典型電力電子裝置介紹

典型電力電子裝置介紹第一頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.1開關電源8.1.1開關電源的基本工作原理

1．線性穩(wěn)壓電源的工作原理及其特點穩(wěn)壓電源通常分為線性穩(wěn)壓電源和開關穩(wěn)壓電源。電子技術課程中所介紹的直流穩(wěn)壓電源一般是線性穩(wěn)壓電源,它的特點是起電壓調(diào)整功能的器件始終工作在線性放大區(qū)，其原理框圖如圖8-1所示,由50Hz工頻變壓器、整流器、濾波器和串聯(lián)調(diào)整穩(wěn)壓器組成。第二頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-1線性穩(wěn)壓電源第三頁，共九十一頁，2022年，8月28日

它的基本工作原理為：工頻交流電源經(jīng)過變壓器降壓、整流、濾波后成為一穩(wěn)定的直流電。圖8-1中其余部分是起電壓調(diào)節(jié)，實現(xiàn)穩(wěn)壓作用的控制部分。電源接上負載后，通過采樣電路獲得輸出電壓，將此輸出電壓與基準電壓進行比較。如果輸出電壓小于基準電壓，則將誤差值經(jīng)過放大電路放大后送入調(diào)節(jié)器的輸入端，通過調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)使輸出電壓增加，直到與基準值相等；如果輸出電壓大于基準電壓，則通過調(diào)節(jié)器使輸出減小。第四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

這種穩(wěn)壓電源具有優(yōu)良的紋波及動態(tài)響應特性，但同時存在以下缺點：

(1)輸入采用50Hz工頻變壓器，體積龐大。

(2)電壓調(diào)整器件（如圖8-1所示的三極管）工作在線性放大區(qū)內(nèi)，損耗大，效率低。

(3)過載能力差。第五頁，共九十一頁，2022年，8月28日

2．開關穩(wěn)壓電源的基本工作原理開關穩(wěn)壓電源簡稱開關電源（SwitchingPowerSupply），這種電源中，起電壓調(diào)整，實現(xiàn)穩(wěn)壓控制功能的器件始終以開關方式工作。圖8-2所示為輸入輸出隔離的開關電源原理框圖。圖8-2開關電源的基本框圖第六頁，共九十一頁，2022年，8月28日

其主電路的工作原理為：50Hz單相交流220V電壓或三相交流220V/380V電壓首先經(jīng)EMI防電磁干擾的電源濾波器濾波（這種濾波器主要濾除電源的高次諧波），直接整流濾波（不經(jīng)過工頻變壓器降壓，濾波電路主要濾除整流后的低頻脈動諧波），獲得一直流電壓；然后再將此直流電壓經(jīng)變換電路變換為數(shù)十或數(shù)百千赫的高頻方波或準方波電壓，通過高頻變壓器隔離并降壓（或升壓）后，再經(jīng)高頻整流、濾波電路，最后輸出直流電壓?？刂齐娐返墓ぷ髟硎牵弘娫唇由县撦d后，通過取樣電路獲得其輸出電壓，將此電壓與基準電壓做比較后，將其誤差值放大，用于控制驅動電路，控制變換器中功率開關管的占空比，使輸出電壓升高（或降低），以獲得一穩(wěn)定的輸出電壓。第七頁，共九十一頁，2022年，8月28日

3．開關穩(wěn)壓電源的控制原理開關電源中，變換電路起著主要的調(diào)節(jié)穩(wěn)壓作用，這是通過調(diào)節(jié)功率開關管的占空比來實現(xiàn)的。設開關管的開關周期為T，在一個周期內(nèi)，導通時間為ton，則占空比定義為D＝ton／t。在開關電源中，改變占空比的控制方式有兩種，即脈沖寬度調(diào)制（PWM）和脈沖頻率調(diào)制（PWF）。在脈沖寬度控制中，保持開關頻率（開關周期T）不變，通過改變ton來改變占空比D，從而達到改變輸出電壓的目的，即D越大，濾波后輸出電壓也就越大；D越小，濾波后輸出電壓越小,如圖8-3所示。第八頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-3PWM控制方式第九頁，共九十一頁，2022年，8月28日

頻率控制方式中，保持導通時間ton不變，通過改變頻率（即開關周期T）而達到改變占空比的一種控制方式。由于頻率控制方式的工作頻率是變化的，造成后續(xù)電路濾波器的設計比較困難，因此，目前絕大部分的開關電源均采用PWM控制。第十頁，共九十一頁，2022年，8月28日4．開關穩(wěn)壓電源的特點開關穩(wěn)壓電源具有如下的優(yōu)點：

(1）功耗小、效率高。開關管中的開關器件交替工作在導通—截止—導通的開關狀態(tài)，轉換速度快，這使得功率損耗小，電源的效率可以大幅度提高，可達90％～95％。

