第六章 調制理論

第六章調制理論主講人:牛凱從本章開始討論傳輸的可靠性問題，首先討論調制理論。無線通信系統(tǒng)中所采用的調制方式多種多樣，從信號空間觀點來看，調制實質上是從信道編碼后的漢明空間到調制后的歐式空間的映射或變換。這種映射可以是一維的，也可以是多維的，既可以采用線性變換方式，也可以采用非線性變換方式。本章我們首先引入移動通信系統(tǒng)的抽象物理模型，然后從最基本的調制方式開始討論，主要側重各種調制方式接收性能。同時結合各類無線通信系統(tǒng)，介紹實際應用的調制方式的基本原理和結構。本章內容26.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

在第二章中已較詳細分析過移動信道，本章將針對傳輸的可靠性問題將移動信道與移動通信系統(tǒng)結合起來分析。在移動通信中，若假設信道滿足線性時變特性，則根據不同環(huán)境條件，可以給出下列各種類型的移動信道與相應的移動通信系統(tǒng)的物理模型，如圖所示。36.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

46.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.1理想加性白色高斯(AWGN)信道C1

移動通信中研究AWGN信道C1的目的首先是由于它是最基本、最典型的恒參信道，是研究各類信道的基礎。實際的移動信道是具有時變特性的衰落信道，提高這類信道的抗干擾性能主要有兩類方法：一類是適應信道，另一類是改造信道，即將信道改造為AWGN信道，這時研究AWGN信道將更具有實際的現實意義。56.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.2慢衰落信道C2慢衰落信道是移動信道區(qū)別于有線信道的最基本特征之一，也是進一步研究各類快衰落信道的基礎，慢衰落信道在有些文獻資料中稱為中尺度或大尺度傳播特性，或稱為陰影衰落信道。克服慢衰落的典型方法有：1.對電路交換型業(yè)務，特別是話音業(yè)務采用功率控制技術；2.對于分組交換型業(yè)務，特別是數據業(yè)務采用自適應速率控制更合適。這些自適應技術將在第十三章進一步討論。66.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.3快衰落信道C3、C4、C5與C6在一些文獻中稱它們?yōu)樾〕叨葌鞑ヌ匦?，快衰落是移動信道最主要的特色，它又可劃分為下列三類。由于傳播中天線的角度擴散引起的空間選擇性衰落。其最有效的克服手段是空間分集和其他空域處理方法。由于多徑傳播帶來的時延功率譜的擴散而引起的頻率選擇性衰落，它在寬帶移動通信中尤為突出。其最有效的克服方法有自適應均衡、正交頻分復用(OFDM)以及CDMA系統(tǒng)中的RAKE接收等。76.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.3快衰落信道C3、C4、C5與C6由于用戶高速移動導致的頻率擴散即多普勒頻移而引入的時間選擇性衰落。它在高速移動通信尤為突出。其最為有效的克服方法是采用信道交織編碼技術，即將由于時間選擇性衰落帶來的大突發(fā)性差錯信道改造成為近似性獨立差錯的AWGN信道。上述三種類型快衰落信道可分別記為、和。若將時變因子單獨予以考慮，則可以構成時變信道。但是實際的衰落信道特別是各類快衰落信道與時變特性是密不可分的，僅有慢衰落的時變特性可以單獨予以考慮。86.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.3快衰落信道C3、C4、C5與C6上述移動信道物理模型在實際問題中往往可以分為下列四個常用信道模型：1.AWGN信道模型：這類信道服從正態(tài)(高斯)分布，是恒參信道中最典型的一類信道，也是無線移動信道等變參信道的努力方向和改造目標。2.陰影衰落信道：這類信道服從對數正態(tài)分布，它是研究無線移動信道的基礎。96.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.3快衰落信道C3、C4、C5與C63.平坦瑞利衰落信道：這類信道遵從瑞利或者萊斯(RICE)分布，它是最典型的寬帶無線和慢速移動的信道模型。在快衰落中僅僅考慮了空間選擇性衰落。4.選擇性衰落信道，它可分為兩類：頻率選擇性衰落信道，是典型的寬帶無線和慢速移動信道；時間選擇性衰落信道，是典型的寬帶無線和快速移動信道。106.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能無線傳輸主要取決于下列因素。1.傳播損耗：它是從宏觀角度考慮的損耗，又稱為大尺度特性。傳播損耗是隨著距離的2－5.5次方迅速衰減，即正比于，克服它唯一的方法是增大設備能力。比如增加發(fā)射功率，提高發(fā)送與接收天線增益等。2.慢衰落：它是由陰影效應引起的，又稱為中尺度特性，慢衰落若按90％出現概率，考慮其深度大約在10dB左右，對于IS-95其特性可參見下圖。這20dB就是抗慢衰落的潛在增益116.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能126.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能3.快衰落：它是由傳輸中角度域、時間域和頻率域擴散而引起的空間、頻率與時間選擇性衰落，又稱為小尺度特性。①空間選擇性衰落：它是由系統(tǒng)及傳輸中角度擴散而引起的通常又稱為平坦瑞利衰落。②頻率選擇性衰落，它是由傳播中多徑產生的時延功率譜即時域的擴散而引入的。③時間選擇性衰落：它是由移動終端快速運動形成的多普勒頻移即頻域擴散而引入的以上三類快衰落及其抵抗措施與性能的改善而帶來的抗衰落潛在增益和抗白噪聲干擾的潛在增益可以利用下圖表示。136.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能146.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能從以上圖形及分析，可以很清楚看出，移動信道是一類極其惡劣的信道，必須采用多種抗衰落、抗干擾手段才能保證可靠通信，從總體上來看：1.對付大尺度傳播特性所引入的衰耗僅能靠增大設備能力的方式。2.對付中尺度傳播特性的慢衰落，一般可采用鏈路自適應方式，對于電路型話音業(yè)務適宜于采用功控的功率自適應；而對于分組型數據業(yè)務則適宜于鏈路的速率自適應。其潛在抗慢衰落能力(增益)大約為20dB左右。156.1移動通信系統(tǒng)的物理模型

