格(RobertG.Gallager)第三章量化標量量化：模擬實數(shù)映射為離散實數(shù)。矢量量化：一次對n個信源變量進行編碼。設計準則上考慮：給定量化集條件下均方失真最?。唤o定量化輸出熵條件下的均方失真最小?！鼐幋a量化392.4量化1.基本概念2.最佳量化器3.量化方式均勻量化（正弦、語音信號）最佳非均勻量化實際的非均勻量化401.基本概念分層電平量化電平量化電平數(shù)量化間隔量化誤差×××××412.最佳量化器最佳：即使量化誤差的均方值最小42

稱為量化噪聲，量化噪聲一般用均方誤差來度量。設輸入信號的概率分布密度為，則量化噪聲

若把積分區(qū)域分割成L個量化間隔43最佳量化器就是在給定輸入信號概率密度與量化電平數(shù)L的條件下，求出一組分層電平值與量化電平值使均方誤差為最小值。44由物理意義：分層電平在量化電平的中點。45物理意義：量化電平在量化間隔的質心。最佳值不能用閉合公式表示，通常通過迭代方法逐次逼近。

P116，表5-1四種分布的最佳量化特性46討論：L>>1時，

最佳量化電平正好在分層電平的中點。47量化噪聲48當很小時，可寫成積分形式

為最大量化電平超過（－V，V）時，稱為量化過載

過載噪聲

Px(x)對稱分布時49總量化噪聲503.量化方式（1）均勻量化

（正弦、語音信號）（2）最佳非均勻量化（3）實際的非均勻量化理想對數(shù)量化A律壓縮特性A律壓縮特性的實現(xiàn)51(1)均勻量化分層間隔

L為分層數(shù)有：

此時，量化噪聲與信號統(tǒng)計特性無關。52例1. 若量化器輸入信號為正弦信號，Am為幅度量化信噪比

,為編碼位數(shù)（二進制）。令歸一化有效值53則用dB來表示

時，剛發(fā)生過載此時，增加1位，增大6dB

54例2. 實際語音信號語音信號幅度的概率密度可近似地用拉普拉斯分布來表示，即這里，是信號的均方根值。

55當D＜0.2時，過載噪聲很小，有

56

電話語音信號的均方值變動范圍即語音動態(tài)范圍可達（40－50）dB，高質量電話（長途電話）的至少應大于25dB以上。如果采用均勻量化，為了滿足在40－50dB的范圍內的大于25dB的要求，必須采用n=12位的均勻量化器。57(2)最佳非均勻量化

對于語音信號而言，采用均勻量化是不合理的，小信號出現(xiàn)概率大，對噪聲功率的貢獻也大，為了使提高，應當減小小信號時的量化間隔。為此，應采用非均勻量化，小信號時量化“細”，大信號時量化“粗”。即采用“瞬時壓擴”的概念，以改善信噪比。5859（x）求該值最小時的f(x)特性60根據泛函求極值——拉格朗日乘子法：問題和結論：針對分布為拉普拉斯分布的語音信號，f(x)與信號的方差有關。圖5-19表明：方差偏離最佳值，量化信噪比急劇下降，故最佳壓縮特性未獲得實際應用。61(3)實際非均勻量化理想對數(shù)量化按照信號動態(tài)范圍內量化信噪比保持平穩(wěn)來設計：問題和結論：實際中無法實現(xiàn)，要對小信號段進行修正。62A律壓縮特性按照信號動態(tài)范圍內量化信噪比保持平穩(wěn)來設計：問題和結論：實現(xiàn)困難，實際中采用13折線法來逼近。ITUG.712建議中取A＝87.66364Z65最佳量化器均勻量化器非均勻量化器理想對數(shù)量化器A律對數(shù)壓縮特性量化13折線A律壓縮特性量化662.5編碼（A律國際標準）