(2）體積小、重量輕。開關電源效率高，損耗小，可以省去較大體積的散熱器；用起隔離作用的高頻變壓器取代工頻變壓器，可大大減小體積，降低重量；因為開關頻率高，輸出濾波電容的容量和體積也可大為減小。第十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日(3）穩(wěn)壓范圍寬。開關電源的輸出電壓由占空比來調(diào)節(jié)，輸入電壓的變化可以通過占空比的大小來補償。這樣，在工頻電網(wǎng)電壓變化較大時，它仍能保證有較穩(wěn)定的輸出電壓。

(4）電路形式靈活多樣。設計者可以發(fā)揮各種類型電路的特長，設計出能滿足不同應用場合的開關電源。開關電源的缺點主要是存在開關噪聲干擾。第十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日

在開關電源中，開關器件工作在開關狀態(tài)，它產(chǎn)生的交流電壓和電流會通過電路中的其它元器件產(chǎn)生尖峰干擾和諧振干擾，對這些干擾如果不采取一定的措施進行抑制、消除和屏蔽，就會嚴重影響整機正常工作。此外，這些干擾還會串入工頻電網(wǎng)，使電網(wǎng)附近的其它電子儀器、設備和家用電器受到干擾。因此，設計開關電源時，必須采取合理的措施來抑制其本身產(chǎn)生的干擾。第十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.1.2隔離式高頻變換電路在開關穩(wěn)壓電源的主電路中，調(diào)頻變換電路是核心部分，其電路形式多種多樣，下面介紹輸入輸出隔離的開關電源常用的幾種高頻變換電路的結構和工作原理。

1．正激式變換電路（Forward）所謂正激式變換電路，是指開關電源中的變換器不僅起著調(diào)節(jié)輸出電壓使其穩(wěn)定的作用，還作為振蕩器產(chǎn)生恒定周期T的方波，后續(xù)電路中的脈沖變壓器也具有振蕩器的作用。第十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

該電路的結構如圖8-4（a）所示。工頻交流電源通過電源濾波器、整流濾波器后轉換成該圖中所示的直流電壓Ui；V1為功率開關管，多為絕緣柵雙極型晶體管IGBT（其基極的驅動電路圖中未畫出）；TR為高頻變壓器；L和C1組成LC濾波器；二極管VD1為半波整流元件，VD2為續(xù)流二極管；RL為負載電阻；Uo為輸出穩(wěn)定的直流電壓。當控制電路使V1導通時，變壓器原、副邊均有電壓輸出且電壓方向與圖示參考方向一致，所以二極管VD1導通，VD2截止，此時電源經(jīng)變壓器耦合向負載傳輸能量，負載上獲得電壓，濾波電感L儲能。第十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日

當控制電路使V1截止時，變壓器原、副邊輸出電壓為零。此時，變壓器原邊在V1導通時儲存的能量經(jīng)過線圈N3和二極管VD3反送回電源。變壓器的副邊由于輸出電壓為零，所以二極管VD1截止，電感L通過二極管VD2續(xù)流并向負載釋放能量，由于電容C1的濾波作用，此時負載上所獲得的電壓保持不變，其輸出電壓為式中k為變壓器的變壓比，D為方波的占空比,N1,N2為變壓器原、副邊繞組的匝數(shù)。由上式可看出，輸出電壓Uo僅由電源電壓Ui和占空比D決定。第十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-4正激變換電路(a)原理圖；(b)開關管驅動波形；(c)VF波形第十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日

2．半橋變換電路半橋變換電路又可稱為半橋逆變電路，如圖8-5（a）所示。工頻交流電源通過電源濾波器、整流濾波器后轉換成圖中所示的直流電壓Ui；V1、V2為功率開關管IGBT；TR為高頻變壓器，L、C3組成LC濾波電路，二極管VD3、VD4組成全波整流元件。第十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-5半橋變換電路及波形(a)電路；(b)波形第十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日

半橋變換電路的工作原理：兩個輸入電容C1、C2的容量相同，其中A點的電壓UA是輸入電壓Ui的一半，即有UC1＝UC2

＝Ui／2。開關管V1和V2的驅動信號分別為ug1和ug2，由控制電路產(chǎn)生兩個互為反相的PWM信號，如圖8-5（b）所示。當ug1為高電平時，ug2為低電平，V1導通，V2關斷。電容C1兩端的電壓通過VD1施加在高頻變壓器的原邊，此時uV1＝Ui／2，在V1和V2共同關斷期間，原邊繞組上的電壓為零，即uV1＝0。當ug2為高電平期間，V2導通，V1關斷，電容C2兩端的電壓施加在高頻變壓器的原邊，此時uV1

＝-Ui／2。其波形如圖8-5（b）所示?？梢钥闯?，在一個開關周期T內(nèi)，變壓器上的電壓分別為正、負、零值，這一點與正激變換電路不同。為了防止開關管V1、V2同時導通造成電源短路，驅動信號ug1、ug2之間必須具有一定的死區(qū)時間，即二者同時為零的時間。第二十頁，共九十一頁，2022年，8月28日

當uV1＝Ui／2時，變壓器副邊所接二極管VD3導通，VD4截止，整流輸出電壓的方向與圖示Uo方向相同；當uV1＝-Ui／2時，二極管VD4導通，VD3截止，整流輸出電壓的方向也與圖示Uo方向相同；在二極管VD3