6.1.4傳輸可靠性與抗衰落、抗干擾性能對付小尺度的快衰落，對于克服平坦瑞利(空間選擇性)衰落，當誤碼率時，大約有28dB左右的潛在增益；若再進一步考慮頻率與時間選擇性衰落，當時，有大于30dB潛在增益。對于加性白噪聲(AWGN)信道，其調制潛在增益大約為6dB；其編碼潛在增益，對于時，大約為7-8dB左右。上述分析對于慢時變信道，必需依據準確的信道估計技術，否則將帶來一定程度的性能惡化。166.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.1調制/解調的基本功能

載荷信息、頻譜搬移抗干擾特性

頻譜有效性

調制信號的峰平比

176.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.1調制/解調的基本功能

綜上所述，在移動通信中對調制方式的選擇主要有三條：首先是可靠性，即抗干擾性能，選擇具有低誤比特率的調制方式，其功率譜密度集中于主瓣內；其次是有效性，它主要體現在選取頻譜有效的調制方式上，特別是多進制調制；第三是工程上易于實現，它主要體現在恒包絡與峰平比的性能上。186.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.2數字式調制/解調的分類數字式調制是將數字基帶信號通過正弦型載波相乘調制成為帶通型信號。其基本原理是用數字基帶信號0與1去控制正弦載波中的一個參量。若控制載波的幅度，稱為振幅鍵控ASK，若控制載波的頻率，稱為頻率鍵控FSK，若控制載波的相位，稱為相位鍵控PSK，若聯合控制載波的幅度與相位兩個參量，稱為幅度相位調制，又稱為正交幅度調制QAM。196.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.2數字式調制/解調的分類若將上述由0與1組成的基帶二進制調制進一步推廣至多進制信號，將產生相應的MASK、MFSK、MPSK和MQAM調制。在實際的移相鍵控方式中，為了克服在接收端產生的相位模糊度，往往將絕對移相改為相對移相DPSK以及DQPSK。另外在實際移相鍵控調制方式中，為了降低已調信號的峰平比，又引入了偏移QPSK(OQPSK)、π/4-DQPSK、正交復四相移鍵控CQPSK，以及混合相移鍵控HPSK等等。206.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.2數字式調制/解調的分類在二進制基帶調制之中，為了徹底消除由于相位躍變帶來的峰平比增加和頻帶擴展，又引入了有記憶的非線性連續(xù)相位調制CPM，最小頻移鍵控MSK，GMSK(高斯型MSK)以及平滑調頻TFM等。上述各類調制中僅有后一類，即CPM，MSK，GMSK和TFM屬于有記憶的非線性調制，其余各類調制均屬于無記憶的線性調制。上述調制中最基本的調制為2ASK、2FSK、BPSK，后面將重點分析它們。216.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.2數字式調制/解調的分類移動通信中最常用的調制方式有兩大類：1986年以前由于線性高功放未取得突破性的進展，移動通信中調制技術青睞于恒包絡調制的MSK和GMSK，比如GSM系統(tǒng)采用的就是GMSK調制，但是它實現較復雜，且頻譜效率較低。1986年以后，由于實用化的線性高功放已取得了突破性的進展，人們又重新對簡單易行的BPSK和QPSK予以重視，并在它們的基礎上改善峰平比、提高頻譜利用率，比如OQPSK、CQPSK和HPSK。在CDMA系統(tǒng)中，由于有專門的導頻信道或者導頻符號傳送，因此CDMA體制中不采用相對移相的DPSK和DQPSK等。226.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