（1）碼型 （2）規(guī)則 （3）幾個問題67自然二進制碼與折迭二進制碼

折迭碼的一個優(yōu)點是對于小電平信號（絕對值?。?，若發(fā)生一個“比特”錯誤所產生的誤差比自然碼小。大信號時自然二進碼誤差小。

（以最高位出錯為例）68規(guī)則：8位二進制碼

M1M2M3M4M5M6M7M8極性碼段落碼段內碼（電平碼）量化間隔：最大：△max=(1/2)/(24)=1/32

最小：△min=(1/27)/(24)=1/211

=1/204869段落序號段落碼M2M3M4

8765432111111010110001101000100070量化序號段內碼M5M6M7M81514131211109876543210111111101101110010111010100110000111011001010100001100100001000071幾個問題1)多少位線性碼才能達到最小量化間隔？2）對數(shù)PCM轉換為線性PCM的原因及方法。p1343）最小量化間隔為2單位與1單位的區(qū)別？p13472非均勻量化7位碼到11位均勻量化線性碼的轉換：101/21/81/41/801/161/1281/641/3211111010110001101000000173000ABCD001ABCD010ABCD011ABCD100ABCD101ABCD110ABCD111ABCD0000000ABCD0000001ABCD000001ABCD×00001ABCD××0001ABCD×××001ABCD××××01ABCD×××××1ABCD××××××非均勻量化7位碼到11位均勻量化線性碼的轉換：7位11位線性碼＋16×2×2×2×2×2×27475第三節(jié)ADPCM77自適應差分脈沖編碼調制（ADPCM）3.1DPCM基本原理目的方法收發(fā)端具體實現(xiàn)線性預測3.2自適應預測、自適應量化78

利用信源記憶性，用前面的樣本預測后面的樣本，可以改善PCM的性能。使在相同量化電平數(shù)目下，量化誤差減少；或者在相同量化誤差下使量化電平數(shù)M減少，從而降低碼率。DPCM技術正是利用以前的樣本值來預測當前樣本值，然后對樣本值與預測值的差值進行量化，這樣可以減少量化電平數(shù)。79原始信號：抽樣器量化器編碼器預測器譯碼器預測器-預測信號：重建信號：差值信號：量化差值信號：80如果發(fā)、收端的預測器相同，而且信道傳輸沒有誤碼，則

當采用N階線性預測器時：DPCM誤差為：抽樣器量化器編碼器預測器譯碼器預測器-81系統(tǒng)總的量化信噪比為：抽樣器量化器編碼器預測器譯碼器預測器-預測增益82P(Z)-極點預測器：即對Se(k)由其之前的N個S(N-i）（i=1,2,…，N）的線性組合來預測：即取Z變換：83P(Z)+為全極點預測器84P(Z)-P(Z)-發(fā)端：在實際中，采用本地解碼信號Sr(k)作為預測器的輸入信號。P(Z)+發(fā)端收端85實現(xiàn)最佳預測，關鍵求出，使Gp最大，即E[d2]最小。忽略量化誤差，有：令：可求得最佳預測系數(shù)。868788899091第四節(jié)復用技術93復用技術4.1頻分多路復用（FDM）直接法FDM復級法FDM4.2正交頻分復用（OFDM） OFDM基本原理4.3時分多路復用（TDM）TDM基本原理時分復用的PCM系統(tǒng)PCM30/32路典型終端介紹944.1頻分多路復用（FDM）95直接法：復用路數(shù)不很大時采用。96復級法：利用多級調制產生合成信號與直接法比較其載波數(shù)少！97立體聲廣播信號頻譜結構98

調頻立體聲廣播系統(tǒng)發(fā)送與接收原理圖

(a)發(fā)送端;(b)接收端99ADSL頻譜結構1001014.2正交頻分復用（OFDM）102單載波調制：把數(shù)據流所構成的基帶信號去調制一個載波。多載波調制：先把高速數(shù)據流經串并變換轉換成一組低速數(shù)據流，然后各自去調制相應載波，并行傳輸。多載波調制，也稱為多音調調制。通常的頻分復用（FDM）就是多載波調制。正交頻分復用調制（OFDM）是一種特殊的多載波調制方式。內容選自參考書7：《數(shù)字通信基礎》電子工業(yè)出版社仇佩亮1031、OFDM方式允許各子信道頻譜重迭；

節(jié)省了的頻帶

ff2．為了防止各子信道之間的串擾，OFDM要求各子載波相互正交；

3．OFDM可以利用離散Fourier變換（DFT）來實現(xiàn)其調制和解調；

正交頻分復用調制與傳統(tǒng)的頻分復用的區(qū)別：104OFDM的優(yōu)點：OFDM把數(shù)據流分成多個低碼率的子數(shù)據流，用這些低碼率子數(shù)據流去調制相應的子載波。這樣使被傳輸?shù)能尢柕某掷m(xù)時間展寬，有利于減少碼間干擾（ISI）；由于整個信道頻帶被分成一系列子頻帶，所以窄帶干擾只影響其中一個或少數(shù)幾個子信道，對于大多數(shù)子信道沒有影響，因而OFDM減輕了窄帶干擾和頻率選擇性干擾的影響。通過自適應技術可使受干擾輕的子信道傳輸較高的碼率，受干擾嚴重的子信道傳輸?shù)偷拇a率、或者干脆不傳輸任何信息，這樣可以充分利用信道容量，實現(xiàn)信息論中的灌水原則【見下頁參考文獻】。OFDM有許多優(yōu)良性能，使得它在通信中，特別在寬帶傳輸中，如DVB、DAB、ADSL、無線局域網和無線廣域網中獲得廣泛應用。105余官定;張朝陽;仇佩亮.OFDM系統(tǒng)功率和比特分配算法研究[J]

