第3章 高頻功率放大電路課件

3.1通信信號(hào)的功率放大3.2諧振功率放大器3.3寬頻帶的功率合成(非諧振高頻功率放大器)3.4倍頻器3.5天線(xiàn)第3章高頻功率放大電路無(wú)論是廣播通信，還是其它通信，發(fā)射機(jī)發(fā)射信號(hào)都需要有一定的功率。特別是傳送信號(hào)的距離越遠(yuǎn)，需要的發(fā)送功率越大。在高頻電路中，為使待發(fā)送的高頻信號(hào)獲得足夠的功率，需要設(shè)置高頻功率放大器。高頻功率放大器有三個(gè)主要任務(wù)：

①輸出足夠的功率；

②具有高效率的功率轉(zhuǎn)換；

③減小非線(xiàn)性失真。3.1通信信號(hào)的功率放大高頻功率放大器的輸出功率是從電源供給功率中轉(zhuǎn)換而來(lái)的，所以在滿(mǎn)足功率輸出要求的同時(shí)，必須注意提高功率的轉(zhuǎn)換效率。為了提高功率放大器的效率，通常選擇放大元件工作在丙類(lèi)狀態(tài)。在這種狀態(tài)下，晶體管處于非線(xiàn)性工作區(qū)域，晶體管集電極電流通角小于90°。工作在丙類(lèi)狀態(tài)下的晶體管輸出電流與輸入信號(hào)之間存在著嚴(yán)重的非線(xiàn)性失真，在高頻功率放大器中采用諧振選頻負(fù)載方法來(lái)濾除非線(xiàn)性失真，以獲得接近正弦波的輸出電壓波形，這一類(lèi)高頻功率放大器通常稱(chēng)為窄帶功率放大器或諧振功率放大器。窄帶信號(hào)是指帶寬遠(yuǎn)小于中心頻率的信號(hào)。例如,中波廣播電臺(tái)的帶寬為10kHz，如果中心頻率為1000

kHz，則它的相對(duì)頻帶寬度只相當(dāng)于中心頻率的1%。在要求非線(xiàn)性失真很小的場(chǎng)合，高頻功率放大器不宜采用丙類(lèi)(或丁、戊類(lèi))工作狀態(tài)。

為了不產(chǎn)生波形失真，就要采用甲類(lèi)(前級(jí))或乙類(lèi)推挽(后級(jí))工作狀態(tài)。當(dāng)高頻功率放大器側(cè)重于獲得不失真放大性能時(shí)，輸出功率不足的缺陷可通過(guò)功率合成的辦法來(lái)補(bǔ)償。對(duì)已調(diào)幅波進(jìn)行功率放大時(shí)，通常選擇本級(jí)高頻功率放大器為乙類(lèi)工作狀態(tài)。這時(shí)，既可避免波形出現(xiàn)失真，又能輸出一定的功率電平。根據(jù)采用的負(fù)載不同，高頻功率放大器可分為窄帶功率放大器和寬帶功率放大器兩類(lèi)。窄帶功率放大器以選頻網(wǎng)絡(luò)作負(fù)載，功率放大器可工作在丙類(lèi)狀態(tài)。寬帶功率放大器以寬帶傳輸線(xiàn)變壓器作負(fù)載，它可解決窄帶放大器難于迅速變換選頻網(wǎng)的中心頻率的問(wèn)題，寬帶放大器的負(fù)載不具有濾除諧波的能力。

功率放大器不論工作在哪一類(lèi)狀態(tài)，對(duì)諧波輻射這項(xiàng)指標(biāo)來(lái)說(shuō)，通常要求不論輸出功率多大，在距離發(fā)射機(jī)１km處的諧波輻射功率不得大于25mW。3.2.1諧振功率放大器的基本工作原理

1.工作原理

諧振功率放大器的原理電路如圖3.1所示。3.2諧振功率放大器圖3.1諧振功率放大器的原理電路圖3.1中要求晶體管發(fā)射結(jié)為零偏置或負(fù)偏置。這時(shí)電路在輸入余弦信號(hào)電壓ub=Ubmcosωt的激勵(lì)下，晶體管基極和集電極電流為圖4.2(c)、(d)所示的余弦脈沖波形，其中θ是指一個(gè)信號(hào)周期內(nèi)集電極電流導(dǎo)通角2θ的一半，稱(chēng)之為通角，θ出現(xiàn)范圍在-2nπ-θ≤θ≤θ+2nπ。根據(jù)通角大小的不同，晶體管工作狀態(tài)可分為

θ=180°，為甲類(lèi)工作狀態(tài)

θ=90°，為乙類(lèi)工作狀態(tài)

θ＜90°，為丙類(lèi)工作狀態(tài)圖3.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙類(lèi)狀態(tài)。在丙類(lèi)工作狀態(tài)下，uBE=UBB+Ubmcosωt較小，且uBE＞Uon時(shí)才有集電極電流流過(guò)，故集電極耗散功率小、效率高。圖3.2諧振功率放大器各級(jí)電壓和電流波形圖3.1中，輸出回路中用LC諧振電路作選頻網(wǎng)絡(luò)。這時(shí)，諧振功率放大器的輸出電壓接近余弦波電壓，如圖3.2(e)所示。由于晶體管工作在丙類(lèi)狀態(tài)，晶體管的集電極電流iC是一個(gè)周期性的余弦脈沖，用傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)iC，則得

iC=Ic0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt(3-1)式中Ic0、Ic1m、Ic2m…Icnm分別為集電極電流的直流分量、基波分量以及各高次諧波分量的振幅。當(dāng)輸出回路的選頻網(wǎng)絡(luò)諧振于基波頻率時(shí)，輸出回路只對(duì)集電極電流中的基波分量呈現(xiàn)很大的諧振電阻，而對(duì)其它各次諧波分量呈現(xiàn)很小的電抗并可看成短路。這時(shí)余弦脈沖形狀的集電極電流iC流經(jīng)選頻網(wǎng)絡(luò)時(shí)，只有基波電流才產(chǎn)生電壓降，因而輸出電壓仍近似為余弦波形，并且與輸入電壓ub同頻、反相，如圖3.2(b)、(e)所示。

2.電路的性能分析

在工程上，對(duì)于工作頻率不是很高的諧振功率放大器的分析與計(jì)算，通常采用準(zhǔn)線(xiàn)性折線(xiàn)分析法。準(zhǔn)線(xiàn)性放大是指僅考慮集電極輸出電流中的基波分量在負(fù)載兩端產(chǎn)生輸出電壓的放大作用。所謂折線(xiàn)法，是指用幾條直線(xiàn)段來(lái)代替晶體管的實(shí)際特性曲線(xiàn)，然后用簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)解析式寫(xiě)出它們的表示式。將器件的參數(shù)代入表示式中，就可進(jìn)行電路的計(jì)算。折線(xiàn)法在分析諧振功率放大器工作狀態(tài)時(shí)，物理概念清楚，方法簡(jiǎn)便，但其準(zhǔn)確度比較差，不過(guò)作為工程近似估算已滿(mǎn)足要求。準(zhǔn)線(xiàn)性折線(xiàn)分析法的條件如下：

