第四章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)-MSK

第四章先進(jìn)的數(shù)字帶通調(diào)制和解調(diào)1

BPSK、QPSK、OQPSK和FSK信號(hào)的都可能會(huì)發(fā)生相位突變，瞬間產(chǎn)生極大的頻率變化，相應(yīng)的諧波會(huì)造成對(duì)帶外的干擾；OQPSK較之QPSK相位突變小，造成的帶外干擾也??；若能夠采用避免相位跳變的調(diào)制，則可大大抑止帶外干擾；

最小頻移鍵控（MSK）正是基于這種思路提出的調(diào)制方式。

24.1最小頻移鍵控(MSK)及高斯最小頻移鍵控(GMSK) MSK和FSK比較：相位連續(xù)包絡(luò)恒定占用帶寬最小嚴(yán)格正交4.1.1MSK信號(hào)的基本原理表示式

式中，

（當(dāng)輸入碼元為“1”時(shí)，ak=+1；當(dāng)輸入碼元為“0”時(shí)，ak=-1）

T－碼元持續(xù)時(shí)間；

k－第k個(gè)碼元的確定的初始相位。3由上式可以看出:當(dāng)ak=+1時(shí)，碼元頻率f1等于fs+1/(4T)； 當(dāng)ak=-1時(shí)，碼元頻率f0等于fs-1/(4T)。 故f1和f2的距離等于1/(2T)－FSK信號(hào)的最小頻率間隔上式可以改寫為 式中，4碼元持續(xù)時(shí)間T由于它是一個(gè)正交FSK信號(hào)，所以它應(yīng)當(dāng)滿足式： 即有， 上式左端4項(xiàng)應(yīng)分別等于零，所以將第3項(xiàng)

sin(2k)=0的條件代入第1項(xiàng)，得到要求：sin(2sT)=0即要求：或上式表示，MSK信號(hào)每個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)包含的載波周期數(shù)必須是1/4的整數(shù)倍。5即上式可以改寫為式中，N為正整數(shù)；m=0,1,2,3以及有由上式可以得知：式中，T1=1/f1；T0=1/f06 上式給出一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)包含的正弦波周期數(shù)。由此式看出，無論兩個(gè)信號(hào)頻率f1和f0等于何值，這兩種碼元包含的正弦波數(shù)均相差1/2個(gè)周期。例如，當(dāng)N=1，m=3時(shí)，對(duì)于比特“1”和“0”，一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)分別有2個(gè)和1.5個(gè)正弦波周期，如下圖所示：74.1.2MSK信號(hào)的相位連續(xù)性碼元相位的含義 設(shè)： 式中， s－載波角頻率；

k－碼元初始相位。僅當(dāng)一個(gè)碼元中包含整數(shù)個(gè)載波周期時(shí)，初始相位相同的相鄰碼元間相位才是連續(xù)的，即波形是連續(xù)的；否則，即使初始相位k相同，波形也不連續(xù)。如下圖所示：8波形連續(xù)的一般條件：前一碼元末尾的總相位等于后一碼元開始時(shí)的總相位，即MSK信號(hào)的相位連續(xù)條件相位連續(xù)的MSK信號(hào)要求前一碼元末尾的相位等于后一碼元的初始相位。由MSK信號(hào)的表示式： 和上式可知，這是要求 由上式可以容易地寫出下列遞歸條件： 由上式可以看出，第(k+1)個(gè)碼元的相位不僅和當(dāng)前的輸入有關(guān)，而且和前一碼元的相位有關(guān)。9載波相位連續(xù)性分析，研究t＝nTS瞬間前后載波的相位在第n－1個(gè)符號(hào)結(jié)束前瞬間，載波相位