、VD4導通期間，電感L開始儲能。在開關管V1、V2同時截止期間，雖然變壓器副邊電壓為零，但此時電感L釋放能量，又由于電容C3的作用使輸出電壓恒定不變。第二十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日

半橋變換電路的特點為，在一個開關周期T內(nèi)，前半個周期流過高頻變壓器的電流與后半個周期流過的電流大小相等，方向相反，因此，變壓器的磁芯工作在磁滯回線B—H的兩端，磁芯得到充分利用。在一個開關管導通時，處于截止狀態(tài)的另一個開關管所承受的電壓與輸入電壓相等，開關管由導通轉為關斷的瞬間，漏感引起的尖峰電壓被二極管VD1或VD2箝位，因此開關管所承受的電壓絕對不會超過輸入電壓，二極管VD1、VD2還作為續(xù)流二極管具有續(xù)流作用，施加在高頻變壓器上的電壓只是輸入電壓的一半。欲得到與下面將介紹的全橋變換電路相同的輸出功率，開關管必須流過兩倍的電流，因此半橋式電路是通過降壓擴流來實現(xiàn)大功率輸出的。另外，驅動信號ug1和ug2需要彼此隔離的PWM信號。半橋變換電路適用于數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的開關電源。第二十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日

3．全橋變換電路將半橋電路中的兩個電解電容C1和C2換成另外兩只開關管，并配上相應的驅動電路即可組成圖8-6所示的全橋電路。圖8-6全橋變換電路第二十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日

驅動信號ug1與ug4相同，ug2與ug3相同，而且ug1、ug4與ug2、ug3互為反相。其工作原理如下：當ug1與ug4為高電平，ug2與ug3為低電平時，開關管V1和V4導通，V2和V3關斷，電源電壓通過V1和V4施加在高頻變壓器的原邊，此時變壓器原邊電壓為uV1＝Ui。當ug1和ug4為低電平，ug2與ug3為高電平時，開關管V2和V3導通，V1、V4關斷，變壓器原邊電壓為uV1＝-Ui。與半橋電路相比，初級繞組上的電壓增加了一倍，而每個開關管的耐壓仍為輸入電壓。第二十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-6中變壓器副邊所接二極管VD5、VD6為整流二極管，實現(xiàn)全波整流。電感L、電容C組成LC濾波電路，實現(xiàn)對整流輸出電壓的濾波。開關管V1、V2、V3和V4的集電極與發(fā)射極之間反接有箝位二極管VD1、VD2、VD3和VD4，由于這些箝位二極管的作用，當開關管從導通到截止時，變壓器初級磁化電流的能量以及漏感儲能引起的尖峰電壓的最高值不會超過電源電壓Ui，同時還可將磁化電流的能量反饋給電源，從而提高整機的效率。全橋變換電路適用于數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的開關電源。除了上述變換電路外，常用的隔離型高頻電路還有反激型變換電路、推挽型變換電路和雙正激型變換電路。第二十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.1.3開關電源的應用圖8-7直流操作電源電路(a)主電路；第二十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-7直流操作電源電路(b)控制電路第二十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日

1．交流進線EMI濾波器電磁干擾EMI為英文ElectroMagneticInterference的縮寫。為了防止開關電源產(chǎn)生的噪聲進入電網(wǎng)或者防止電網(wǎng)的噪聲進入開關電源內(nèi)部，干擾開關電源的正常工作，必須在開關電源的輸入端施加EMI濾波器，有時又稱此濾波器為電源濾波器，用于濾除電源輸入輸出中的高頻噪聲（150kHz～30MHz）。圖8-8給出了一種常用的高性能EMI濾波器，該濾波器能同時抑制共模和差模干擾信號。第二十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-8交流進線EMI濾波器第二十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日

該圖中A、N間為電源的相電壓，G為電源的接地線。Cc1、Cc2和Lc構成的低通濾波器用來抑制共模干擾信號。所謂共模干擾信號，通常是指與電源電壓并聯(lián)且極性相同的干擾信號。由于電源干擾信號的頻率遠大于工頻50Hz，因此它們通過電容Cc1、Cc2接入地消除干擾。其中Lc為磁芯電感，它與普通電感相比具有體積小、電感值大的特點，在此電路中稱為共模電感，其兩組線圈的匝數(shù)相等，繞向相反。共模干擾信號的極性相同，在Lc產(chǎn)生很大的阻抗，從而抑制了共模信號進入后續(xù)整流電路。對于極性相反，串接在電源內(nèi)的差模干擾信號，Lc產(chǎn)生的阻抗為零，則由Cd1、Ld