(1)忽略晶體管的高頻效應(yīng)。在此條件下，可以認(rèn)為功率晶體管在工作頻率下只顯示非線(xiàn)性電阻特性，而不顯示電抗效應(yīng)。因此，可以近似認(rèn)為，功率晶體管的靜態(tài)伏安特性就能代表它在工作頻率下的特性。

(2)輸入和輸出回路具有理想濾波特性。在此條件下，在圖4.1所示電路中，基極-發(fā)射極間電壓和集電極-發(fā)射極之間電壓仍是余弦波形且相位相反，可寫(xiě)為：

uBE=UBB+Ubmcosωt(3-2）

uCE=UCC-Ucmcosωt(4-3)

(3)晶體管的靜態(tài)伏安特性可近似用折線(xiàn)表示。例如圖4.3所示的晶體管轉(zhuǎn)移特性就采用了折線(xiàn)表示。圖中Uon表示晶體管的起始導(dǎo)通電壓。圖3.3晶體管折線(xiàn)化后的轉(zhuǎn)移特性曲線(xiàn)及iC電流

1)余弦脈沖分解

圖3.3所示是用晶體管折線(xiàn)化后的轉(zhuǎn)移特性曲線(xiàn)繪出的丙類(lèi)工作狀態(tài)下的集電極電流脈沖波形，折線(xiàn)的斜率用G表示。設(shè)輸入信號(hào)為ub=Ubmcosωt，發(fā)射結(jié)電壓為uBE=UBB+Ubmcosωt,晶體管折線(xiàn)化后的轉(zhuǎn)移特性為

(3-4)將uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式，可得

iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon)(3-5)

由圖4.3可得，當(dāng)ωt=θ時(shí)，iC=0,代入式(3-5)，可求得

0=G(UBB+Ubmcosθ-Uon)(3-6)cosθ=(3-7)

θ=arccos(3-8)

式(3-5)減式(3-6)，得

iC=GUbm(cosωt-cosθ)(3-9)

當(dāng)ωt=0時(shí),將iC=iCmax代入式(4-9)，可得

iCmax=GUbm(1-cosθ)(3-10)

式(3-9)與式(3-10)相比，可得

iC=iCmax(3-11)

式(3-11)是集電極余弦脈沖電流的解析表達(dá)式，它取決于脈沖高度iCmax和通角θ。利用傅里葉級(jí)數(shù)將iC展開(kāi)

iC=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icncosnωt

=Ic0+Icncosnωt(3-12)求得上式中各次諧波分量

(3-13)

(3-14)

(3-15)式中，α為余弦脈沖分解系數(shù),其中,α0為直流分量分解系數(shù)，α1為基波分量分解系數(shù)，αn為n次諧波分量分解系數(shù)。由式(3-13)、式(3-14)和式(3-15)可見(jiàn)，只要知道電流脈沖的最大值iCmax和通角θ，就可以計(jì)算直流分量、基波分量以及各次諧波分量。圖4.4給出了通角θ與各分解系數(shù)的關(guān)系曲線(xiàn)。由圖可清楚地看到各次諧波分量變化的趨勢(shì)，諧波次數(shù)越高，振幅就越小。因此，在諧振功率放大器中只需研究直流功率及基波功率。圖3.4余弦脈沖分解系數(shù)放大器的輸出功率Po等于集電極電流基波分量在有載諧振電阻RP上的功率，即

(3-16)集電極直流電源供給功率PDC等于集電極電流直流分量與UCC的乘積

PDC=UCC·Ic0(3-17)

放大器集電極效率等于輸出功率與直流電源供給功率之比，即

(3-18)式中,g1(θ)=是波形系數(shù)，它隨θ的變化規(guī)律如圖3.4中虛線(xiàn)所示;ξ=是集電極電壓利用系數(shù)；g1(θ)是通角θ的函數(shù)，θ越小，g1(θ)越大，放大器的效率也就越高。

在ξ=1的條件下，由式(4-18)可求得不同工作狀態(tài)下放大器效率分別為：

甲類(lèi)工作狀態(tài)，θ=180°，g1(θ)=1，ηc=50%；

乙類(lèi)工作狀態(tài)，θ=90°，g1(θ)=1.57，ηc=78.5%；

丙類(lèi)工作狀態(tài)，θ=60°，g1(θ)=1.8，ηc=90%可見(jiàn)，丙類(lèi)工作狀態(tài)的效率最高。

2)導(dǎo)通角的選擇

下面從等幅波功率放大、調(diào)幅波功率放大、ｎ次諧波倍頻這三種場(chǎng)合來(lái)討論通角的選擇。

(1)等幅波功率放大。

諧振功率放大器最基本的運(yùn)用是進(jìn)行等幅波功率放大。為了兼顧輸出信號(hào)功率和效率的要求，在放大等幅波時(shí)，通常選擇最佳通角為θ=60°～70°，當(dāng)ξ=1時(shí)，ηc可達(dá)85%左右。(2)調(diào)幅波功率放大。

當(dāng)要對(duì)調(diào)幅波進(jìn)行功率放大時(shí)，若將工作狀態(tài)選為丙類(lèi)，此時(shí)，集電極電流脈沖的基波分量幅度為

Ic1=iCmaxα1(θ)=GUbm(1-cosθ)α1(θ)

為了滿(mǎn)足放大器集電極效率ηc高及足夠大的輸出功率，通常也選擇通角為θ=60°～70°。然而，調(diào)幅波的瞬時(shí)幅度是變化的，可導(dǎo)致iCmax和通角θ隨之變化。因此，通常選擇調(diào)幅波的最大幅度時(shí)，放大器處于臨界狀態(tài)，即避免出現(xiàn)過(guò)壓時(shí)的集電極電路iC的凹陷，造成選頻電路輸出諧波分量增加而引起的失真。(3)ｎ次諧波倍頻。

當(dāng)諧振功率放大器的集電極回路調(diào)諧于n次諧波時(shí)，輸出回路就對(duì)基頻和其它非n次諧波呈現(xiàn)較小阻抗，而對(duì)所要求的n次諧波呈現(xiàn)很大的諧振電阻，因此在輸出回路兩端能夠獲得n次諧波輸出信號(hào)功率。通常稱(chēng)這類(lèi)電路為丙類(lèi)倍頻器，其通角θn＜90°。選擇的最佳倍頻通角大致是：二倍頻θ2=60°，三倍頻θ3=40°。有