2ASK、2FSK、2PSK和2DPSK調制原理波形如下圖所示。236.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

1.歐式空間距離法將二進制的已調信號矢量表達為二維歐式空間的距離，顯然距離越大，抗干擾性就越強。2ASK當基帶信號為“0”時，不發(fā)送載波，記為A0＝0V；當基帶信號為“1”時，發(fā)送歸一化載波，記為A1＝1V；則可用下列圖型表示：246.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

2FSK當基帶信號為“0”時，發(fā)送歸一化幅度的f0載波記為f0當基帶信號為“1”時，發(fā)送歸一化幅度的f1載波記為f1256.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

可用下列圖形表示：(為了使f0，f1互不干擾，f0、f1應互相正交)266.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

2PSK當基帶信號為“0”時，發(fā)送歸一化幅度相位φ0＝0載波記為φ0當基帶信號為“1”時，發(fā)送歸一化幅度相位φ1＝載波記為φ1則可用下列圖形表示：276.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

由于，可知2PSK的抗干擾性能最佳，2FSK次之，2ASK性能最差。286.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

2.誤碼性能的解析表達式若三類調制方式均采用理想的相干解調方式，其誤比特率公式如下所示。2ASK

2FSK

2PSK

296.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

若將上述公式畫成圖形，則誤碼性能可以表達為：306.2調制/解調的基本功能與要求

6.2.3基本調制方法原理及性能簡要分析

由上述三類分析方式，可得出下列結論，在三種基本調制方式中，2PSK即BPSK抗干擾性能最佳。所以在移動通信中也不例外，其調制方式均以BPSK為基礎。316.3MSK/GMSK調制

6.3.1為什么采用GMSK調制

前面已介紹過在1986年線性高功放未取得突破性進展以前，移動通信中的調制是以恒包絡調制技術為主體。MSK調制是一種恒包絡調制，這是因為MSK是屬于二進制連續(xù)相位移頻鍵控(CPFSK)的一種特殊的情況，它不存在相位躍變點，因此在限帶系統(tǒng)中，能保持恒包絡特性。恒包絡調制可提供以下優(yōu)點：極低的旁瓣能量；可使用高效率的C類高功率放大器；容易恢復用于相干解調的載波；已調信號峰平比低。32MSK是CPFSK滿足移頻系數時的特例：當時滿足在碼元交替點相位連續(xù)的條件，是移頻鍵控為保證良好的誤碼性能所允許的最小調制指數；且此時波形的相關系數為0，待傳送的兩個信號是正交的。GMSK是MSK的進一步優(yōu)化方案。數字移動通信中，當采用較高傳輸速率時，尋求更為緊湊的功率譜，更高的頻譜利用效率，因此要求對MSK進一步優(yōu)化。GMSK是屬于MSK簡單的優(yōu)化方案，它只需在MSK調制前附加一個高斯型前置低通濾波器，進一步抑制高頻分量，防止過量的瞬時頻率偏移以及滿足相干檢測的需求。6.3MSK/GMSK調制