組成的低通濾波器來抑制干擾信號。第三十頁，共九十一頁，2022年，8月28日

2．啟動浪涌抑制電路開啟電源時，由于將對濾波電容C1和C2充電，接通電源瞬間電容相當于短路，因而會產(chǎn)生很大的浪涌電流，其大小取決于啟動時的交流電壓的相位和輸入濾波器的阻抗。抑制啟動浪涌電流最簡單的辦法是在整流橋的直流側和濾波電容之間串聯(lián)具有負溫度系數(shù)的熱敏電阻。啟動時電阻處于冷態(tài)，呈現(xiàn)較大的電阻，從而可抑制啟動電流。啟動后，電阻溫度升高，阻值降低，以保證電源具有較高的效率。雖然啟動后電阻已較小，但電阻在電源工作的過程中仍具有一定的損耗，降低了電源的效率，因此，該方法只適合小功率電源。對于大功率電路，將上述熱敏電阻換成普通電阻，同時在電阻的兩端并接晶閘管，電源啟動時晶閘管關斷，由電阻限制啟動浪涌電流。濾波電容的充電過程完成后，觸發(fā)晶閘管，使之導通，從而既達到了短接電阻降低損耗的目的，又可限制啟動浪涌電流。第三十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日

3．輸出控制電路控制電路是開關電源的核心，它決定開關電源的動態(tài)穩(wěn)定性。該開關電源采用雙閉環(huán)控制方式，如圖8-9所示。電壓環(huán)為外環(huán)控制，起著穩(wěn)定輸出電壓的作用。電流環(huán)為內(nèi)環(huán)控制，起穩(wěn)定輸出電流的作用。交流電源經(jīng)過電源濾波、整流再次濾波后得到電壓的給定信號UOG，輸出電壓經(jīng)過取樣電路獲得一反饋電壓UOF。UOF通過反饋電路送到給定端與給定信號UOG比較，其誤差信號經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后形成輸出電感電流的給定信號IOG。將IOG與電感電流的反饋信號IOF比較，其誤差信號經(jīng)PI調(diào)節(jié)器(比例積分調(diào)節(jié)器)調(diào)節(jié)后送入PWM控制器SG3525，然后與控制器內(nèi)部三角波比較形成PWM信號,該信號再通過驅動電路去驅動變換電路中的IGBT。第三十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-9直流開關電源控制系統(tǒng)原理框圖第三十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日

如果輸出電壓因種種原因在給定電壓沒有改變的情況下有所降低，即反饋電壓UOF小于給定電壓UOG，則電壓調(diào)節(jié)器將誤差放大后使輸出電壓升高，即電感電流的給定IOG增大。電感電流給定增大又導致電流調(diào)節(jié)器的輸出電壓增大，使得PWM信號的占空比增大，最后達到增大輸出電壓的目的。當輸出電壓達到給定電壓所要求的值時，調(diào)節(jié)器停止調(diào)節(jié)，輸出電壓穩(wěn)定在所要求的值。第三十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

4．SG3525的管腳功能

SG3525系列開關電源PWM控制集成電路是美國硅通用公司設計的第二代PWM控制器，工作性能好，外部元件用量小，適用于各種開關電源。圖8-10給出了SG3525的內(nèi)部結構，其管腳功能如下：①腳：誤差放大器的反相輸入端；②腳：誤差放大器的同相輸入端；③腳：同步信號輸入端，同步脈沖的頻率應比振蕩器頻率fS要低一些；第三十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日④腳：振蕩器輸出；⑤腳：振蕩器外接定時電阻RT端，RT值為2～150kΩ；⑥腳：振蕩器外接電容CT端，振蕩器頻率fs＝1／CT（0.7RT+3R0）,R0為⑤腳與⑦腳之間跨接的電阻，用來調(diào)節(jié)死區(qū)時間，定時電容范圍為0.001～0.1μF；⑦腳：振蕩器放電端，用外接電阻來控制死區(qū)時間，電阻范圍為0～500Ω；⑧腳：軟啟動端，外接軟啟動電容，該電容由內(nèi)部Uref的50μA恒流源充電；第三十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日⑨腳：誤差放大器的輸出端；10腳：PWM信號封鎖端，當該腳為高電平時，輸出驅動脈沖信號被封鎖，該腳主要用于故障保護；11腳：A路驅動信號輸出；12腳：接地；13腳：輸出集電極電壓；14腳：B路驅動信號輸出；15腳：電源，其范圍為8～35V；16腳：內(nèi)部＋5V基準電壓輸出。第三十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-10SG3525內(nèi)部結構框圖第三十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日

5．IGBT驅動電路驅動電路采用日本三菱公司生產(chǎn)的驅動模塊M57962L。該驅動模塊為混合集成電路，將IGBT的驅動和過流保護集于一體，能驅動電壓為600V和1200V系列電流容量不大于400A的IGBT。驅動電路的接線圖如圖8-11所示。第三十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-11IGBT驅動電路第四十頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.2UPS不間斷電源8.2.1UPS的分類

1．離線式UPS電源

該電源的基本結構如圖8-12所示，它由充電器、蓄電池組、逆變器、交流穩(wěn)壓器和轉換開關等部分組成。市電存在時，逆變器不工作，市電經(jīng)交流穩(wěn)壓器穩(wěn)壓后，通過轉換開關向負載供電，同時充電器工作，對蓄電池組充電；市電掉電時，逆變器工作，將蓄電池提供的直流電壓變換成穩(wěn)壓、穩(wěn)頻的交流電壓，轉換開關同時斷開市電通路，接通逆變器，繼續(xù)向負載供電。對離線式UPS電源，當市電掉電時，輸出有轉換時間。目前市場上銷售的這種電源均為小功率，一般在2kVA以下。第四十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-12后備式UPS的結構框圖第四十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日