在第n個(gè)符號(hào)開始前瞬間，載波相位可見有，即相位連續(xù)。10MSK信號(hào)的附加相位 設(shè)：k的初始參考值等于0。這時(shí)，由 可知， 而MSK信號(hào) 可以改寫為 式中， －第k個(gè)碼元信號(hào)的附加相位。 它是t的直線方程。并且，在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)，它變化+/2或-/2。11附加相位(t)的軌跡圖 設(shè)：輸入數(shù)據(jù)序列ak=+1,+1,+1,-1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,-1,-1,-1 則由 得到T3T5T9T7T11T0(b)附加相位的可能路徑k(t)T3T5T9T7T11T0(a)附加相位軌跡k(t)T3T5T9T7T11T0(c)模2運(yùn)算后的附加相位k(t)12MSK的表達(dá)式為

134.1.3MSK信號(hào)的正交表示法MSK信號(hào)表示式 可以變換為如下兩個(gè)正交分量：

式中，14例：輸入序列ak=+1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1k012345678T(-T,0)(0,T)(2T,3T)(3T,4T)(4T,5T)(5T,6T)(6T,7T)(7T,8T)(8T,9T)ak+1－1+1-1-1+1+1－1＋1k(mod2)000pk11-1-1-1-1-1-11qk1-1-111-1-11115輸入序列ak=+1，-1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，+1k(mod2)akqkpka0a1a2a3a4a5a6a7a8qksin(t/2T)pkcos(t/2T)0T2T3T4T5T6T7T8T164.1.4MSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)MSK信號(hào)的產(chǎn)生 由下式 可以畫出MSK信號(hào)產(chǎn)生的方框圖如下：差分編碼串/并變換振蕩f=1/4T振蕩f=fs移相/2移相/2cos(t/2T)qkpkpkcos(t/2T)qksin(t/2T)sin(t/2T)cosstsinstpkcos(t/2T)cosstqksin(t/2T)sinstakbk帶通濾波MSK信號(hào)－17MSK信號(hào)的解調(diào)如同2FSK信號(hào)，可以采用相干解調(diào)或非相干解調(diào)方法。延時(shí)判決相干解調(diào)法－另一種解調(diào)方法基本原理：采用QPSK信號(hào)的解調(diào)原理 接收信號(hào)分別用提取的相干載波cosst和-sinst相乘：sk(t)cosst=[pkcos(t/2T)cosst-qksin(t/2T)sinst]cosst=(1/2)pkcos(t/2T)sk(t)(-sinst)=[pkcos(t/2T)cosst-qksin(t/2T)sinst](-sinst)=(1/2)qksin(t/2T)

上兩式和原MSK信號(hào)的兩個(gè)正交分量的振幅相同。它們經(jīng)過積分判決后，得到pk和qk。再作模2乘。90相移模2乘載波提取積分判決抽樣保持積分判決抽樣保持cosst-sinstMSK信號(hào)[2iT,2(i+1)T][(2i-1)T,(2i+1)T]pq(MSK信號(hào)解調(diào)器原理方框圖解調(diào)輸出18當(dāng)輸入序列ak=+1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,+1時(shí)，解調(diào)波形如下：MSK信號(hào)解調(diào)波形圖tttOOOpqpq－1－1－1－1+1+1+1+1+119

最小頻移鍵控（MSK）在上式中，因?yàn)?/p>

所以有

20

21為避免解調(diào)時(shí)的本地載波的相位模糊問題，可采用加預(yù)編碼的MSK技術(shù)

MSK信號(hào)的最佳接收方法利用兩個(gè)相隔一個(gè)周期T的兩個(gè)匹配濾波器（相關(guān)器）在兩個(gè)碼元周期T分別進(jìn)行收到和判決。224.1.5MSK信號(hào)的功率譜MSK信號(hào)的歸一化功率譜密度Ps(f)計(jì)算結(jié)果如下： 式中，fs－信號(hào)載頻；T－碼元持續(xù)時(shí)間。功率譜曲線：234.1.6MSK信號(hào)的誤碼率性能當(dāng)用匹配濾波器分別接收每個(gè)正交分量時(shí)，MSK信號(hào)的誤比特率性能和2PSK、QPSK及OQPSK等的性能一樣。若把它當(dāng)作FSK信號(hào)用相干解調(diào)法在每個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)解調(diào)，則其性能將比2PSK信號(hào)的性能差3dB。11.3.7高斯最小頻移鍵控(GMSK)先將矩形碼元通過一個(gè)高斯型低通濾波器，再作MSK調(diào)制。高斯型低通濾波器特性： 式中，B－濾波器的3dB帶寬。優(yōu)點(diǎn)：對(duì)鄰道干擾小。缺點(diǎn)：有碼間串?dāng)_(ISI)。應(yīng)用：在GSM制的蜂窩網(wǎng)中采用BT=0.3的GMSK調(diào)制，以得到更大的用戶容量。BT值越小，碼間串?dāng)_越大。24