電子與信息學報,2005,V27(9):1479-1482

MunzG,PfietschingerS,SpeidelJ.AnefficientwaterfillingalgorithmformultipleaccessOFDM.IEEEGLOBECOM’02,Taipei,Taiwan,2002,1:681-685.106OFDM的某些缺點：對于同步有更高要求；OFDM是多路載波的合并傳輸，故有時多路子載波同相合并，增強了信號幅度，有時反相合并會抵消了信號幅度，所以OFDM信號的幅度起伏較大，造成信號峰均比較大，使得OFDM對于功率線性放大提出了嚴格要求。1071OFDM的基本模型與DFT實現(xiàn)

一般OFDM的每個子載波采用PSK調制或QAM調制。令N表示子載波數(shù)目，T表示OFDM符號的有效持續(xù)時間，表示第i個子信道上傳輸?shù)膹蛿?shù)數(shù)據符號，是第i個子載波的頻率，為矩形脈沖波形，即從時刻開始的一個OFDM苻號為

，相應的復數(shù)等效基帶信號可表示為：，108圖中表示組成OFDM信號的4個子載波。在實際系統(tǒng)中各子載波的幅度和相位往往是不相同的。但在一個OFDM的有效符號時間T中都包含了每個子載波的整數(shù)個周期，而且相鄰子載波在一個OFDM有效符號時間中相差一個周期。

109子載波的正交性，及解調：所以OFDM接收機對第k個子載波解調為，于是其它的子載波對于解調子載波不造成干擾。由于OFDM子載波之間的正交性，即110OFDM信號的頻譜可看成是周期為T的矩形脈沖波形的頻譜與各子載波頻率上的函數(shù)的卷積。

OFDM信號的頻譜：111用離散Fourier逆變換（IDFT）構成OFDM基帶信號：對復數(shù)等效基帶信號以時間間隔采樣，得到

表示是對進行IDFT運算的結果。反過來在接收端為了恢復出數(shù)據，可以對進行反變換，即DFT變換，

OFDM的調制和解調可以由IDFT和DFT來完成。通過N點IDFT運算把頻域數(shù)據符號變換成時域數(shù)據符號，然后經過加循環(huán)前綴、并串變換和數(shù)模變換轉換成時域波形，再經過頻率上搬移到射頻，發(fā)送出去。在接收端進行相應的逆變換。

112串并變換

多載波調制（IDFT）加循環(huán)前綴和并串變換D/A變換頻率上變換頻率下變換A/D變換去循環(huán)前綴和串并變換

多載波解調（DFT）并串變換OFDM的調制，解調系統(tǒng)方框圖

在OFDM系統(tǒng)的實際運用中，可采用更方便、更快捷的IFFT/FFT。

1132保護時間與循環(huán)前綴

為了最大限度地消除碼間干擾（ISI），可以在OFDM符號之間加入保護時間。保護時間的長度要大于預期的多徑信道最大時延擴展。在保護時間中，OFDM系統(tǒng)完全不傳輸數(shù)據，它是一段空白。這樣使得一個符號的多徑時延分量不會干擾后繼符號。加上保護時間后的OFDM符號時間長度為，其中OFDM的積分時間（即IDFT/DFT時間），仍為T（有效符號時間），相鄰子載波頻率間隔仍為。114空白的保護時間雖然能夠消除多徑展寬引起的碼間干擾，但使子載波之間的正交性被破壞，產生子載波之間的串擾，即產生信道間干擾（ICI）。對子載波#1的ICI

延時的子載波#2

保護時間OFDM有效符號時間（FFT時間）

OFDM符號時間

子載波#1

115為了消除子信道之間的串擾，OFDM采用在原來空白保護時間中加循環(huán)前綴的方法。把OFDM符號的后面一段波形復制到原來空白保護時間中。由于OFDM有效時間T中包含了子載波的整數(shù)周期，所以這樣加循環(huán)前綴不會在拼接處造成相位的突變。116設經過IDFT的OFDM時域數(shù)據為：