θn=3.2.2諧振功率放大器的工作狀態(tài)分析

1.諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線(xiàn)

可以按照晶體管在信號(hào)激勵(lì)的下一周期內(nèi)是否進(jìn)入晶體管特性曲線(xiàn)的飽和區(qū)來(lái)劃分諧振功率放大器的工作狀態(tài)。分析諧振功率放大器的工作狀態(tài)的性能，一般采用在諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線(xiàn)上進(jìn)行。這樣做比較方便和直觀(guān)。當(dāng)UBB、UCC、Ubm和負(fù)載諧振電阻RP確定后，在準(zhǔn)線(xiàn)性折線(xiàn)條件下，uBE和uCE變化時(shí)，諧振功率放大器工作點(diǎn)變化的軌跡稱(chēng)為動(dòng)態(tài)線(xiàn)，也可稱(chēng)為諧振功率放大器的交流負(fù)載線(xiàn)。動(dòng)態(tài)線(xiàn)上的每一點(diǎn)都反映了基極電壓uBE、集電極電壓uCE與集電極電流iC之間的關(guān)系(即瞬時(shí)值關(guān)系)。下面以電路圖4.5為例制作動(dòng)態(tài)線(xiàn)。圖3.5諧振功率放大器當(dāng)放大器工作在諧振狀態(tài)時(shí)，由圖3.5可得，電路的外部關(guān)系

uBE=UBB+Ubmcosωt

uCE=UCC-Ucmcosωt

由上兩式可得

uBE=UBB+Ubm(3-19)將式(3-19)代入式(3-4)，得動(dòng)態(tài)線(xiàn)方程式

iC=Gc(3-20)

令uCE=UCC時(shí)，iC=Gc(UBB-Uon)為圖3.6中的Q點(diǎn)；再令

iC=0時(shí)，uCE=UCC+

為圖3.6中的B點(diǎn)。圖3.6諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線(xiàn)和集電極iC電流波形注意圖3.6中UBB本身是負(fù)值，所以Q點(diǎn)的iC為負(fù)值。實(shí)際上不可能存在集電極電流的倒流，因此，Q點(diǎn)是為了作圖而虛設(shè)的一個(gè)電流點(diǎn)，即輔助點(diǎn)。

將Q點(diǎn)和Ｂ點(diǎn)連接，并向上延長(zhǎng)與uBE=UBEmax=UBB+Ubm的輸出特性曲線(xiàn)相交于A點(diǎn)，則直線(xiàn)AB便是諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)線(xiàn)，也可稱(chēng)為諧振動(dòng)率放大器的交流負(fù)載線(xiàn)。處在放大區(qū)部分的動(dòng)態(tài)線(xiàn)與輸出特性曲線(xiàn)的每一個(gè)交點(diǎn)，都是放大器的輸入信號(hào)作用下的動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)，利用這些點(diǎn)可以求出不同ωt值的iC值，從而可以畫(huà)出iC的脈沖波形，在這個(gè)區(qū)iC是沿AB線(xiàn)移動(dòng)的。而進(jìn)入飽和區(qū)后iC只受uCE控制,而不再隨uBE變化，這時(shí)iC是沿飽和線(xiàn)OA移動(dòng)的。在電壓uBE和uCE同時(shí)變化時(shí)，集電極電流iC的動(dòng)態(tài)路徑沿OA、AB、BD變化。

這三條線(xiàn)段稱(chēng)為集電極電流動(dòng)態(tài)特性。諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)負(fù)載電阻Rc可用動(dòng)態(tài)線(xiàn)斜率的倒數(shù)求得：

(3-21)

從上式可以看出諧振功率放大器的動(dòng)態(tài)電阻Rc與通角θ有關(guān)，也與諧振電阻RP有關(guān)。要注意的是Rc與RP是不同的兩個(gè)量，Rc是在2θ內(nèi)求得的，而RP是Ucm與Icm之比值。當(dāng)放大器工作在甲類(lèi)狀態(tài)時(shí)，θ=180°，這時(shí)Rc與RP相等。

2.諧振功率放大器的三種工作狀態(tài)

從上面可知，不同的RP有不同的動(dòng)態(tài)線(xiàn)的斜率，因此，放大器的工作狀態(tài)將隨著RP的不同而變化，圖4.7作出了不同RP時(shí)的三條負(fù)載線(xiàn)(對(duì)應(yīng)于三種工作狀態(tài))及相應(yīng)的集電極電流脈沖波形。諧振功率放大器三種工作狀態(tài)為：欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)、過(guò)壓狀態(tài)，分別對(duì)應(yīng)的動(dòng)態(tài)線(xiàn)為A1Q、A2Q、A3Q。

1)欠壓狀態(tài)

在圖3.7所示動(dòng)態(tài)線(xiàn)A1Q下所畫(huà)得的集電極電流是余弦脈沖，余弦脈沖高度是比較大的，集電極交變電壓Ucm1幅度是比較小的，我們把這種工作狀態(tài)稱(chēng)為欠壓狀態(tài)。當(dāng)放大器工作在欠壓狀態(tài)時(shí)，RP較小、Ucm1較小；在uCE=uCEmin時(shí),負(fù)載線(xiàn)與uBE=uBEmax所在的那條特性曲線(xiàn)交于A1點(diǎn)，動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)

擺動(dòng)的上端離飽和區(qū)還有一段距離，這時(shí)的動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)都處在晶體管特性曲線(xiàn)的放大區(qū)。

2)臨界狀態(tài)

在如圖3.7所示動(dòng)態(tài)線(xiàn)A2Q線(xiàn)下所畫(huà)得的集電極電流波形仍是余弦脈沖波形。余弦脈沖高度由A2點(diǎn)決定。在此狀態(tài)下的脈沖高度比欠壓狀態(tài)的略小，這時(shí)的集電極交變電壓Ucm2的幅度是比較大的，我們把這種工作狀態(tài)稱(chēng)為臨界狀態(tài)。當(dāng)放大器工作在臨界狀態(tài)時(shí)，RP較大，Ucm2較大；在uCE=uCEmin時(shí)，負(fù)載線(xiàn)與uBE=uBEmax所在的那條特性曲線(xiàn)交于臨界點(diǎn)A2，除A2點(diǎn)外，其余動(dòng)態(tài)工作點(diǎn)都處在晶體管特性曲線(xiàn)的放大區(qū)。圖3.7三種工作狀態(tài)

3)過(guò)壓狀態(tài)