高斯濾波最小頻移鍵控（GMSK）

g(t)：高斯濾波特性25移動(dòng)通信技術(shù)已經(jīng)經(jīng)歷了以下三個(gè)階段。第一代(1G)源于20世紀(jì)80年代，模擬移動(dòng)電話時(shí)代，主要采用模擬和頻分多址(FDMA)技術(shù)，建立在頻分多址接入和蜂窩頻率復(fù)用的理論基礎(chǔ)上。第二代(2G)起源于90年代初期，1994年建成GSM數(shù)字網(wǎng)，2000年建成CDMA數(shù)字網(wǎng)。第二代數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)可以提供話音以及低速率數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。主要采用時(shí)分多址(TDMA)和碼分多址(CDMA)技術(shù)。第三代移動(dòng)通信(3G)由衛(wèi)星移動(dòng)通信網(wǎng)和地面移動(dòng)通信網(wǎng)組成，形成對(duì)全球無縫覆蓋的立體通信網(wǎng)絡(luò)，以滿足各種用戶密度的需要，支持高速移動(dòng)環(huán)境，提供語音、數(shù)據(jù)和多媒體等多種業(yè)務(wù)(最高速率可達(dá)2Mbit/s)的先進(jìn)移動(dòng)通信網(wǎng)，基本實(shí)現(xiàn)個(gè)人通信的要求。但是不能滿足多媒體通信的要求，通信速率更高，網(wǎng)絡(luò)占用頻譜更寬，通信終端更加靈活，智能性能更高，兼容性能更好，多媒體通信質(zhì)量高，通信費(fèi)用更加低的第四代移動(dòng)通信(4G)應(yīng)運(yùn)而生。據(jù)2011年3月5日最新新聞報(bào)道,第四代移動(dòng)通信(4G)系統(tǒng)在我國4個(gè)城市試運(yùn)行。264G可以再不同的固定、無線平臺(tái)和跨越不同頻帶的網(wǎng)絡(luò)中提供無線服務(wù)，可以在任何地方寬帶接入互聯(lián)網(wǎng)，能夠提供信息通信之外的定位定時(shí)、數(shù)據(jù)采集、遠(yuǎn)程控制等綜合功能。4G系統(tǒng)中關(guān)鍵技術(shù)主要包括以下五個(gè)方面：(1).OFDM調(diào)制技術(shù)(2).軟件無線電(3).智能天線技術(shù)(4).多用戶檢測(cè)技術(shù)27(1).OFDM調(diào)制技術(shù)4G要求將數(shù)據(jù)速率從3G的2Mbps提高到20-100Mbps，對(duì)全速移動(dòng)用戶能夠提供150Mbit/s的高質(zhì)量影像服務(wù)。OFDM技術(shù)是在無線環(huán)境下的高速傳輸技術(shù)。OFDM技術(shù)的主要思想是在頻域內(nèi)將給定的信道分成許多正交子信道，每一個(gè)子信道上采用一個(gè)子載波調(diào)制，并且各個(gè)子載波并行傳輸，這樣雖然總的信道是非平坦的，但是每個(gè)子信道是相對(duì)平坦的，符號(hào)帶寬小于信道帶寬，可以消除符號(hào)波形間的干擾。OFDM技術(shù)最大的優(yōu)勢(shì)是對(duì)抗頻率選擇性衰落或窄帶干擾；同時(shí)，子載波之間相互正交且頻譜重疊，既減少了子載波間的互相干擾又提高了頻譜利用率。28(2).軟件無線電軟件無線電是將標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化的硬件功能單元經(jīng)過一個(gè)通用的硬件平臺(tái)，利用軟件加載方式實(shí)現(xiàn)各種類型的無線電通信系統(tǒng)的一種具有開放式結(jié)構(gòu)的新技術(shù)。通過下載不同的軟件程序，在硬件平臺(tái)上可以實(shí)現(xiàn)不同的功能，用以實(shí)現(xiàn)在不同的系統(tǒng)中利用單一的終端進(jìn)行漫游。軟件無線電的核心思想是盡可能靠近天線的地方使用寬帶A/D和D/A變換器，并盡可能的使用軟件來定義無線功能。29(3).智能天線技術(shù)智能天線(AAA,AdaptiveAntennaArray)具有抑制信號(hào)干擾、自動(dòng)跟蹤以及數(shù)字波束調(diào)節(jié)等智能功能，在移動(dòng)通信中，可以改善信號(hào)質(zhì)量又能增加傳輸容量，是4G移動(dòng)通信的關(guān)鍵技術(shù)。