這種電源的特點為：

(1)當市電正常時，只是通過交流穩(wěn)壓后直接輸出至負載，因此電路對市電噪音以及浪涌的抑制能力較差。

(2)存在轉換時間。

(3)保護性能較差。

(4)結構簡單，體積小，重量輕，控制容易，成本低。第四十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日

2．在線式UPS電源在線式UPS的基本結構如圖8-13所示，它由整流器、逆變器、蓄電池組以及靜態(tài)轉換開關等部分組成。正常工作時，市電經(jīng)整流器變成直流后，再經(jīng)逆變器變換成穩(wěn)壓、穩(wěn)頻的正弦波交流電壓供給負載。當市電掉電時，由蓄電池組向逆變器供電，以保證負載不間斷供電。如果逆變器發(fā)生故障，UPS則通過靜態(tài)開關切換到旁路，直接由市電供電。故障消失后，UPS又重新切換到由逆變器向負載供電。由于在線式UPS總是處于穩(wěn)壓、穩(wěn)頻供電狀態(tài)，輸出電壓動態(tài)響應特性好，波形畸變小，因此，其供電質(zhì)量明顯優(yōu)于離線式UPS。目前大多數(shù)UPS，特別是大功率UPS均為在線式。第四十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-13在線式UPS的結構框圖第四十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日在線式UPS的特點是：(1)輸出的電壓經(jīng)過UPS處理，輸出電源品質(zhì)較高。(2)無轉換時間。(3)結構復雜，成本較高。(4)保護性能好，對市電噪音以及浪涌的抑制能力強。第四十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日3．在線交互式UPS電源在線交互式UPS的結構框圖如圖8-14所示。它由交流穩(wěn)壓器、交流開關、逆變器、充電器、蓄電池組和雙向轉換器組成。市電正常時經(jīng)交流穩(wěn)壓器后直接輸出給負載。此時，通過雙向轉換器，逆變器工作在整流狀態(tài)，作為充電器向蓄電池組充電。當市電掉電時，逆變器則將電池能量轉換為交流電輸出給負載。第四十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-14在線交互式UPS的結構框圖第四十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日

在線交互式UPS的特點如下：

(1)具有雙向轉換器，UPS電池充電間較短。

(2)存在轉換時間。

(3)控制結構復雜，成本較高。

(4)保護性能介于在線式與離線式UPS之間，對市電噪聲和浪涌的抑制能力較差。第四十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.2.2UPS的整流器對于小功率UPS，整流器一般采用二極管整流電路，它的作用是向逆變器提供直流電源，蓄電池充電由專門的充電器來完成。而對于中、大功率UPS，它的整流器具有雙重功能，在向逆變器提供直流電源的同時還要向蓄電池進行充電，因此，整流器的輸出電壓必須是可控的。中、大功率UPS的整流器一般采用相控式整流電路。相控式整流電路結構簡單，控制技術成熟，但交流輸入功率因數(shù)低并向電網(wǎng)注入大量的諧波電流。目前，對于大容量UPS大多采用12相或24相整流電路。因為整流電路的相數(shù)越多，交流輸入功率因數(shù)越高，入電網(wǎng)的諧波含量也就越低。除了增加整流電路的相數(shù)外，還可以通過在整流器的輸入側增加有源或無源濾波器濾去UPS注入電網(wǎng)的諧波電流。第五十頁，共九十一頁，2022年，8月28日

目前，比較先進的UPS采用PWM整流電路，可使注入電網(wǎng)的電流基本接近正弦波，且功率因數(shù)接近1，即整流電路交流側的電流、電壓的相位基本同相,這樣大大降低UPS對電網(wǎng)的諧波污染。現(xiàn)以單相電路為例，說明PWM整流電路的工作原理。第五十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-15所示是單相橋式全控整流電路結構，其中起整流作用的開關器件采用全控器件IGBT。電路的工作原理為：在交流電源us的正半周，控制電路關斷V2、V3,而在V1、V4的控制極輸入SPWM控制脈沖序列，則在A、B兩點間獲得正半周的SPWM波形，如圖8-16所示。同理,在交流電源us的負半周，控制電路關斷V1、V4,而在V2、V3的控制極輸入SPWM控制脈沖序列，則在A、B兩點間獲得負半周的SPWM波形，通過電容C濾波，在負載上可獲得穩(wěn)定的直流電壓。調(diào)節(jié)加在V1、V2、V3、V4控制極上的脈沖序列的寬度，即可調(diào)節(jié)整流電路輸出直流電壓的大小，實現(xiàn)可控整流。第五十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-15單相全橋PWM整流電路第五十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-16單相全橋PWM整流電路波形第五十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