則加循環(huán)前綴后的OFDM符號為：其中為循環(huán)前綴的長度。

117多徑傳播對OFDM符號的影響第一徑

反射徑

OFDM符號時間

反射時延

保護時間

FFT積分時間

相位跳變

虛線是實線信號的時延復制品。OFDM的各子載波經過BPSK調制，在符號邊界處可能發(fā)生相位跳變，對于虛線來說，這種相位跳變只能發(fā)生在實線信號的相位跳變之后。由于多徑延時小于保護時間，所以可以保證在DFT的運算時間長度T中，不會發(fā)生信號相位的跳變。這不影響子載波之間的正交性。118OFDM信號的功率譜

（當各子載波分配到相同功率時）

1/TN=32的OFDM功率譜密度

119對OFDM信號采用“加窗”技術可使帶外功率譜密度下降得更快，“加窗”意味著不采用矩形脈沖加權，采用其它形狀的脈沖加權，使得OFDM符號的幅度在邊界處平滑地下降到零。常用的“窗”類型有升余弦窗等。

功率譜密度（db）

頻率/帶寬

120OFDM發(fā)射框圖OFDM調制器組121OFDM接收框圖OFDM解調器組122OFDM調制原理123OFDM的作用無線信道的多徑傳播特征可以用有限沖激響應(FIR)濾波器來刻畫。這種信道的記憶特性總會引起碼間串擾(ISI)或塊間串擾(IBI)。當數(shù)據傳輸速率進一步提高時，頻率選擇性衰落變得明顯，碼間串擾(ISI)加重。OFDM技術由于實現(xiàn)了并行傳輸，各個子載波攜載的數(shù)據速率較低，符號持續(xù)期相對得到延長，從而減少了ISI和多徑衰落。由于在多個子載波上傳播數(shù)據，OFDM技術能夠有效對抗無線衰落信道的頻率選擇性衰落。124OFDM子載波之間的正交性OFDM技術允許相鄰子載波的頻譜有很大程度的重疊，重疊度甚至可以達到50%，從而能更加有效地利用可用頻段?？梢哉J為每個子信道的頻譜對應一個sinc函數(shù)。子載波之間相互正交，故攜載于不同子載波上的信息互不影響。125子載波間正交性的證明在OFDM系統(tǒng)的發(fā)射機端，若發(fā)射符號的持續(xù)期記為，則OFDM塊的持續(xù)期滿足。相鄰子載波間的頻率間隔滿足。如果將第一個子載波的RF頻率作為參考頻率，則任意第m個子載波的RF頻率為。對于第m個和第l個任意兩個子載波，它們滿足126127OFDM的優(yōu)點OFDM技術能夠比較好地解決多徑衰落和ISI。OFDM技術，結合自適應調制和子載波間的功率分配，能夠更加有效地利用寶貴的可用RF頻譜資源。OFDM技術能有效對抗窄帶干擾。OFDM技術可以在不連續(xù)的帶寬上實現(xiàn)。128129OFDM的不足OFDM技術固有的、相對較大的峰平功率比(Peak-to-AveragePowerRatio,PAPR)，會在一定程度上削弱RF放大器的功率效率。本質上，OFDM系統(tǒng)對頻率偏移和相位噪聲更加敏感。存在于發(fā)射機和接收機之間的頻率抖動和多普勒頻移，會導致比較嚴重的載波間干擾(ICI)。1304.3時分多路復用（TDM）131PAM時分復用原理圖3–393路時分復用方框圖1323路時分復用波形(a)第1路；(b)第2路；(c)第3路；(d)3路合成的波形133

時分復用的PCM系統(tǒng)TDM—PCM方框圖134PCM30/32路典型終端設備介紹1.基本特性話路數(shù)目：30。抽樣頻率：8kHz。壓擴特性：A=87.6/13折線壓擴律，編碼位數(shù)k=8，采用逐次比較型編碼器，其輸出為折疊二進制碼。每幀時隙數(shù)：32?？倲?shù)碼率：8×32×8000=2048kb/s。1352.幀與復幀結構圖3–42幀與復幀結構136(1)時隙分配。在PCM30/32路的制式中，抽樣周期為1/8000=125μs，它被稱為一個幀周期，即125μs為一幀。一幀內要時分復用32路，每路占用的時隙為125/32=3.9μs，稱為一個時隙。因此一幀有32個時隙，按順序編號為TS0、TS1、……、TS31。時隙的使用分配為①TS1～TS15,TS17～TS31為30個話路時隙。②TS0為幀同步碼，監(jiān)視碼時隙。③TS16為信令(振鈴、占線、摘機……等各種標志信號)時隙。137(2)話路比特的安排。每個話路時隙內要將樣值編為8位二元碼，每個碼元占3.9μs/8=488ns，稱為一比特，編號為1～8。第1比特為極性碼，第2～4比特為段落碼，第5～8比特為段內碼。