智能天線成形波束能在空間域內(nèi)抑制交互干擾，增強(qiáng)特殊范圍內(nèi)有用的信號(hào)。其基本原理是無線基站端使用天線陣和相干無線收發(fā)信機(jī)來實(shí)現(xiàn)射頻信號(hào)的接收和發(fā)射，同時(shí)通過基帶信號(hào)處理器，對(duì)天線上收到的信號(hào)按一定的算法進(jìn)行合并，實(shí)現(xiàn)上行波束賦形。智能天線被定義為多入單出(MISO,MultipleInputSignalOutput)、單入多出(SIMO,SignalInputMultipleOutput)和多入多出(MIMO,MultipleInputMultipleOutput)等幾種方式。MIMO可以看成是智能天線的擴(kuò)展。它是發(fā)射端和接收端同時(shí)使用多個(gè)天線的通信系統(tǒng)，其有效的利用隨機(jī)衰落和可能存在的多徑傳輸來成倍的提高數(shù)據(jù)傳輸速率。其核心技術(shù)是空時(shí)信號(hào)處理，利用空間分布的多個(gè)時(shí)間域和空間域結(jié)合進(jìn)行信號(hào)處理。30(4).多用戶檢測(cè)技術(shù)4G系統(tǒng)的終端和基站將用到多用戶檢測(cè)技術(shù)以提高系統(tǒng)的容量。多用戶檢測(cè)技術(shù)的基本思想是：把同時(shí)占用某個(gè)信道的所有用戶或部分用戶的信號(hào)都當(dāng)作有用信號(hào)，而不是作為噪聲處理，利用多個(gè)用戶的碼元、時(shí)間、信號(hào)幅度以及相位等信息聯(lián)合檢測(cè)單個(gè)用戶的信號(hào)，即綜合利用各種信息及信號(hào)處理手段，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行處理，從而達(dá)到對(duì)多用戶信號(hào)的最佳聯(lián)合檢測(cè)。它在傳統(tǒng)的檢測(cè)技術(shù)的基礎(chǔ)上，充分利用造成多址干擾的所有用戶的信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，從而具有良好的抗干擾和抗遠(yuǎn)近效應(yīng)性能，降低了系統(tǒng)對(duì)功率控制精度的要求，因此可以更加有效地利用鏈路頻譜資源，顯著提高系統(tǒng)容量。31(5).網(wǎng)絡(luò)技術(shù)4G系統(tǒng)為了實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)和高分辨率多媒體服務(wù)的需要，應(yīng)與寬帶IP網(wǎng)絡(luò)、寬帶綜合業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)網(wǎng)(B-ISDN)和異步傳送模式(ATM)兼容，實(shí)現(xiàn)多媒體通信，形成綜合寬帶通信網(wǎng)。324.2正交頻分復(fù)用(OFDM) 4.2.1概述OFDM是一類多（子）載波并行調(diào)制的體制。特點(diǎn)：為了提高頻率利用率和增大傳輸速率，各路子載波的已調(diào)信號(hào)頻譜有部分重疊；各路已調(diào)信號(hào)是嚴(yán)格正交的，以便接收端能完全地分離各路信號(hào)；每路子載波的調(diào)制是多進(jìn)制調(diào)制；每路子載波的調(diào)制制度可以不同，并且可以為適應(yīng)信道的變化而自適應(yīng)地改變。應(yīng)用：非對(duì)稱數(shù)字用戶環(huán)路(ADSL)、高清晰度電視(HDTV)信號(hào)傳輸、數(shù)字視頻廣播（DVB）、無線局域網(wǎng)(WLAN)等領(lǐng)域，并且開始應(yīng)用于無線廣域網(wǎng)(WWAN)和正在研究將其應(yīng)用在下一代蜂窩網(wǎng)中。334.2.2OFDM的基本原理OFDM系統(tǒng)的正交性 設(shè)：在一個(gè)OFDM系統(tǒng)中有N個(gè)子信道，子信道的子載波為 式中， Bk－第k路子載波振幅，決定于輸入碼元的值，