可見，在PWM整流電路的交流端A、B之間產(chǎn)生了一個正弦波調(diào)制的電壓uAB，uAB中除了含有與電源同頻率的基波分量外，還含有與開關頻率有關的高次諧波。圖8-15中在整流電路的交流側串有電感Ls，它的作用就是將交流側電流中的高次諧波濾除，使交流側電流is產(chǎn)生很小的脈動。如果忽略這些脈動成分，is為頻率與電源電壓us頻率相同的正弦波。在交流電源電壓us一定時，is的幅值和相位由uAB中基波分量的幅值及其與us的相位差決定，改變uAB中基波分量的值和相位即改變加在V1、V2、V3、V4控制極上SPWM脈沖序列的幅值和相位，就可使電源電流is與電壓us相位相同，從而使整流電路交流側的輸入功率因數(shù)為1，徹底解決UPS電力電子裝置造成的電網(wǎng)諧波污染的問題。第五十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-17給出了如何實現(xiàn)電源電流is與電壓us同相位的控制系統(tǒng)結構示意圖。該控制系統(tǒng)為雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。電壓環(huán)為外環(huán)，其作用是調(diào)節(jié)和穩(wěn)定整流輸出電壓。電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，其作用是使整流電路交流側的電流is與電壓us相位相同。第五十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-17電流電壓同相位控制系統(tǒng)結構圖第五十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日

該圖中電壓給定控制信號為直流電壓U*d，調(diào)節(jié)U*d可以調(diào)節(jié)PWM調(diào)制波的幅值，即可調(diào)節(jié)PWM控制脈寬，使整流輸出電壓增大或減小。Ud為整流輸出的實際電壓的反饋信號，如果整流輸出電壓與給定控制信號所希望的電壓值相同，即Ud=U*d

，則圖中比例積分調(diào)節(jié)器PI不起調(diào)節(jié)作用，整流輸出電壓Ud保持不變。在U*d不變的情況下，因為其它原因使實際輸出電壓Ud與希望電壓值不相等時，U*d與反饋的實際電壓信號Ud相比較后，可使控制電路輸出的PWM脈沖寬度根據(jù)誤差值（Ud大于或小于U*d

）增大或減小，從而使輸出電壓增大或減小，使輸出電壓穩(wěn)定在希望值。第五十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖中直流輸出電壓給定信號和實際的直流電壓反饋信號比較后送入比例積分PI調(diào)節(jié)器，PI電壓調(diào)節(jié)器的輸出即為整流器交流輸入電流的幅值Im，這是一直流信號，它的大小反應了整流輸出電壓的實際值與希望值之間的差異。它與標準的正弦波相乘后形成交流輸入電流的給定信號i*s。標準的正弦波就是與電源電壓us同相位的電壓信號，當它與信號Im相乘后，只增加或減小其幅值，而不會改變它的相位，即i*s的相位始終與電源電壓us的相位相同，其幅值則隨著PI調(diào)節(jié)的差值而變化。這個幅值的變化就是后續(xù)PWM控制電路的電壓幅值變化的控制信號。因此，可以根據(jù)實際輸出的電壓來調(diào)節(jié)PWM的脈寬，使輸出電壓達到希望值。第五十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖中is為整流電路交流側實際電流的反饋信號，當這個電流與給定電流的相位相同時，圖中比例調(diào)節(jié)器K不起作用，PWM控制信號保持不變；當反饋電流信號is與電源電壓us相位有差異時，即is與i*s有相位差時，調(diào)節(jié)器K起調(diào)節(jié)作用，它可以調(diào)節(jié)后續(xù)比較器電路，從而調(diào)整PWM脈沖的相位，直到反饋信號is與給定信號i*s的相位相同而止，這樣就達到了整流電路交流側電流、電壓同相位的目的。第六十頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.2.3UPS中的逆變器正弦波輸出的UPS通常采用SPWM逆變器，這是一種抑制諧波分量的最有效的方法，有單相輸出，也有三相輸出。下面以單相橋式脈寬調(diào)制逆變器為例，說明它的基本工作原理。如圖8-18所示，對于小功率的UPS，電路中的開關器件一般采用MOSFET管；而對于大功率的UPS，則采用IGBT管。第六十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-18UPS單相逆變電路第六十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-18中，V1、V2和V3、V4不能同時導通，否則將使輸入直流電源短路，這個電路只在V1

、V4和V2、V3間交替導通與關斷，負載上才有連續(xù)的交流矩形波。如果在輸出電壓的半個周期內(nèi)V1和V4導通和關斷許多次，在另外半個周期內(nèi)V2和V3也導通和關斷同樣的次數(shù)，并且在每半周內(nèi)開關器件的導通時間按正弦規(guī)律變化，那么輸出波形如圖8-19所示。這種波的基波分量按正弦規(guī)律變化，而諧波成分最小。當需要調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓時，控制每個矩形波均按某一比例加寬或減窄，則可實現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)。第六十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-19UPS單相逆變電路輸出波形第六十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