6.3.1為什么采用GMSK調制

336.3MSK/GMSK調制

6.3.2MSK信號形式

一個二進制移頻鍵控信號中的第個碼元的波形可以表達為：

式中附加相位為，且,為頻差，而瞬時頻率：當載波頻移量最小時(即頻差最小)，這時調制指數為頻差與數據速率之比。34而將，帶入上式求得：

MSK是CPFSKh＝0.5時的特例，將其帶入上式可得

這時， 而

6.3MSK/GMSK調制

6.3.2MSK信號形式

356.3MSK/GMSK調制

6.3.2MSK信號形式

是積分常數，上式代入第一式可得展開得：以上兩式為MSK基本表達式。

366.3MSK/GMSK調制

6.3.3MSK調制器結構37圖中主要實現步驟如下：輸入為二元碼，經預編碼(差分編碼)后得，再經串并變換后變成兩路并行雙極性不歸零碼，且相互間錯開一個波形，分別為和，符號寬度為。和分別乘以和，再乘以載波分量與，上，下兩路信號相加，即求得MSK信號。即：6.3MSK/GMSK調制

6.3.3MSK調制器結構386.3MSK/GMSK調制

6.3.3MSK調制器結構再經三角變換可得：式中，當時，時。這時，上式可寫成：

顯然上式也是MSK的一種等效信號表示式。39MSK已調信號幅度是恒定的，在一個碼元周期內，信號應包含1/4載波周期的整數倍。碼元轉換時，相位是連續(xù)無突變的。信號頻偏嚴格的等于，相應調制指數：。以載波相位為基準的信號相位在一個碼元周期內準確地線性變化。6.3MSK/GMSK調制

6.3.4MSK信號的特點

406.3MSK/GMSK調制

6.3.5MSK解調器結構在實際解調器往往需要解決載波恢復地相位模糊問題，因此在編碼器中采用差分編碼的預編碼是必要的，同時在接收端也必須在正交相干解調器輸出端也要附加一個差分譯碼器；MSK解調器原理方框圖如下所示。416.3MSK/GMSK調制

6.3.5MSK解調器結構其中，定時時鐘速率，需要有一個專門的同步電路來提取，比如用平方環(huán)、科斯塔斯環(huán)、判決反饋環(huán)、逆調制環(huán)等。42以上三類調制方式的基礎是BPSK，即QPSK和MSK均是由BPSK演變形成的，下面首先給出求它們的功率譜密度的基本思路?？煞秩絹砬?，首先給出三類調制信號的表達式.BPSK:

6.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

當消息b(t)＝0時，φ(t)＝0，b(t)＝1時，φ(t)＝π，這時上式可改變?yōu)椋?3其次給出上述三類時域表達式的對應頻域表達式，它由傅式變換來完成：即

6.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

QPSK:

MSK:將上述QPSK與的波形由矩形脈沖成形為：即44最后由三類不同信號譜函數求出三類不同的功率譜密度函數，即由公式6.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

求得三類調制信號的功率譜密度分別為：45(其中信號幅度)(其中信號幅度)

6.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

466.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

BPSK，QPSK，MSK功率譜密度如下圖所示47由上述功率譜密度圖形可見MSK、GMSK的頻譜效率介于BPSK與QPSK之間，即比BPSK好，但不如QPSK，因為QPSK第一零點在歸一化頻率處，而BPSK的第一零點在的位置，MSK與GMSK的第一零點在的位置從抗干擾性即功率效率看GMSK最好，MSK次之，QPSK與BPSK性能最差。6.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

486.3MSK/GMSK調制

6.3.6MSK與GMSK信號的功率譜密度

GMSK信號的功率譜密度如下其中為B高斯濾波器的3dB帶寬，為比特周期。496.3MSK/GMSK調制

6.3.7．MSK、GMSK誤碼(比特)公式

對于AWGN信道，接收端采用相干解調時

其中系數

506.3MSK/GMSK調制

6.3.8GMSK調制的小結GMSK抗干擾性能接近于最優(yōu)的BPSK，，頻譜效率比BPSK好。(就歸一化頻率而言)。BPSK：歸一化頻率(對于第一個零點，即帶寬)GMSK：歸一化頻率(對于第一個零點，即帶寬)516.3MSK/GMSK調制