fk－第k路子信道的子載頻，

k－第k路子信道的載波初始相位， 則在此系統(tǒng)中的N路子信號(hào)之和可以表示為 上式還可以改寫成復(fù)數(shù)形式如下： 式中， －第k路子信道中的復(fù)輸入數(shù)據(jù)。34若各相鄰子載波的頻率間隔

f=1/T且子載頻則可以證明，在碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)任意兩個(gè)子載波都是正交的，即有：式中，并且，正交性和k與i的取值無關(guān)。故將這種多子載波系統(tǒng)稱為正交頻分復(fù)用（OFDM）。35OFDM系統(tǒng)在頻域中的特點(diǎn)設(shè)子載波的頻率為fk、碼元持續(xù)時(shí)間為T，則此碼元的波形和頻譜密度為由于各相鄰子載波的頻率間隔等于f=1/T，故各子載波合成后的頻譜密度曲線為優(yōu)點(diǎn)：子信道間不需要保護(hù)頻帶間隔，因此能夠充分利用頻帶各路子載波的調(diào)制制度可以不同，具有很大的靈活性。Tffkfk+1/T36OFDM系統(tǒng)的頻帶利用率 設(shè)：N－OFDM系統(tǒng)中路子載波數(shù)目， T－碼元持續(xù)時(shí)間， M－每路子載波采用調(diào)制的進(jìn)制數(shù)； 則它占用的頻帶寬度等于 頻帶利用率為單位帶寬傳輸?shù)谋忍芈剩?當(dāng)N很大時(shí)， 若用單個(gè)載波的M進(jìn)制碼元傳輸，為得到相同的傳輸速率,需 兩者相比，OFDM的頻帶利用率大約可以增至兩倍。374.2.3OFDM的實(shí)現(xiàn)實(shí)現(xiàn)原理：由于OFDM信號(hào)表示式的形式如同IDFT式，所以可以用計(jì)算IDFT和DFT的方法進(jìn)行OFDM調(diào)制和解調(diào)。DFT公式復(fù)習(xí) 設(shè)：s(k)－時(shí)間信號(hào)s(t)的抽樣函數(shù)， 其中，k=0,1,2,…,K–1， 則s(k)的離散傅里葉變換(DFT)定義為： 并且S(n)的逆離散傅里葉變換(IDFT)為： 若信號(hào)的抽樣函數(shù)s(k)是實(shí)函數(shù)，則其K點(diǎn)DFT的值S(n)一定滿足對(duì)稱性條件： 式中S*(k)是S(k)的復(fù)共軛。38OFDM信號(hào)和IDFT式的關(guān)系 令OFDM信號(hào)表示式 中的k＝0，則上式變?yōu)?而IDFT的表示式為

比較上兩式可見，可以將上式中的K個(gè)離散值S(n)當(dāng)作是K路并行子信道中的輸入信號(hào)碼元取值 而上式的左端s(k)就相當(dāng)于OFDM信號(hào)s(t)。 這就是說，可以用計(jì)算IDFT的方法來獲得OFDM信號(hào)。39OFDM信號(hào)的產(chǎn)生：先將輸入分幀設(shè)：Ts－輸入串行二進(jìn)制碼元的持續(xù)時(shí)間；