為了濾去開關頻率噪聲，輸出采用LC濾波電路，因為開關頻率較高，一般大于20kHz，因此采用較小的LC

濾波器便能濾去開關頻率噪聲。輸出隔離變壓器實現(xiàn)逆變器與負載之間的隔離，避免了它們之間電路上的直接聯(lián)系，從而減少了干擾。另外，為了節(jié)約成本，絕大多數(shù)UPS利用隔離變壓器的漏感來充當輸出濾波電感，從而可省去圖8-18中的電感L。逆變器是UPS的核心部分，這不僅由它的功能所決定，也可從它的控制電路的復雜程度看出來。逆變器的主電路目前已比較完善，但是逆變器的控制電路卻千變?nèi)f化，差別很大。一般而言，UPS電源逆變器的控制電路除了與整流電路一樣，通過電壓閉環(huán)控制實現(xiàn)輸出電壓的自動調(diào)節(jié)和自動穩(wěn)壓外，還要實現(xiàn)相位跟蹤。圖8-20中所示的電壓給定信號U*d、電壓反饋信號uF、PI調(diào)節(jié)器即可完成這項功能。第六十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-20UPS逆變控制系統(tǒng)結構框圖第六十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.2.4UPS中的鎖相技術在線式UPS中，有時要求變頻器輸出的電壓與市電電壓保持同頻、同相、同幅度，即變頻器的輸出必須跟蹤市電的變化，這就需要鎖相技術。鎖相就是利用兩個信號的相位差，通過轉換裝置形成控制信號，以強迫兩個信號相位同步的一種自動控制系統(tǒng)，稱為鎖相環(huán)或環(huán)路?；镜逆i相環(huán)路由鑒相器、低通濾波器和壓控振蕩器組成,如圖8-21所示。鑒相器也叫相位比較器，它將周期性變化的輸入信號的相位（從市電或本機振蕩獲得）與反饋信號的相位（從壓控振蕩器的輸出獲得）進行比較，產(chǎn)生對應于與兩信號相位差成正比的直流誤差電壓信號u(t)，該信號可以調(diào)整壓控振蕩器的頻率，以達到與輸入信號同步的目的。第六十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-21基本鎖相環(huán)路的方框圖第六十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日

低通濾波器用來濾除鑒相器輸出電壓中的高頻分量和噪聲，只有直流分量才對壓控振蕩器起控制作用。為了提高系統(tǒng)的動態(tài)特性即改善動態(tài)跟蹤性，在低通濾波器之后加一個由比例積分放大器組成的調(diào)節(jié)器可改善捕捉過程中的調(diào)節(jié)性能。壓控振蕩器是一個由電壓來控制振蕩頻率的器件，振蕩器在未加控制電壓時的振蕩頻率稱為固有振蕩頻率，用ω0表示。當振蕩器的瞬時頻率ωv與輸入信號的頻率ωi不相同時，由于電壓的相位值是頻率變化值的積分，因而頻率的變化會引起電壓相位差的變化，而有相位差的變化就有誤差電壓產(chǎn)生，該誤差電壓經(jīng)低通濾波器去控制壓控振蕩器的輸出頻率，使其朝著輸入頻率的方向變化，使二者同步。第六十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.2.5UPS中的靜態(tài)開關所謂靜態(tài)開關，是一種以雙向晶閘管為基礎構成的無觸點通斷組件。圖8-22(a)所示為光電雙向晶閘管耦合器的非零電壓開關，輸入端1、2加輸入信號時，光電雙向晶閘管耦合器B導通，門極由R2、B形成通路觸發(fā)雙向晶閘管。這種電路相對于輸入信號的交流電源的任意相位均可同步接通，稱為非零電壓開關。第七十頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-22(b)所示為光電晶閘管耦合的零電壓開關，1、2端加輸入信號，V1管截止，即光控晶閘管門極不短接時，耦合器B中的光控晶閘管導通，電流經(jīng)整流橋和導通的光控晶閘管一起為雙向晶閘管V提供門極電流，使V導通。由R3、R2、V1組成零電壓開關電路，適當?shù)剡x擇R3、R2的參數(shù)，使當電源電壓過零并升至一定幅值時V1導通，光控晶閘管被關斷，這時雙向晶閘管截止。為了進一步提高UPS電源的可靠性，在線式UPS均裝有靜態(tài)開關，將市電作為UPS的后備電源，在UPS發(fā)生故障或維護檢修時，無間斷地將負載切換到市電上，由市電直接供電。靜態(tài)開關的主電路比較簡單，一般由兩只晶閘管或一只雙向晶閘管組成，單相輸出UPS的靜態(tài)開關如圖8-23所示。第七十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-22兩種靜態(tài)開關(a)非零電壓開關(a)零電壓開關第七十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-23單相輸出UPS靜態(tài)開關原理圖第七十三頁，共九十一頁，2022年，8月28日