GMSK是恒定包絡調制，這是因為它屬于連續(xù)相位調制，不存在相位躍變點，而BPSK、QPSK由于存在明顯的相位躍變點，所以不屬于恒定包絡調制，在工程實現上GMSK對高功率放大器要求低(線性度)，功放效率高。綜上所述，GMSK是一類性能最優(yōu)秀的二進制調制方式。6.3.8GMSK調制的小結526.4π/4-DQPSK調制調制方式的選擇對于數字移動通信系統(tǒng)是非常重要的。北美的IS-54TDMA標準、日本的PDC、PHS標準均采用了DQPSK作為調制方式。DQPSK調制是一種正交差分移相鍵控調制，它的最大相位跳變值介于OQPSK和QPSK之間。對于QPSK而言，最大相位跳變值為180°，而OQPSK調制的最大相位跳變值為90°，DQPSK調制則為。DQPSK調制是前兩種調制方式的折中，一方面，它保持了信號包絡基本不變的特性，降低了對于射頻器件的工藝要求；另一方面，它可以采用非相干檢測，從而大大簡化了接收機的結構。但采用差分檢測方法，其性能比相干QPSK有較大的損失，因此利用DQPSK的有記憶調制特性，也可以采用Viterbi算法的檢測方法。53DQPSK調制是QPSK和OQPSK調制的折中，其調制過程為：假設輸入信號流經過串并變換得到兩路數據流和，根據書上的表給出的相位偏移映射關系可以得到時刻的相位偏移值，從而得到當前時刻的相位值。這樣由時刻的同相分量和正交分量信號、以及時刻的相位就可得到當前時刻的同相分量和正交分量、。DQPSK的調制方式可表示為如下公式：6.4π/4-DQPSK調制6.4.1

π/4-DQPSK差分檢測

其中546.4π/4-DQPSK調制6.4.1

π/4-DQPSK差分檢測

DQPSK調制的星座如下圖所示，由圖可知相鄰時刻的信號點之間的相位跳變不超過，且某個時刻的信號點只能在四個信號點構成的子集中選擇，這樣DQPSK星座圖實際上表示了信號點的狀態(tài)轉移。556.4π/4-DQPSK調制6.4.1

π/4-DQPSK差分檢測

DQPSK信號通過AWGN白噪聲信道后得到接收信號為：

其中，、是服從的白噪聲序列，是噪聲方差。56DQPSK調制的差分檢測可表示為如下公式。

其判決準則為：

6.4π/4-DQPSK調制6.4.1

π/4-DQPSK差分檢測

576.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

如前所述，DQPSK采用了差分編碼，可以等價看作將相鄰的兩個輸入比特先進行Gray編碼然后再進行正交調制的過程，因此可以將它看作記憶長度為2的卷積編碼器。由此，根據DQPSK調制的星座圖，可以得到具有4個狀態(tài)、16個轉移分支的格狀圖，其Trellis圖如下所示，可以采用Viterbi譯碼算法進行檢測。58令其狀態(tài)集合為或，轉移分支集合為或。這樣時刻的狀態(tài)，分支。則Viterbi算法中的ACS(加比選)運算公式為：

6.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

2/1/202359表示相關度量計算596.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

606.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

DQPSK調制采用差分檢測，只利用了相鄰符號之間的相關性，而Viterbi檢測利用了整個接收序列的信息，因此其性能應當優(yōu)于差分檢測。根據上圖的Trellis結構，容易得到DQPSK調制的狀態(tài)轉移函數：

其中，X、Y的指數分別表示信息比特和編碼比特的權重。

61采用Viterbi檢測的誤比特率一致界為：

其中，自由距，碼率，，是誤差補函數。在AWGN信道條件下，我們比較了差分檢測和Viterbi檢測的性能，如下圖所示，其中Viterbi算法的譯碼深度為32。QPSK相干檢測是根據公式得到的。一致界利用Viterbi檢測的誤比特率公式得到。6.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

62DQPSK信號各種檢測方法性能比較圖：6.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

63由圖可知，在誤比特率為10處，DQPSK采用差分檢測與QPSK采用相干檢測相比，信噪比相差約2.5dB，而采用Viterbi檢測，則僅相差0.5dB，因此Viterbi檢測比差分檢測可以獲得2dB的增益。可見在略微增加復雜度的條件下，采用Viterbi檢測可以提高DQPSK調制系統(tǒng)的接收性能。一致界與Viterbi檢測的仿真性能比較吻合，在高信噪比條件下，兩條曲線趨于一致。-36.4π/4-DQPSK調制6.4.2