F－每幀中的碼元數(shù)（比特?cái)?shù)）；

N－每幀中的組數(shù)；

bi－第i組中的比特?cái)?shù) 則有1幀＝F比特b3b2b1bN………b3b2b1bN………T40將每組中的bi個(gè)比特看作是一個(gè)Mi進(jìn)制碼元Bi，其中bi＝log2

Mi，并且經(jīng)過串/并變換將串行碼元Bi變?yōu)镹路并行碼元Bi。各路并行碼元Bi持續(xù)時(shí)間相同，均為一幀時(shí)間T=FTs，但是各路碼元Bi包含的比特?cái)?shù)不同。這樣得到的N路并行碼元Bi用來對(duì)于N個(gè)子載波進(jìn)行不同的MQAM調(diào)制。

這時(shí)的碼元Bi是Mi進(jìn)制的，在 MQAM調(diào)制中它可以用平面上 的一個(gè)點(diǎn)表示。而平面上的一 個(gè)點(diǎn)可以用一個(gè)矢量或復(fù)數(shù)表示。在下面我們用復(fù)數(shù) 表示此點(diǎn)。Bi變成一一對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)的過程稱為映射。b3b2b1bN………t1幀＝TB1B2B3…BN1幀＝T41用IDFT實(shí)現(xiàn)OFDM令OFDM的最低子載波頻率等于0，以滿足IDFT式 右端第一項(xiàng)（即n=0時(shí)）的指數(shù)因子等于1。令K=2N，使IDFT的項(xiàng)數(shù)等于子信道數(shù)目N的兩倍并用對(duì)稱性條件 由N個(gè)生成K＝2N個(gè) 即令 這樣生成了新碼元序列42將生成的新碼元序列作為S(n)，代入IDFT公式 式中，

s(k)相當(dāng)于OFDM信號(hào)s(t)的抽樣值，故它經(jīng)過D/A變換后就可以得出s(t)： 子載波頻率fk=n/T,n=0,1,2,…,N-143OFDM調(diào)制原理方框圖分幀分組串/并變換編碼映射......IDFT...并/串變換D/A變換上變頻OFDM信號(hào)二進(jìn)制輸入信號(hào)44多載波調(diào)制(Multi-CarrierModulation,MCM)是一種將高速率數(shù)據(jù)流分成并行的幾個(gè)低速率數(shù)據(jù)流，然后將子數(shù)據(jù)流調(diào)制到子載波上的數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)。OFDM是多載波調(diào)制的一種，它的子載波是正交的sine/cosine波。45OFDM技術(shù)在移動(dòng)通訊領(lǐng)域已經(jīng)取得了有目共睹的成功，盡管如此，OFDM技術(shù)在實(shí)際應(yīng)用中仍然存在不少缺陷。首先，為了保持子信道之間的正交性，消除相鄰符號(hào)之間的碼間干擾(ISI)，OFDM符號(hào)之間必須加入至少為無線信道彌散長(zhǎng)度的循環(huán)前綴(CP)；另外，載波同步，相位同步與符號(hào)定時(shí)的精度對(duì)移動(dòng)通信系統(tǒng)的性能影響都很大；因此，對(duì)于相同的調(diào)制條件，OFDM技術(shù)的頻譜利用率不高，系統(tǒng)的魯棒性較差。OFDM技術(shù)主要是基于傅里葉變換，對(duì)信號(hào)經(jīng)過一個(gè)矩形窗處理，它的子載波的頻譜包絡(luò)主瓣能量不集中，旁瓣衰減慢，對(duì)頻偏敏感，容易產(chǎn)生子信道間干擾464.4擴(kuò)展頻譜技術(shù)4.4.1概述什么是擴(kuò)展頻譜調(diào)制？ 已調(diào)信號(hào)帶寬遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)帶寬的任何調(diào)制體制。擴(kuò)譜調(diào)制的目的：提高抗窄帶干擾的能力。將發(fā)射信號(hào)掩藏在背景噪聲中，以防止竊聽。提高抗多徑傳輸效應(yīng)的能力。提供多個(gè)用戶共用同一頻帶的可能。提供測(cè)距能力。擴(kuò)譜技術(shù)的種類：直接序列擴(kuò)譜(DSSS)跳頻(FH)線性調(diào)頻(LFM)474.4.2直接序列擴(kuò)譜(DSSS)BPSK調(diào)制的DSSS通信系統(tǒng)原理方框圖。信號(hào)碼元持續(xù)時(shí)間=T