在圖3.7所示動(dòng)態(tài)線(xiàn)A3Q線(xiàn)下所畫(huà)的集電極電流波形出現(xiàn)凹陷狀態(tài)。把集電極電流脈沖出現(xiàn)凹頂形狀的工作狀態(tài)稱(chēng)為過(guò)壓狀態(tài)。當(dāng)放大器工作在過(guò)壓狀態(tài)時(shí)，RP很大，Ucm3也很大，在uCE=uCEmin時(shí)的負(fù)載線(xiàn)與特性曲線(xiàn)交于臨界點(diǎn)A3，此時(shí)動(dòng)態(tài)線(xiàn)的上端進(jìn)入飽和區(qū)。在過(guò)壓狀態(tài)下，為什么會(huì)出現(xiàn)凹陷？其原因是RP加大到一定程度后，可使晶體管工作點(diǎn)擺動(dòng)到飽和區(qū)內(nèi)，在這個(gè)交變電壓幅度Ucm3加大時(shí)，集電極電壓uCE是減小的。當(dāng)uCE減小到超過(guò)臨界點(diǎn)A3時(shí)，集電極電流將沿飽和線(xiàn)OA3變化，其

幅度從A3點(diǎn)起不斷降低，隨著Ucm3繼續(xù)加大，uCE迅速減小；在A5點(diǎn)，集電極電流降到最低值。通常把電流iC沿飽和線(xiàn)下降的那段線(xiàn)稱(chēng)為臨界線(xiàn)。當(dāng)uCE從最小值回升時(shí)，集電極電流也隨著增大，直至脫離飽和區(qū)后，集電極電流才隨uCE的增加而減小。結(jié)果導(dǎo)致

集電極電流頂部出現(xiàn)凹陷的余弦脈沖，但是集電極輸出交變電壓Ucm3卻是最大的。(A5點(diǎn)的確定：將動(dòng)態(tài)線(xiàn)A3Q向上延伸，與uBE=uBEmax輸出特性的延長(zhǎng)線(xiàn)相交于點(diǎn)A4,然后由A4點(diǎn)向下作垂線(xiàn)與臨界線(xiàn)相交，則得A5點(diǎn)，交點(diǎn)A3決定了脈沖的高度，而A5點(diǎn)決定了脈沖下凹處的高度。)在欠壓狀態(tài)時(shí)，基波電壓幅度較小，電路的功放作用發(fā)揮的不充分；而在過(guò)壓時(shí)，電流脈沖出現(xiàn)凹陷，集電極電流中的基波分量和平均分量都劇烈下降，并且其它諧波分量明顯加大，這對(duì)于高頻功率放大也很不利,通常高頻功率放大持續(xù)選擇在臨界狀態(tài)工作，可以獲得的輸出功率最大，效率也很高。3.RP、UCC、Ubm、UBB變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

1)RP變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

當(dāng)UBB、UCC、Ubm一定時(shí)，放大器的性能將隨RP改變。在RP由小增大時(shí)，放大器將由欠壓狀態(tài)進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)，

相應(yīng)的iC由余弦脈沖變?yōu)榘枷莸拿}沖，如圖4.8所示。據(jù)此可畫(huà)出Ic0、Ic1m、Ucm隨RP變化的性能，如圖4.9(a)所示。通過(guò)計(jì)算，又可畫(huà)出Po、PDC、Pc和ηc隨RP變化的曲線(xiàn)，如圖4.9(b)所示。圖3.8RP變化時(shí)的iC波形圖3.9諧振功率放大器的負(fù)載特性由圖3.9可以得到以下結(jié)論：

(1)在欠壓工作狀態(tài)下，RP較小，輸出功率Po和效率ηc都較低，集電極耗散功率Pc較大。當(dāng)RP由小增大時(shí)，相應(yīng)地,Ic0和Ic1m也將略有減小，Ucm和Po近似線(xiàn)性增大，PDC略有減小，結(jié)果是ηc增大，Pc減小。應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)RP=0，即負(fù)載短路時(shí)，集電極耗散功率達(dá)最大值，從而有使晶體管燒毀的可能。因此，在調(diào)整功率放大器的過(guò)程中，必須防止由于嚴(yán)重失諧而引起負(fù)載短路。(2)在臨界工作狀態(tài)下，諧振功率放大器輸出功率Po最大，效率ηc也比較高，集電極耗散功率Pc較小。一般發(fā)射機(jī)的末級(jí)多采用臨界工作狀態(tài)。這時(shí)的放大器接近最佳工作

狀態(tài)。在臨界工作狀態(tài)下的RP可由下式求得：

(3-22)(3)在過(guò)壓工作狀態(tài)下，當(dāng)負(fù)載RP變化時(shí)，輸出信號(hào)電壓幅度Ucm變化不大，因此，在需要維持輸出電壓比較平穩(wěn)的場(chǎng)合(例如中間級(jí))可采用過(guò)壓狀態(tài)。

2)UCC變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

當(dāng)UBB、Ubm、RP一定時(shí)，放大器的性能將隨UCC改變。在UCC由較小值增大時(shí)，動(dòng)態(tài)線(xiàn)由左向右平移，動(dòng)態(tài)線(xiàn)的上

端沿著uBE=uBEmax的輸出特性曲線(xiàn)自左向右平移，即放大

器的工作狀態(tài)由過(guò)壓狀態(tài)進(jìn)入欠壓狀態(tài)，iC脈沖由凹頂狀向尖頂脈沖變化(脈沖寬度近似不變)，如圖4.10(a)所示。在過(guò)壓區(qū)時(shí)，iC脈沖高度將隨UCC增大而增高，凹陷深度將隨UCC增大而變淺，因而Ic0、Ic1m、Ucm將隨UCC增大而增大。在欠壓區(qū)時(shí)，iC脈沖高度隨UCC變化不大，因而Ic0、Ic1m、Ucm將隨UCC增大而變化不大，如圖4.10(b)所示。把Ucm隨

UCC變化的特性稱(chēng)為集電極調(diào)制特性。圖3.10UCC變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

3)Ubm變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

當(dāng)RP、UCC、UBB一定時(shí)，放大器的性能將隨Ubm改變(把放大器性能隨Ubm變化的特性稱(chēng)為放大特性)。在Ubm由較小值增大時(shí)，放大器的工作狀態(tài)由欠壓進(jìn)入過(guò)壓，如圖4.11(a)所示。進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)后，隨著Ubm增大，集電極電流脈沖出現(xiàn)中間凹陷，且高度和寬度增加，凹陷加深。

在欠壓狀態(tài)時(shí)，Ubm增大,iC脈沖高度增加顯著，所以Ic0、Ic1m、Ucm隨Ubm的增加而迅速增大。在過(guò)壓狀態(tài)時(shí)，Ubm增大，iC脈沖高度雖略有增加，但凹陷也加深，所以Ic0、Ic1m、Ucm隨Ubm增長(zhǎng)緩慢，如圖3.11(b)所示。圖3.11Ubm變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