(3)TS0時隙比特分配。為了使收發(fā)兩端嚴格同步，每幀都要傳送一組特定標志的幀同步碼組或監(jiān)視碼組。幀同步碼組為“0011011”，占用偶幀TS0的第2～8碼位。第1比特供國際通信用，不使用時發(fā)送“1”碼。奇幀比特分配為第3位為幀失步告警用，以A1表示。同步時送“0”碼，失步時送“1”碼。為避免奇幀TS0的第2~8碼位出現(xiàn)假同步碼組，第2位碼規(guī)定為監(jiān)視碼，固定為“1”，第4~8位碼為國內通信用，目前暫定為“1”。138(4)TS16時隙的比特分配。若將TS16時隙的碼位按時間順序分配給各話路傳送信令，需要用16幀組成一個復幀，分別用F0、F1、……F15表示，復幀周期為2ms，復幀頻率為500Hz。復幀中各子幀的TS16分配為①F0幀：1～4碼位傳送復幀同步信號“0000”；第6碼位傳送復幀失步對局告警信號A2，同步為“0”，失步為“1”。5、7、8碼位傳送“1”碼。②F1～

F15各幀的TS16前4比特傳1～

15話路信令信號，后4比特傳16～

30話路的信令信號。1393.PCM30/32路設備方框圖140單路編譯碼片構成的PCM30/32路方框圖1414.4數(shù)字復接技術1421.數(shù)字復接設備方框圖1432復接等級和速率系列1443正碼速調整

異步復接二次群幀結構145正碼速調整原理1464光纖通信同步數(shù)字系列簡介

隨著電信網的發(fā)展和用戶要求的提高，光纖通信中的傳統(tǒng)準同步(PDH)系統(tǒng)暴露出一些固有的弱點，即：

(1)歐洲、北美和日本等國規(guī)定話音信號編碼率各不相同，這就給國際間互通造成困難。

(2)沒有世界性的標準光接口規(guī)范，導致各廠家自行開發(fā)的專用接口(包括碼型)在光路上無法實現(xiàn)互通。

(3)低速支路信號不能直接接入高速信號通路上去，例如目前低速支路多數(shù)采用準同步復接，而且大多數(shù)采用正碼速調整來形成高速信號，結果結構復雜。

(4)系統(tǒng)運營、管理與維護能力受到限制。147SDH是由一些網絡單元(例如終端復用器TM、同步數(shù)字交叉連接設備SDXC等)組成的，在光纖上進行同步信息傳輸、復用和交叉連接的網絡，其關鍵是

(1)具有全世界統(tǒng)一的網絡節(jié)點接口(NNI)。

(2)有一套標準化的信息結構等級，稱為同步傳輸模塊(STM-1,STM-4和STM-16)。

(3)幀結構為頁面式，具有豐富的用于維護管理的比特。

(4)所有網絡單元都有標準光接口。148(5)有一套靈活的復用結構和指針調整技術，允許現(xiàn)有的準同步數(shù)字體系、同步數(shù)字體系和B-ISDN信號都能進入其幀結構，因而具有廣泛的適應性。

(6)大量采用軟件進行網絡配置和控制，使得功能開發(fā)、性能改變較為方便，適應將來的不斷發(fā)展。149分插信號流圖的比較150計算機通信授課教師：劉守訓第五章

數(shù)字復接與SDH152本章內容5.1PCM復用與數(shù)字復接5.2同步數(shù)字系列簡介

153本章學習要求掌握數(shù)字復接的概念、原理與分類（*）了解兩種復接系列（2M和1.5M系列）等級掌握PCM基群幀結構（*）了解SDH的基本概念和幀結構

（*）指重點內容1545.1PCM復用與數(shù)字復接5.1.1基本概念

PCM復用：對多路話音信號直接進行編碼復用的方法，稱為PCM復用。

假設要對120路電話信號進行TDM，根據PCM過程，首先要在125μs內完成對120路話音信號的抽樣，然后對120個樣點值分別進行量化和編碼。這樣，對每路信號的處理時間（抽樣、量化和編碼）不到1μs，實際系統(tǒng)只有0.95μs。t抽樣周期125μs120路信號（120個樣值）155