擴(kuò)譜碼c(t)通常采用m序列擴(kuò)譜碼的碼元稱為碼片(chip)碼片持續(xù)時(shí)間=Tc，通常Tc<<T

48DSSS系統(tǒng)波形圖49解擴(kuò)原理(b)解擴(kuò)后的功率譜f有用信號(hào)s1(t)功率譜密度窄帶干擾功率譜密度白噪聲功率譜密度寬帶干擾功率譜密度2BcBcf寬帶干擾功率譜密度白噪聲功率譜密度窄帶干擾功率譜密度有用信號(hào)s1(t)功率譜密度Bc2Bc(a)解擴(kuò)前的功率譜f050例 設(shè)：基帶碼元速率=5k 波特 則 碼元持續(xù)時(shí)間=0.2ms，帶寬約等于5kHz。 若選用的擴(kuò)譜碼片持續(xù)時(shí)間=0.2s， 則擴(kuò)譜后的基帶信號(hào)帶寬5MHz。 擴(kuò)譜使信號(hào)帶寬增大至1000倍，故信號(hào)功率譜密度將降低至1/1000。 因此，將信號(hào)隱藏在噪聲和干擾下若小部分的頻譜分量受到衰落影響，將不會(huì)引起信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的失真，故具有抗頻率選擇性衰落的能力。選擇不同的擴(kuò)譜碼，可以使各個(gè)系統(tǒng)的用戶在同一頻段上工作而互不干擾，實(shí)現(xiàn)碼分復(fù)用和碼分多址。514.4.3跳頻擴(kuò)譜(FHSS)FHSS系統(tǒng)的種類：快跳頻－在1跳內(nèi)，僅包含1比特或不到1比特慢跳頻－在1跳內(nèi)，包含若干比特原理方框圖調(diào)制通常采用非相干調(diào)制，例如FSK或DPSK。524.4.4擴(kuò)譜碼的同步DSSS系統(tǒng)FHSS系統(tǒng)534.4.5分離多徑技術(shù)分離多徑目的：在接收端將多徑信號(hào)中的各徑分離，分別校正各徑信號(hào)的相位，使之按同相相加，從而克服衰落現(xiàn)象?；驹恚?設(shè)：發(fā)射信號(hào)碼元=M(t)cos(t+)

式中，M(t)－m序列的波形，取值1。 各條路徑的時(shí)延等間隔地相差秒， 則在經(jīng)過多徑傳輸后，接收（中頻）碼元為 式中，n–路徑數(shù)目，

Aj

–第j條路徑信號(hào)的振幅，

--各相鄰路徑的相對(duì)延遲時(shí)間，

i–中頻角頻率

i–載波附加的隨機(jī)相位。 上式中，已經(jīng)假設(shè)最短路徑的時(shí)延為零。54消除隨機(jī)相位i：采用自適應(yīng)校相濾波器設(shè)：輸入信號(hào)： 本地振蕩電壓： 兩者相乘后，得到 經(jīng)過窄帶濾波：

g(t)和sj(t)相乘，并取出乘積中的差頻項(xiàng)f(t)： 上式中已經(jīng)消除了載波的隨機(jī)相位i，使各條路徑信號(hào)的相位一致，僅振幅不同。窄帶濾波帶通濾波中頻信號(hào)輸入sj(t)c(t)g(t)f(t)55當(dāng)有多徑信號(hào)輸入時(shí)，輸出信號(hào)f(t)為 上式中，包絡(luò)M(t-j)仍然不同。需要校正包絡(luò)。56校正包絡(luò)： 設(shè)：共有4條路徑的信號(hào)，則相加器各輸入的包絡(luò)為

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