π/4-DQPSKViterbi檢測

646.53π/8-8PSK調制

在GPRS系統(tǒng)的增強性技術EDGE中，存在兩種調制方式，其一是GMSK調制，與GSM/GPRS系統(tǒng)的調制方式相同，其二是為了提高數據傳信率，采用的相位旋轉的8PSK調制技術。我們首先介紹8PSK調制。

65對于一般的MPSK調制信號可以表示為：

上式中和是載波信號的幅度與頻率，相位信號為：

其中是符號周期，是第個調制符號，可以取個值，，，是相位偏移量，是沖激函數。在上述方案，每個符號承載個信息比特。6.53π/8-8PSK調制6.5.18PSK調制66將上式代入上上式可得，

其中，是信號的同相分量和正交分量。6.53π/8-8PSK調制6.5.18PSK調制67已調信號送入成型濾波器，最后得到基帶發(fā)送信號：

為了提高傳輸的可靠性，一般的，多進制調制符號所攜帶的比特信息均采用Gray映射，下圖給出了8PSK調制符號和比特映射之間的關系。由于采用了Gray映射，相鄰符號所攜帶的信息只相差一個比特。6.53π/8-8PSK調制6.5.18PSK調制688PSK的符號與比特映射關系6.53π/8-8PSK調制6.5.18PSK調制698PSK調制的矢量圖6.53π/8-8PSK調制6.5.18PSK調制706.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制由上圖可知，傳統(tǒng)的8PSK調制在符號邊界處最大的相位跳變?yōu)?，這樣造成信號包絡起伏非常大。由于8PSK調制是線性調制，為了盡可能較小信號畸變，對于射頻功放的要求非?？量?。因此在EDGE系統(tǒng)中，采用了修正的8PSK調制，即相位旋轉的8PSK調制。通過相位旋轉的修正，矢量圖軌跡就不再過原點，減小了信號包絡的起伏變化，從而減小了功放非線性導致的信號畸變。

716.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制為了避免相位跳變，可以在每個符號周期將星座旋轉，如下圖所示。726.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制下圖給出了整個旋轉星座的矢量圖。由圖可知，星座圖上增加了8個信號點，連續(xù)兩個符號之間的最大相位差是。73為了進一步減小帶外輻射干擾，降低旁瓣信號的功率，EDGE系統(tǒng)對已調制的8PSK信號采用了高斯濾波。其濾波器的沖激響應為：

經過高斯濾波后的信號瞬時功率有一些波動。下圖給出了濾波后信號的功率譜和矢量圖。由圖可見，經過高斯濾波，8PSK的信號頻譜更集中。6.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制746.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制8PSK調制的功率譜756.5.23π/8-8PSK調制

6.53π/8-8PSK調制經過高斯濾波的-8PSK的矢量圖766.6用于CDMA的調制方式

在CDMA系統(tǒng)中，利用擴頻與調制即兩次調制的巧妙組合，力圖實現在抗干擾性即誤碼(比特)率達到最優(yōu)的BPSK性能，在頻譜有效性上達到兩倍BPSK即QPSK性能。同時在工程實現上可以采用使高功放的峰平比降至最低的各種BPSK和QPSK的改進方式。CDMA擴頻系統(tǒng)中的調制與解調和一般非擴頻系統(tǒng)中的調制與解調方式大同小異。不同之處在于擴頻系統(tǒng)要進行兩次調制和兩次解調，一般首先是進行擴頻碼調制，再進行載波調制，解調時則先進行載波解調，再進行擴頻碼解調。77在CDMA中，往往要采用專門的信道或者符號傳送導頻分量，這些分量的傳送起到了給接收端傳送了相干解調的參考相位的作用，因此在CDMA中，無需考慮相對移相，無需考慮接收端的相位模糊。為了對各類相移鍵控的擴頻調制方式的性能進行比較，首先需要尋找一個可比的基準參考點。一般常用的基準參考點有兩類。一種是以信道的輸入碼率為基準；另一類則是以信源輸出碼率為基準。這兩類基準對于二進制是等效的。然而對于多進制(比如四相)兩者是不等效的。本節(jié)以信道輸入碼率為基準進行分析。6.6用于CDMA的調制方式