4)UBB變化對(duì)工作狀態(tài)的影響

當(dāng)RP、UCC、Ubm一定時(shí)，放大器的性能將隨UBB改變。放大器工作狀態(tài)變化如圖3.12(a)所示。由于uBEmax=UBB+Ubm，所以Ubm不變，增大UBB,與UBB不變，增大Ubm的情況是類(lèi)似的，因此，UBB由負(fù)變正增大時(shí)，集電極電流脈沖寬度和高度增大，并出現(xiàn)凹陷，放大器由欠壓狀態(tài)過(guò)渡到過(guò)壓狀態(tài)。Ic0、Ic1m、Ucm隨UBB的變化曲線(xiàn)如圖3.12(b)所示，利用這一特性可實(shí)現(xiàn)基極調(diào)幅作用，所以，把圖3.12(b)所示特性

曲線(xiàn)稱(chēng)為基極調(diào)制特性。圖3.12UBB變化對(duì)工作狀態(tài)的影響以上的討論是非常有實(shí)用價(jià)值的，它可以指導(dǎo)我們調(diào)試諧振功率放大器。例如：一個(gè)丙類(lèi)諧振功率放大器，其工作在臨界狀態(tài)。在調(diào)試中發(fā)現(xiàn)輸出功率Po和效率ηc均達(dá)不到設(shè)計(jì)要求，則應(yīng)如何進(jìn)行調(diào)整？Po不能達(dá)到設(shè)計(jì)要求，表明放大器沒(méi)有進(jìn)入臨界狀態(tài)，而是工作在欠壓或過(guò)壓狀態(tài)。若增大RP能使Po增大，則根據(jù)負(fù)載特性可以斷定放大器實(shí)際工作在欠壓狀態(tài)，在這種情況下，若分別增大RP、UBB、Ubm或同時(shí)增大或兩兩增大，可使放大器由欠壓狀態(tài)進(jìn)入臨界狀態(tài)，Po和ηc同時(shí)增長(zhǎng)。

如果增大RP反而使Po減小，則可斷定放大器實(shí)際工作在過(guò)壓狀態(tài)，在這種情況下，增大UCC的同時(shí)適當(dāng)增大RP或Ubm或UBB，可增大Po和ηc。注意，增大UCC時(shí)必須使放大

器安全工作。作業(yè)：2012-10-18P92-P93

3.1；3.2；3.6作業(yè)：2012-11-1P92-P93

3.1諧振功率放大器如圖3.1.1所示，晶體管的理想化轉(zhuǎn)移特性如圖P3.1所示。已知：VBB=0.2V，ui=1.1cos(ωt)V，回路調(diào)諧在輸入信號(hào)頻率上，試在轉(zhuǎn)移特性上畫(huà)出輸入電壓和集電極電流波形，并求出電流導(dǎo)通角θ及Ico、Ic1m、Ic2m的大小。

3.2已知集電極電流余弦脈沖icmax=100mA，試求導(dǎo)通角θ=120°，θ=70°時(shí)集電極電流的直流分量Ico和基波分量Ic1m；若Ucm=0.95Vcc，求出兩種情況下放大器的效率各為多少?

3.7某諧振功率放大器輸出電路的交流通路如圖P3.7所示。工作頻率為2MHz，已知天線(xiàn)等效電容CA=500pF，等效電阻rA=8，若放大器要求Re=80，求L和C。

3.8一諧振功率放大器，要求工作在臨界狀態(tài)。已知Vcc=20V，Po=0.5W，RL=50，集電極電壓利用系數(shù)為0.95，工作頻率為10MHz。用L形網(wǎng)絡(luò)作為輸出濾波匹配網(wǎng)絡(luò)，試計(jì)算該網(wǎng)絡(luò)的元件值。3.2.3諧振功率放大器電路

諧振功率放大器的管外電路由兩部分組成：直流饋電電路部分和濾波匹配網(wǎng)絡(luò)部分。

1.直流饋電電路

饋電電路用于為功放管基極提供適當(dāng)?shù)钠珘海瑸榧姌O提供電源電壓。在諧振功率放大器中，直流饋電電路有兩種不同的連接方式，分別為串饋和并饋。所謂串饋，是指直流電源UCC、濾波匹配網(wǎng)絡(luò)和功率管這三部分在電路形式上是串聯(lián)起來(lái)的。所謂并饋，就是這三部分在電路形式上是并聯(lián)起來(lái)的。圖3.13是集電極直流饋電電路，其中，圖(ａ)是串饋電路，圖(ｂ)是并饋電路。

圖3.13集電極直流饋電電路在圖(ａ)中，LC是濾波匹配網(wǎng)絡(luò)；Lc是高頻扼流圈，Cc是高頻旁路電容。Lc與Cc構(gòu)成電源濾波電路，在信號(hào)頻率作用下，Lc的感抗很大，接近開(kāi)路；Cc的容抗很小，接近短路。Lc和Cc的作用是避免信號(hào)電流通過(guò)直流電源產(chǎn)生反饋。

在圖(b)中，Lc是高頻扼流圈，Cc是高頻旁路電容。

Cc′為隔直流電容。在信號(hào)頻率作用下，Lc的感抗很大，接近開(kāi)路；Cc和Cc′的容抗很小，接近短路。Lc、Cc、Cc′在電路中的作用與串饋電路相同。

應(yīng)該指出，所謂串饋或并饋，是指電路的結(jié)構(gòu)形式而言。對(duì)于電壓來(lái)說(shuō)，無(wú)論是串饋還是并饋，直流電壓與交流電壓總是串聯(lián)的，因而基本關(guān)系式uc=UCC-Ucmcosωt，對(duì)于串饋或并饋電路都適用。濾波匹配網(wǎng)絡(luò)在串饋或并饋中的接入方式有所不同，在串饋中，濾波匹配網(wǎng)絡(luò)處于直流高電位上，網(wǎng)絡(luò)元件不能直接接地；而在并饋中，濾波匹配網(wǎng)絡(luò)處于直流低電位上，因而網(wǎng)絡(luò)元件可以直接接地。

對(duì)于基極電路來(lái)說(shuō)，同樣也有串饋與并饋兩種形式，如圖3.14所示。其中，圖(ａ)是串饋電路，圖(ｂ)是并饋電路。圖3.14基極饋電電路

在實(shí)際應(yīng)用中，一般不用UBB電池供電，而是采用自給偏置電路，如圖3.15所示。其中，圖3.15(ａ)是利用基極電流脈沖iB中的直流分量IB0在電阻Rb的壓降產(chǎn)生自給偏壓；