如果復用的信號路數(shù)再增加，比如480路，則每路信號的處理時間更短。要在如此短暫的時間內完成大路數(shù)信號的PCM復用，尤其是要完成對數(shù)壓擴PCM編碼，對電路及元器件的精度要求就很高，在技術上實現(xiàn)起來也比較困難。PCM復用的缺點：

要求編碼速度非常高，對電路及元器件的精度要求就很高，在技術上實現(xiàn)起來也比較困難。156三路模擬信號的TDM-PCM系統(tǒng)原理圖157放大低通濾波抽樣23N群路編碼碼型變換四線信道發(fā)PAMPCM二線1分路放大低通濾波抽樣23N群路譯碼

再生收PAMPCM1分路158如何實現(xiàn)大路數(shù)信號的多路復用呢？采用數(shù)字復接的方法。數(shù)字復接：

就是指將兩個或多個低速數(shù)字流合并成一個高速率數(shù)字流的過程、方法或技術。159PCM復用PCM復用PCM復用PCM復用30路電話30路電話30路電話30路電話數(shù)字復接120路電話2048kb/s160

5.1.2數(shù)字比特系列與復接等級

復用設備按照給定比特率系列劃分為不同的等級，在各個數(shù)字復用等級上的復用設備就是將數(shù)個低等級比特率的信號源復接成一個高等級比特率的數(shù)字信號。

在國際上，CCITT為了便于國際通信的發(fā)展，推薦了兩類群路比特率系列和數(shù)字復接等級。兩類數(shù)字速率系列和數(shù)字復接等級如表5-1和圖5-1所示。161

表5―1兩種數(shù)字系列速率162圖5―1數(shù)字復接等級示意圖163ITU-T建議的數(shù)字TDM等級結構164

北美和日本采用的系列和相應數(shù)字復接等級是1.544Mb/s（基群）、6.312Mb/s（二次群）等，簡稱為1.5M系列。歐洲各國和我國都采用的系列和相應數(shù)字復接等級是2.048Mb/s（基群）、8.448Mb/s（二次群）等，即所謂的2M系列。

CCITT建議中大多數(shù)都是逐級復接，即采用N～（N+1）方式復接等級。比如二次群復接為三次群（N=2），三次群復接為四次群（N=3）。也有采用N～（N+2）方式復接，比如由二次群直接復接為四次群（N=2）。1655.1.3PCM基群幀結構

國際上通用的PCM有兩種標準，即A律與μ律PCM，其編碼規(guī)則與幀結構均不相同。由于抽樣頻率為8000Hz，故每幀的長度應為125μs。在A律PCM基群中，一幀共有32個時間間隔，稱為時隙。各個時隙從0～31順序編號，分別記作TS0、TS1、TS2、…、TS31；其中TS1～TS15和TS17～TS31這30個路時隙用來傳送30路電話信號的8位編碼碼組；TS0分配給幀同步；TS16專用于傳送話路信令即話路的標志碼（如撥號脈沖、被叫摘機、主叫掛機等）。每個路時隙包含8位碼，占時3.91μs，每位碼占0.488μs，一幀共含256個碼元，幀結構如圖5―2所示。16610011011幀同步時隙/同步碼11A11111奇幀偶幀信令時隙32路時隙1復幀2ms，含16幀用戶時隙幀結構復幀結構留給國際通信用，不用時為“1”167圖5―2PCM基群幀結構1685.1.4數(shù)字復接的原理與分類數(shù)字復接原理數(shù)字復接系統(tǒng)主要由數(shù)字復接器和分接器組成。復接器是把兩個或兩個以上的支路（低次群）按時分復用方式合并成一個單一的高次群，其設備由定時、碼速調整和復接單元等組成；分接器的功能是把已合路的高次群數(shù)字信號分解成原來的低次群數(shù)字信號，它是由同步、定時和碼速恢復等單元組成。系統(tǒng)框圖見圖5―3。169圖5―3數(shù)字復接系統(tǒng)框圖170復接器：復接器在各支路數(shù)字信號復接之前需要進行碼速調整，即對各輸入支路數(shù)字信號進行頻率和相位調整，使其各支路輸入碼流速率彼此同步并與復接器的定時信號同步后，復接器方可將低次群碼流復接成高次群碼流。由此可得出如下復接條件：被復接的各支路數(shù)字信號彼此之間必須同步并與復接器的定時信號同步方可復接。171

(1)同步復接被復接的各輸入支路之間，以及同復接器之間均是同步的，此時復接器便可直接將低支路數(shù)字信號復接成高速的數(shù)字信號。這種復接就稱為同步復接。由此可見，這種復接方式無需進行碼速調整、有時只需進行相位調整或根本不需要任何調整便可復接。復接方式分類：根據復接條件可分為： （1）同步復接 （2）異源（準同步）復接 （3）異步復接172