786.6用于CDMA的調制方式

6.6.1直擴系統(tǒng)(DS-SS)中BPSK調制調制解調基本結構如下圖所示。調制器解調器79調制器輸入的基帶信號為，其功率為

其中為基帶信號周期擴頻序列的波形為，其功率為

其中擴頻碼的速率為，且。

6.6用于CDMA的調制方式

6.6.1直擴系統(tǒng)(DS-SS)中BPSK調制80在發(fā)送端由調制器框圖可求得歸一化功率的信道輸入為

接收端接收到的信號為

經過低通后的(帶寬為)輸出為

其中噪聲的方差為：

6.6用于CDMA的調制方式

6.6.1直擴系統(tǒng)(DS-SS)中BPSK調制81解調器輸出為：

其中噪聲功率為：

這時輸出的信噪比為：6.6用于CDMA的調制方式

6.6.1直擴系統(tǒng)(DS-SS)中BPSK調制826.6用于CDMA的調制方式

6.6.1直擴系統(tǒng)(DS-SS)中BPSK調制BPSK擴頻解調后的誤碼(比特)率為

因此在理想擴頻、解擴條件下，直擴(DS-SS)的BPSK與未經直擴的BPSK誤碼性能是一樣的。836.6用于CDMA的調制方式

6.6.2平衡四相擴頻調制DS-SS中QPSK調制與解調器結構如下圖所示。調制器846.6用于CDMA的調制方式

6.6.2平衡四相擴頻調制解調器85發(fā)送端，由調制器框圖，可求得歸一化功率的信道輸入為

接收端，解調器輸入(信道輸出)信號為：

經過低通后的輸出信號為：6.6用于CDMA的調制方式

6.6.2平衡四相擴頻調制86其中，。再經解調積分器輸出信號為：

其中。最后輸出信噪比為

6.6用于CDMA的調制方式

6.6.2平衡四相擴頻調制87DS-SSQPSK的誤比特率為

DS-SS中QPSK與未擴頻QPSK誤碼性能是一樣的，它等于BPSK誤碼率。6.6用于CDMA的調制方式

6.6.2平衡四相擴頻調制886.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

DS-SS中復四相擴頻調制與解調結構如下圖所示。

調制器896.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

解調器90發(fā)送端由解調器框圖，可求得歸一化信號功率的信道輸入信號為：接收端解調器輸入信號為：6.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

91經過低通以后輸出信號為：

其中：經解調器輸出的信號為

其中。6.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

926.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

最后輸出的信噪比為：93DS-SS中CQPSK誤碼(比特)率為：

DS-SS中CQPSK與未擴頻CQPSK誤碼率一樣，它等于BPSK誤碼率。根據上述分析，可以得到如下結論：理想的擴頻、解擴的第一次調制，不影響第二次調制、解調性能。擴頻系統(tǒng)中與未擴頻的常規(guī)調制、解調(第二次調制與解調)具有相同的理論性能。6.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

946.6用于CDMA的調制方式

6.6.3復四相擴頻調制(CQPSK)

本節(jié)的分析，是以最基本的調制方式BPSK為參考基準。BPSK為二進制調制，其信道輸出的波特率與信道輸入的比特率是一致的。對于DS-SS中的平衡四相QPSK，將信源輸出的基帶信號分為同相I路與正交Q路分別進行BPSK調制，然后相加送入信道。若二者發(fā)送的信息波特率、信號發(fā)送功率、噪聲功率、譜密度完全相同，其平均誤碼(比特)率是相同的。對于復四相CQPSK，它屬于正交四相調制。實現時，發(fā)送端首先將信源輸出的基帶信號分為I、Q正交的兩路，然后在分別對每路進行復四相調制。這就是說CQPSK相當于I、Q兩路獨立的四相調制，其中每路都具有一般QPSK的性能，因此頻譜效率比QPSK高一倍。956.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

前面分析了BPSK，QPSK，CQPSK的誤碼性能和頻譜效率，這里將著重分析在工程實現時，特別是在高功率放大時需要解決的峰平比問題，它在CDMA中的多碼信道中尤為突出。第二代IS-95中上行(反向)信道中采用OQPSK調制以降低峰平比。下面將簡要介紹這兩類技術。966.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