圖3.15(ｂ)是利用發(fā)射極電流脈沖iE中的直流分量IE0在電阻Re上的壓降產(chǎn)生自給偏壓。圖3.15自給偏置電路

2.濾波匹配網(wǎng)絡(luò)

功率放大器通過(guò)耦合電路與前后級(jí)連接。這種耦合電路叫匹配網(wǎng)絡(luò)，如圖4.16所示，對(duì)它提出如下要求：圖3.16濾波匹配網(wǎng)絡(luò)在電路中的位置(1)匹配：使外接負(fù)載阻抗與放大器所需的最佳負(fù)載電阻相匹配，以保證放大器輸出功率最大。

(2)濾波：濾除不需要的各次諧波分量，選出所需的基波成分。

(3)效率：要求匹配網(wǎng)絡(luò)本身的損耗盡可能小，即匹配網(wǎng)絡(luò)的傳輸效率要高。

匹配網(wǎng)絡(luò)的形式有并聯(lián)諧振回路型和濾波型兩種。并聯(lián)諧振回路型網(wǎng)絡(luò)與小信號(hào)諧振放大器的諧振回路基本相同，這里不再討論。實(shí)際高頻功率放大器的設(shè)計(jì)主要是器件的工作點(diǎn)選擇和常用的濾波匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)。

圖3.17串并聯(lián)阻抗變換為了分析方便，首先介紹串、并聯(lián)阻抗轉(zhuǎn)換公式。

根據(jù)等效原理，由于圖3.17(a)、(b)的端導(dǎo)納相等，即

由上式可以得到從串聯(lián)轉(zhuǎn)換為并聯(lián)阻抗的公式，即

(3-23)

式中,QT為兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)，其值為

(3-24)

利用式(3-23)與式(3-24)的關(guān)系，可以得出幾種網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換特性。常用的匹配網(wǎng)絡(luò)的基本形式有Ｌ型、T型和Π型。其中Ｌ型最簡(jiǎn)單，T型和Π型可以看成是由Ｌ型組合而成的。因此，只要把Ｌ型網(wǎng)絡(luò)的匹配條件和推導(dǎo)過(guò)程弄清楚，其它兩種網(wǎng)絡(luò)便可以很容易地從Ｌ型網(wǎng)絡(luò)演變出來(lái)。1)Ｌ型匹配網(wǎng)絡(luò)

圖3.18(ａ)是Ｌ型匹配網(wǎng)絡(luò)，其串臂為感抗Xs，并臂為容抗XP，RL是負(fù)載電阻。Xs和RL是串聯(lián)支路，根據(jù)串并聯(lián)阻抗變換原理，可以將Xs和RL變?yōu)椴⒙?lián)元件XP′和RP，如圖4.18(b)所示。

圖3.18L型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換令XP+XP′=0，即電抗部分抵消，回路兩端呈現(xiàn)純電阻Ro，其值由式(3-23)求得為

Ro=RP(1+)(3-25)

由式(3-25)求出QT，再代入式(3-23)，便可求出Ｌ型網(wǎng)絡(luò)各元件參數(shù)的計(jì)算公式(圖4.18中的RL相當(dāng)于式(4-23)中的Rs)：

(3-26)

需要說(shuō)明，由于QT為正值，因而Ｌ型匹配網(wǎng)絡(luò)只能適于Ro＞RL的匹配情況。

２)Ｔ型匹配網(wǎng)絡(luò)

圖3.19(ａ)是Ｔ型匹配網(wǎng)絡(luò)，其中兩個(gè)串臂為同性電抗元件，并臂為異性電抗元件。

為了求出Ｔ型匹配網(wǎng)絡(luò)的元件參數(shù)，可以將它分成兩個(gè)Ｌ型網(wǎng)絡(luò)，如圖3.19(b)所示。然后利用Ｌ型網(wǎng)絡(luò)的計(jì)算公式，經(jīng)整理便可最終得到計(jì)算公式。

圖3.19T型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換圖(ｂ)中的第二個(gè)Ｌ型網(wǎng)絡(luò)與圖3.18(a)完全相同，因此，可以直接得到計(jì)算公式:

RP=RL(1+)(3-27)

(3-28)圖(ｂ)中的第一個(gè)Ｌ型網(wǎng)絡(luò)與圖4.18(a)的網(wǎng)絡(luò)是相反的，因此，可以將Ｒo視為ＲL，即

RP=Ro(1+)(3-29)

(3-30)

假定兩個(gè)串臂為同性電抗元件情況下，ＸP1和ＸP2亦為同性電抗元件，總的ＸP可由ＸP1與ＸP2并聯(lián)求出。

３)Π型匹配網(wǎng)絡(luò)

Π型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖4.20所示，分析過(guò)程也是將Π型網(wǎng)絡(luò)分成兩個(gè)基本的Ｌ型網(wǎng)絡(luò)，如圖3.20(b)所示，然后按Ｌ型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行求解。

圖3.20Π型網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換Π型網(wǎng)絡(luò)的分析過(guò)程可仿照Ｔ型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行，這里不再重復(fù)。其最后結(jié)果為

(3-31)式中

(3-32)

Rs是并聯(lián)轉(zhuǎn)換成串聯(lián)的等效電阻。由式(3-23)求得

濾波型匹配網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)廣泛應(yīng)用，實(shí)際放大的實(shí)現(xiàn)主要靠調(diào)整元件參數(shù)。

3.諧振功率放大器的調(diào)諧與調(diào)配

諧振功率放大器在設(shè)計(jì)組裝之后，還需要進(jìn)行調(diào)整，以達(dá)到預(yù)期的輸出功率和效率。諧振功率放大器的調(diào)整包括調(diào)諧與調(diào)配，下面分別進(jìn)行討論。

1)調(diào)諧

調(diào)諧是指將諧振功率放大器的負(fù)載回路調(diào)到諧振狀態(tài)。前面已經(jīng)分析過(guò)，諧振功率放大器工作在諧振狀態(tài)時(shí)，輸出電壓的最大值與激勵(lì)電壓的最小值同時(shí)出現(xiàn)，即二者間相位差為180°。

集電極電流脈沖的最大值iCmax與集電極電壓最小值uCEmin出現(xiàn)在同一時(shí)刻。因此，功放管的損耗最小，輸出功率和效率達(dá)到最大。放大器工作在諧振狀態(tài)下的電壓和電流波形以及其相位關(guān)系如圖3.21(a)所示。圖3.21諧振功率放大器在不同負(fù)載狀態(tài)下的電壓電流波形