靜態(tài)開關的切換有兩種方式：同步切換和非同步切換。在同步切換方式中，為了保證在切換過程中供電不間斷，靜態(tài)開關的切換為先通后斷。假設負載由逆變器供電，由于某種故障，例如蓄電池電壓太低，需要由逆變器供電轉向旁路市電供電，切換時首先觸發(fā)靜態(tài)開關2，使之導通，然后再封鎖靜態(tài)開關1的觸發(fā)脈沖。由于晶閘管導通以后，即使除去觸發(fā)脈沖，它仍然保持導通，只有等到下半個周期到來時，使其承受反壓，才能將其關斷，因此，存在靜態(tài)開關1和2同時導通的現(xiàn)象，此時市電和逆變器同時向負載供電。為了防止環(huán)流的產(chǎn)生，逆變器輸出電壓必須與市電同頻、同相、同幅度。這就要求在切換的過程中，逆變器必須跟蹤市電的頻率、相位和幅值，即上面所說的鎖相，否則，環(huán)流會使逆變器燒壞。第七十四頁，共九十一頁，2022年，8月28日

絕大部分在線式UPS除了具有同步方式外，還具有非同步切換方式。當需要切換時，如果UPS的逆變器輸出電壓不能跟蹤市電，則采用非同步切換方式，即先斷后通切換方式，首先封鎖正在導通的靜態(tài)開關觸發(fā)脈沖，延遲一段時間，待導通的靜態(tài)開關關斷后，再觸發(fā)另外一路靜態(tài)開關。很明顯，非同步切換方式會造成負載短時間斷電。第七十五頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.3有源功率因數(shù)校正器8.3.1有源電力濾波器和有源功率因數(shù)校正消除電力系統(tǒng)的諧波有無源技術和有源技術兩種辦法。無源技術是指在電路中接入LC網(wǎng)絡，這種技術只能對某些特定的諧波進行抑制和基波移相補償。這種方法最早用于電力系統(tǒng)，其電路體積和質(zhì)量都很大。隨著電力電子技術的發(fā)展，人們又提出了兩種對策：一種是在電網(wǎng)的公用負載端并接一個專用的功率變換器，對無功及諧波電流進行補償，這就是有源濾波器（ActiveFilter），如圖8-24所示。它能將電網(wǎng)電流補償成為與電網(wǎng)電壓同相的正弦電流。另一種是在負載即電力電子裝置本身的整流器和濾波電容之間增加一個功率變換電路，這就是有源功率因數(shù)校正（ActivePowerFactorCorrection-APFC）電路。它能將整流器的輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓同相位的正弦波，消除了諧波和無功電流，將電網(wǎng)功率因數(shù)提高到近似為1，其原理框圖如圖8-25所示。第七十六頁，共九十一頁，2022年，8月28日

圖8-24有源濾波器第七十七頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-25APFC的基本原理框圖第七十八頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.3.2畸變電流的產(chǎn)生與APFC的基本原理圖8-26(a)是傳統(tǒng)的整流濾波電路，整流二極管只有在輸入電壓ui大于負載電壓uo時才導通。也就是說，只有在電容C充電期間才有電網(wǎng)的輸入電流ii,該電流為峰值很高的脈沖電流，如圖8-26(b)所示。由于輸入電流存在波形畸變因而會導致功率因數(shù)下降并產(chǎn)生高次諧波分量，污染電網(wǎng)。第七十九頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-26傳統(tǒng)整流電路及波形圖(a)整流濾波電路；(b)波形圖第八十頁，共九十一頁，2022年，8月28日

采用有源功率因數(shù)校正技術是解決上述問題的有效途徑。APFC技術的基本思想是將輸入交流電進行全波整流，在整流電路與濾波電容之間加入DC/DC變換電路，通過適當控制使輸入電流的波形自動跟隨輸入電壓的波形，即使整流器的輸出電流跟隨它輸出的直流脈動電壓波形且要保持儲能電容電壓穩(wěn)定，從而實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出和單位功率因數(shù)輸入，其原理如圖8-27所示。從原理框圖來看，這就是一種開關電源，但它與傳統(tǒng)的開關電源不同，DC/DC變換電路之前沒有濾波電容，電壓是全波整流器輸出的半波正弦脈動電壓，而不像開關電源那樣是方波。這個正弦半波脈動直流電壓和整流器的輸出電流與輸出的負載電壓都受到實時檢測與監(jiān)控，控制結果是使全波整流器的輸入功率因數(shù)近似為1。第八十一頁，共九十一頁，2022年，8月28日圖8-27APFC基本電路第八十二頁，共九十一頁，2022年，8月28日8.3.3有源功率因數(shù)校正的電路結構

APFC的電路結構有雙級式和單級式兩種，如圖8-28所示。雙級式電路是由Boost轉換器和DC/DC變換器級聯(lián)而成的，中間直流母線電壓一般都穩(wěn)定在400V。前級的Boost電路實現(xiàn)功率因數(shù)校正，后級的DC/DC變換器實現(xiàn)隔離和降壓。其優(yōu)點是每級電路可單獨分析、設計和控制，特別適合作為分布式電源系統(tǒng)的前置級。單級式APFC電路集功率因數(shù)校正和輸出隔離、電壓穩(wěn)定于一體，結構簡單，效率高，但分析和控制復雜，適用于單一集中式電源系統(tǒng)。第八十三