1.OQPSK它是基于QPSK的一類改進型。為了克服QPSK中過0點的相位躍變特性，以及由此帶來的幅度起伏不恒定和頻帶的展寬(通過限帶系統(tǒng)后)等一系列問題。若將QPSK中并行的I、Q兩路碼元錯開時間比如半個碼元，稱這類QPSK為偏移QPSK或OQPSK。通過I、Q路碼元錯開半個碼元，調制之后波形，其載波相位躍變由180度降至90度，避免了過0點從而大大降低了峰平比和頻帶的展寬。976.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

下面，通過一個具體的例子說明某個帶寬波形序列的I路、Q路波形，以及經載波調制以后的相位變化情況。若給定基帶信號序列為：1－1－11111－1－111－1對應的QPSK與OQPSK發(fā)送波形如下：986.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

996.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

圖中I信道為U(t)的奇數數據碼元，Q信道為U(t)的偶數數據碼元，而OQPSK的Q信道與其I信道錯開(延時)半個碼元。QPSK，OQPSK載波相位變化公式為；1006.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

QPSK數據碼元對的對應的相位變化如下圖所示1016.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

OQPSK數據碼元對的對應相位變化為：1026.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

對于QPSK數據碼元對的相位變化由圖6.25和圖6.26可求得碼元對：

可見，在QPSK中存在過0點的180度的躍變。1036.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

對于OQPSK數據碼元對的相位變化由圖6.27可求得：可見，在OQPSK中，僅存在小于的相位躍變，而不存在過0點躍變。1046.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

2.CQPSK在CDMA2000以及WCDMA的擴頻調制中，廣泛采用CQPSK及其進一步組合改進的混合相移鍵控HPSK(HybridPhaseShiftKeying)，其結構如下所示。1056.6用于CDMA的調制方式

6.6.4控制峰平比——OQPSK與CQPSK調制

下面給出用于單碼信道的各類擴頻調制性能參數。

注：上述表格對單碼信道，對于多碼信道其優(yōu)點隨著信道數增加將更為突出。調制方式

數據速率

包絡變化

QPSK

X5.6dBOQPSK

X5.1dBCQPSK、HPSK

2X4.1dB1066.7IEEE802.11采用的擴頻調制方式

在IEEE802.11系統(tǒng)中，其調制是采用不同的直擴方式與傳統(tǒng)的相對移相DBPSK與DQPSK相結合的方式，共計采用了六種不同的直擴與相對移相結合的方式，其中有兩種是采用Barker碼作為直擴碼分別與DBPSK和DQPSK結合的方式，兩種是采用正交Walsh碼作為直擴碼分別與DBPSK和DQPSK結合的方式構成雙正交擴頻調制方案，還有兩種是采用互補碼作為直擴碼分別與DBPSK和DQPSK結合的方式構成復擴頻調制方案。圖6.29是六種直擴模式表格表示。1076.7.1Barker碼6.7IEEE802.11采用的擴頻調制方式

這種碼是1953年由R.H.Barker提出的，它原來是為了解決通信中同步問題而提出的一種非周期自相關最佳二元碼。它具有較理想的非周期自相關特性。Barker碼或Barker序列的定義有兩種。108(1)定義一設，它是一個長度為的二元序列，若其序列的非周期自相關函數為：

則稱序列為Barker序列或稱Barker碼，滿足上述條件的Barker序列(碼)僅有3個，它們是：

6.7.1Barker碼6.7IEEE802.11采用的擴頻調制方式

109(2)定義二若將上述序列的非周期自相關函數放寬為：

則也稱序列為Barker序列(碼)，滿足這一定義的序列有

到目前為止，僅找到上述9種Barker序列(碼)，802.11標準使用的是的Barker序列(碼)。6.7.1Barker碼6.7IEEE802.11采用的擴頻調制方式

110IEEE802.11b標準在2.4GHz頻段采用CCK(ComplementaryCodeKeying)調制技術，它支持5.5Mbps和11Mbps兩種數據速率。CCK調制的基本原理如下：CCK擴頻調制是采用正交的復擴頻碼其生成公式為：

其中取值于。6.7.2互補碼鍵控擴頻調制(CCK調制)6.7IEEE802.11采用的擴頻調制方式

1116.7.2互補碼鍵控擴頻