當(dāng)功率放大器工作在失諧狀態(tài)時(shí)，回路阻抗下降，輸出電壓uc與激勵(lì)電壓ub相位差不到180°，集電極電流脈沖的最大值iCmax與集電極電壓最小值uCEmin不是發(fā)生在同一時(shí)刻的，其間的關(guān)系如圖3.21(b)所示。由于uCEmin增加，集電極耗散功率增大，在嚴(yán)重失諧情況下，耗散功率過(guò)大，甚至有燒壞功率管的危險(xiǎn)，相應(yīng)地，輸出功率和效率也降低。

2)調(diào)配

所謂功率放大器的調(diào)配，就是指放大器已經(jīng)工作在諧振的狀態(tài)下，再來(lái)調(diào)整負(fù)載，使回路的諧振電阻等于放大器所需的最佳負(fù)載電阻，以獲得所需的輸出功率和效率。諧振電阻不等于匹配電阻，會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重后果。例如，當(dāng)負(fù)載過(guò)重，即RL太小，反射到回路的等效電阻過(guò)大，會(huì)使諧振電阻過(guò)小，輸出電壓降低，集電極電壓最小值uCEmin=UCC-Ucm升高，導(dǎo)致集電極耗散功率Pc劇增，如圖3.21(c)所示。

反之，當(dāng)負(fù)載太輕，如負(fù)載開(kāi)路時(shí)，使諧振電阻過(guò)大，相應(yīng)的uc增大，使放大器由原來(lái)的欠壓或臨界狀態(tài)進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)，放大管的反向峰值電壓uCEmax=UCC-Ucm過(guò)大，當(dāng)uCEmax＞βUCEO時(shí)，功率管有可能被擊穿。因此，放大器的調(diào)配對(duì)諧振功率放大器的正常工作是十分重要和必要的。

3)調(diào)諧與調(diào)配的方法

在對(duì)放大器工作狀態(tài)進(jìn)行調(diào)整時(shí)，需要在電路內(nèi)裝入各種監(jiān)測(cè)儀表。為了突出主要問(wèn)題，我們只考慮直接監(jiān)測(cè)調(diào)諧和調(diào)配的儀表，如圖3.22所示。圖3.22調(diào)諧放大器調(diào)整電路

為了保證功率管的安全，在調(diào)整之前應(yīng)當(dāng)減小激勵(lì)電壓ub和電源電壓UCC。因?yàn)樵谖凑{(diào)諧前，回路阻抗很小，放大器工作在欠壓狀態(tài)，功率管的耗散功率Pc很大，威脅著功

率管的安全。減小ub和UCC都是為了減小Ic0的初始值，使開(kāi)始的Pc不致于過(guò)大。

接通電源后，要迅速調(diào)可變電容Ｃ1。同時(shí)觀(guān)察電流表中Ic0的量值，直至Ic0讀數(shù)最小，這說(shuō)明回路已調(diào)到諧振狀態(tài)。因?yàn)榛芈分C振時(shí)其電阻最大，放大器可能進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)，集電極電流iC的脈沖凹陷加深，所以Ic0呈現(xiàn)最小值。由于功率管工作在深飽和的過(guò)壓狀態(tài)，基極電流iB達(dá)到最大，基極直流分量Ib0亦最大(這可由基極回路加電流表觀(guān)測(cè))。Ic0和Ib0的變化如圖3.23(a)所示。當(dāng)回路調(diào)到諧振以后，再逐漸增大UCC值，直至達(dá)到額定的UCC為止。圖3.23諧振功率放大器的調(diào)諧與調(diào)配特性

在調(diào)諧時(shí)，為了使Ic0和Ib0變化明顯，可盡量減小負(fù)載回路與集電極調(diào)諧回路間的耦合，即減小Ｍ；或?qū)⒇?fù)載斷開(kāi)。這時(shí)回路的諧振電阻很高，放大器進(jìn)入強(qiáng)過(guò)壓狀態(tài)(即深飽和)，Ic0最小，Ib0最大。

回路諧振后，即可開(kāi)始調(diào)配。調(diào)配是調(diào)負(fù)載回路的可調(diào)電容Ｃ2，使負(fù)載回路達(dá)到串聯(lián)諧振，這時(shí)高頻電流表IＡ值達(dá)到最大，串聯(lián)諧振回路的電阻最小，則反射到并聯(lián)回路的等效電阻最大，使回路的諧振電阻降低，結(jié)果使Ic0上升。調(diào)配仍需在弱耦合情況下進(jìn)行，一旦達(dá)到匹配，再逐漸加強(qiáng)耦合即增大Ｍ,直至Ic0上升不明顯為止。

IＡ和Ic0隨Ｃ2的變化如圖4.23(b)所示。調(diào)整結(jié)束時(shí)，應(yīng)使放大器工作在臨界狀態(tài)，輸出功率和效率都達(dá)到較高值。必須注意，圖3.23(a)和(b)中都有諧振點(diǎn)，但I(xiàn)c0一個(gè)是最小值，另一個(gè)是最大值。圖(a)中最小值的諧振點(diǎn)是集電極回路的諧振(并聯(lián)諧振)，圖(ｂ)中的諧振點(diǎn)是負(fù)載回路的諧振(串聯(lián)諧振)，千萬(wàn)不要混淆。

4.諧振功率放大電路

(1)圖3.24所示是一個(gè)工作頻率為160MHz的諧振功率放大電路。

該電路輸入端采用Ｃ1、Ｃ2、Ｌ1構(gòu)成的Ｔ型輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，它可將功率管的輸入阻抗在工作頻率上變換為前級(jí)放大器所要求的50Ω匹配電阻。Ｌ1除了用以抵消功率管的輸入電容作用外，還與Ｃ1、Ｃ2產(chǎn)生諧振。Ｃ1用來(lái)調(diào)匹配，Ｃ2用來(lái)調(diào)諧振。該電路輸出端可向50Ω外接負(fù)載提供13W功率，功率增益達(dá)9dB。集電極采用并饋電路，Ｌc為高頻扼流圈，Ｃc為旁路電容。Ｌ2、Ｃ3和Ｃ4構(gòu)成Ｌ型輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，調(diào)節(jié)

Ｃ3和Ｃ4，使得外接50Ω負(fù)載電阻在工作頻率上變換為放大器所要求的匹配電阻?；鶚O采用自給偏壓電路，由高頻扼流圈Ｌb中的直流電阻及晶體管基區(qū)體電阻產(chǎn)生很小的負(fù)偏壓。圖3.24工作頻率為160MHz的諧振功率放大電路(2)圖3.25所示是一個(gè)工作頻率為150MHz的諧振功率放大電路。其50Ω外接負(fù)載提供３Ｗ功率，功率增益達(dá)10dB。圖中，基極采用由Rb產(chǎn)生負(fù)值偏置電壓的自給偏置電路，Lb為高頻扼流圈，Cb為濾波電容。集電極采用串饋電路，高頻扼流圈Lc和Rc、Cc1、Cc2、Cc3組成電源濾波網(wǎng)絡(luò)。