(2)異源（準同步）復接被復接的各輸入支路之間不同步，并與復接器的定時信號也不同步：但是各輸入支路的標稱速率相同，也與復接器要求的標稱速率相同（速率的變化范圍在規(guī)定的容差范圍內，基群為2048kb/s±50ppm，二次群為8448kb/s±30ppm，1ppm=10-6）,但仍不滿足復接條件，復接之前還需要進行碼速調整，使之滿足復接條件再進行復接。這種復接方式就稱為異源復接或準同步復接。

(3)異步復接被復接的各輸入支路之間及與復接器的定時信號之間均是異步的，其頻率變化范圍不在允許的變化范圍之內，也不滿足復接條件，必須進行碼速調整方可進行復接。這種復接方式稱為異步復接。由以上可見，異源和異步復接方式都必須進行碼速調整，滿足復接條件后方可復接。173

絕大多數(shù)國家將低次群復接成高次群時都采用異源復接（準同步復接）方式。這種復接方式的最大特點是各支路具有自己的時鐘信號，其靈活性較強。碼速調整單元電路不太復雜，而異步復接的碼速調整單元電路卻要復雜得多，要適應碼速大范圍的變化，需要大量的存儲器方能滿足要求。同步復接目前用于高速大容量的同步數(shù)字系列中。174

對滿足復接條件的低速支路碼流進行復接時，根據碼流的具體匯接方式可分為： （1）逐位（逐比特）復接 （2）按碼字復接 （3）按幀復接三種方式(1)逐位復接：復接器每次復接一個支路的一比特信號，依次輪流復接各支路信號，這種復接就稱為逐位（逐比特）復接。如圖5―4（a）所示是4個PCM30/32路基群的TS1時隙（CH1話路）的碼字情況；圖5―4（b）是按位復接后的二次群中各支路數(shù)字碼排列情況。按位復接簡單易行，且對存儲器容量要求不高。其缺點是對信號交換不利。175

圖5―4兩種復接方式示意圖176(2)按碼字復接復接器每次復接一個支路的一個碼字（8bit），依次復接各支路的信號，這種復接就稱為按碼字復接。圖5―4（c）是按碼字復接情況，對基群來說，一個碼字有8位碼，它是將8位碼先存起來，在規(guī)定的時間一次復接，四個支路輪流復接。這種方法有利于數(shù)字電話交換，但要求有較大的存儲容量。177

圖5―4兩種復接方式示意圖178(3)接幀復接就是復接器每次復接一個支路的一幀信號，依次復接各支路的信號，這種復接稱為按幀復接。這種方法的優(yōu)點是復接時不破壞原來的幀結構，有利于交換，但需要更大的存儲容量，目前極少應用。179

“復用”與“復接”的區(qū)別：PCM復用是對多路（電話）信號在一個定長的時間內（幀）完成的PCM和TDM全過程。復接是對多路數(shù)字信號（數(shù)字流或碼流）在一個定長的時間內進行的碼元壓縮與安排，它只負責把多路數(shù)字信號安排（復用）在給定的時間內，而不需要再進行抽樣、量化和編碼的PCM過程，從而減少了對每路信號的處理時間，降低了對器件和電路的要求，實現(xiàn)了大路數(shù)（高次群）信號的“時分復用”。180復接的原理就是改變各低速數(shù)字流的碼元寬度，并把它們重新編排在一起，從而形成一個高速數(shù)字流。從表面上看，復接是一種合成，但其本質仍然是一種時分復用的概念。為了與PCM復用相區(qū)別，所以稱之為“復接”。PCM復用是針對模擬信號的，而數(shù)字復接是以數(shù)字信號為對象的，盡管數(shù)字復接的任務是把低速PCM碼流（低次群）變換成高速PCM碼流（高次群）。從功能上看，數(shù)字復接強調的是把多路低速數(shù)字號變?yōu)橐宦犯咚贁?shù)字信號，其目的是要提高通信系統(tǒng)的通信容量和傳輸信道的利用率。

1815.2同步數(shù)字序列SDH簡介5.2.1SDH的提出

數(shù)字通信技術的應用是從市話中繼傳輸開始的，為了適應點對點的應用而選擇了準同步復用（PlesiochronousDigitalHierarchy)方式。鑒于當時可利用的傳輸媒介主要是電纜，其頻帶寬度有限，因此，盡量減小幀中的開銷以節(jié)約頻帶資源便成為選擇各級速率的一個基本出發(fā)點，并由此形成了2―8－34―140Mb/s的準同步數(shù)字系列（PDH）。美、日等國則采用基于1.5Mb/s的PDH。182圖5―1數(shù)字復接等級示意圖183

程控數(shù)字交換的引入使數(shù)字通信的應用從點對點傳輸發(fā)展為綜合數(shù)字網。以光纖為代表的大容量傳輸技術的進步，要求PDH向更高速率發(fā)展。而隨著電信網的發(fā)展和用戶要求的提高，傳統(tǒng)準同步（PDH）系統(tǒng)暴露出了一些固有的缺點，其表現(xiàn)為：(1)PDH是逐級復用的，當要在傳輸節(jié)點從高速數(shù)字流中分出支路信號時，需配備背對背的各級復分接器，分支／插入電路不靈活。(2)PDH各級信號的幀中預留的開銷比特很少，不利于傳送操作管理和維護（OAM）信息，不適應電信管理網（TMN）的需要。(3)PDH中1.5Mb/s與2Mb/s兩大系列難以兼容互通。

(4)更高次群如繼續(xù)采用PDH將難以實現(xiàn)。

(5)PDH在各支路信號同源時仍需塞入脈沖來調整速率，不利于向B―ISDN發(fā)展。

(6)歐洲、北美和日本等地區(qū)和國家規(guī)定的話音信號編碼速率不同，給國際間的互通造成不便。18420世紀80年代以來，光纖通信獲得廣泛應用，并以其優(yōu)良的寬帶特性、傳輸性能和低廉的價格而逐漸成為電信網的主要傳輸手段。

目前，光纖通信技術的進展極為迅速，其傳輸容量越來越大，但就其潛力而言也僅僅是開發(fā)了很小的一部分，因此，帶寬的節(jié)省不再是選擇速率的主要依據，重要的是網絡運用的靈活性、可靠性、維護管理的方便性以及對未來發(fā)展的適應性。

基于這一想法并針對PDH的缺點，美國Bellcore公司在1985年提出了同步光纖網（SONET）的設想，在此基礎上，CCITT于1988年提出SDH的建議，并于1990年和1992年兩次修訂完善，形成了一套SDH的標準。185

SDH的基礎設備是同步傳送模塊（STM）;

它的第一級稱為STM―1，它實際上是一個帶有線路終端功能的準同步數(shù)字復用器，它將63個2Mb/s信號，或3個34Mb/s信號，或1個140Mb/s信號復用或適配為155.520Mb/s（簡稱155Mb/s），在155Mb/s信號中預留了相當多的開銷比特。從155Mb/s往上則完全采用同步字節(jié)復用，從而形成速率為622.080Mb/s的STM―4和速率為2488.320Mb/s的STM―16，更高速率的STM―N尚待標準化。186STM設備除了可作為復用器和線路終端設備外，還可組成分插復用設備（ADM）和數(shù)字交叉連接設備（DXC），以它們?yōu)榛A即可構成SDH傳送網。

CCITT除了對SDH速率和復用結構進行了標準化，還對SDH傳送網分層模型、保持與恢復方法、定時同步原則、網絡管理與性能以及引入策略等進行了規(guī)范。

世界上主要的電信制造公司正在加速開發(fā)SDH產品，一些電信主管部門已規(guī)劃并已開始建設SDH傳送網，可以預期它的發(fā)展將會很快，并完全取代PDH傳輸網。1875.2.2SDH的幀結構

1．SDH的幀結構

SDH最基本、最重要的數(shù)據塊為同步傳輸模塊STM―1。更高級別的STM―N信號則是將STM―1按同步復用，經字節(jié)間插后形成的。

STM―1矩形塊狀幀結構如圖5―5所示，它由兩部分組成：比特開銷和信息凈負荷。188STM-N幀結構189圖5―5STM―1幀結構STM―1幀結構由9行、270列組成。每列寬一個字節(jié)即8比特，開始9列為開銷所用，其余261列則為有效負荷即數(shù)據存放地。整個幀容量為（261+9）×9=2430字節(jié)，相當于2430×8＝19440比特。幀傳輸速率為8000幀／秒，即125μs為一幀，因而STM―1傳輸速率為19440×8000=155.520Mb/s.bit190STM―1幀結構字節(jié)的傳送是從左到右，從上到下按行進行，首先傳送幀結構左上角第一個8比特字節(jié)，依次傳遞，直到9×270個字節(jié)都送完，再轉入下一幀。bit191速率等級速率（Mb/s)STM-1155.520STM-4622.080STM-162488.320STM-649