放大器的輸入端采用由C1～C3和L1構(gòu)成的Ｔ型濾波匹配網(wǎng)絡(luò)，輸出端采用由C4～C8和L2～L5構(gòu)成的三級(jí)Π型混合濾波匹配網(wǎng)絡(luò)。圖3.25工作頻率為150MHz的諧振功率放大電路匹配網(wǎng)絡(luò)由非諧振網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的放大器，稱(chēng)為非諧振功率放大器。非諧振匹配網(wǎng)絡(luò)通常有普通變壓器和傳輸線(xiàn)變壓器兩種。所謂普通變壓器，就是指利用耦合原理，通過(guò)鐵芯中的公共磁通的作用，將初級(jí)線(xiàn)圈的能量傳輸給次級(jí)線(xiàn)圈的變壓器。3.3寬頻帶的功率合成(非諧振高頻功率放大器)它的相對(duì)通頻帶也很寬，高低端頻率之比達(dá)幾百倍至幾千倍。但是，由于變壓器線(xiàn)圈的漏電感和分布電容的存在，其最高工作頻率受到了限制。即使采用高磁導(dǎo)率的磁芯制作的普通變壓器，最高工作頻率也只能從幾百千赫至幾十兆赫。這就是說(shuō)，利用普通變壓器的工作原理，是無(wú)法提高上限工作頻率的。用傳輸線(xiàn)變壓器作為匹配網(wǎng)絡(luò)的功率放大器，上限工作頻率可以擴(kuò)展到幾百兆赫乃至上千兆赫。因此，這種非諧振功率放大器也稱(chēng)為寬帶高頻功率放大器。由于這種放大器不需要調(diào)諧，在整個(gè)通頻帶內(nèi)都能獲得線(xiàn)性放大，因此，它特別適合于要求頻率相對(duì)變化范圍較大和要求迅速更換頻率的發(fā)射機(jī)。因?yàn)楦淖児ぷ黝l率，僅僅是改變放大器輸入信號(hào)的頻率，不再需要對(duì)放大器進(jìn)行調(diào)諧。本節(jié)重點(diǎn)分析傳輸線(xiàn)變壓器的工作原理，并介紹其主要應(yīng)用。3.3.1傳輸線(xiàn)變壓器

1.傳輸線(xiàn)變壓器的工作原理

1)傳輸線(xiàn)變壓器的結(jié)構(gòu)

將兩根等長(zhǎng)的導(dǎo)線(xiàn)(傳輸線(xiàn))繞在鐵氧體的磁環(huán)上就構(gòu)成了傳輸線(xiàn)變壓器。所用導(dǎo)線(xiàn)可以是扭絞雙線(xiàn)、平行雙線(xiàn)或同軸線(xiàn)等。磁環(huán)的直徑視傳輸功率大小而定，傳輸功率愈大，磁環(huán)的直徑愈大。一般15Ｗ的功率放大器，磁環(huán)直徑為10～15mm即可。圖3.26(a)是1∶1傳輸線(xiàn)變壓器結(jié)構(gòu)的示意圖。圖3.26(ｂ)是傳輸線(xiàn)變壓器的原理電路，信號(hào)電壓從１、３端加入，經(jīng)傳輸線(xiàn)變壓器的傳輸，在２、４端把能量傳到負(fù)載電阻ＲL上。圖3.26(ｃ)是普通變壓器形式的電路，但與普通變壓器又有區(qū)別。普通變壓器負(fù)載電阻2、4兩端可以與地隔離，也可以任意一端接地。作為傳輸線(xiàn)變壓器必須2、3(或1、４)兩端接地，使輸出電壓與輸入電壓極性相反，因而是一個(gè)倒相變壓器。圖3.261∶1傳輸線(xiàn)變壓器

2)傳輸線(xiàn)變壓器傳輸能量的特點(diǎn)

傳輸線(xiàn)變壓器是將傳輸線(xiàn)的工作原理應(yīng)用于變壓器上，因此，它既有傳輸線(xiàn)的特點(diǎn)，又有變壓器的特點(diǎn)。前者稱(chēng)為傳輸線(xiàn)模式，后者稱(chēng)為變壓器模式。所謂傳輸線(xiàn)模式，是指由兩根導(dǎo)線(xiàn)傳輸能量。在低頻時(shí)，兩根傳輸線(xiàn)就是普通導(dǎo)線(xiàn)連接線(xiàn)。

而在所傳輸信號(hào)是波長(zhǎng)可以和導(dǎo)線(xiàn)的長(zhǎng)度相比擬的高頻信號(hào)時(shí)，兩根導(dǎo)線(xiàn)分布參數(shù)的影響不容忽視。由于兩根導(dǎo)線(xiàn)緊靠在一起，而又同時(shí)繞在一個(gè)磁芯上，所以導(dǎo)線(xiàn)間的分布電容和導(dǎo)線(xiàn)上的電感都是很大的。它們分別稱(chēng)為分布電容和分布電感，如圖3.27所示。圖3.27傳輸線(xiàn)在高頻情況下的等效電路對(duì)于傳輸線(xiàn)模式，在具有分布參數(shù)的電路中，能量的傳播是靠電能和磁能互相轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)的。如果認(rèn)為Ｃ0和Ｌ0是理想分布參數(shù)，即忽略導(dǎo)線(xiàn)的歐姆損耗和導(dǎo)線(xiàn)間的介質(zhì)損耗，則信號(hào)加入后，信號(hào)源的能量將全部被負(fù)載所吸收。這就是說(shuō)，傳輸線(xiàn)間的分布電容非但不會(huì)影響高頻特性，反而是傳播能量的條件，從而使傳輸線(xiàn)變壓器的上限工作頻率提高。

對(duì)于寬帶信號(hào)的低頻端，由于信號(hào)的波長(zhǎng)遠(yuǎn)大于導(dǎo)線(xiàn)的長(zhǎng)度，單位長(zhǎng)度上的分布電感和分布電容都很小，這就很難像高頻那樣利用電能和磁能相互轉(zhuǎn)換的方法傳輸能量，于是

傳輸線(xiàn)模式失效，變壓器模式發(fā)揮作用。當(dāng)信號(hào)加入后，變壓器模式是靠磁耦合方式傳輸能量的。我們知道，變壓器低頻響應(yīng)之所以下降，是因?yàn)槌跫?jí)電感量不夠大造成的。

傳輸線(xiàn)變壓器的磁環(huán)具有增大初級(jí)電感量的作用，因此，它的低頻響應(yīng)也有很大的改善。

總之，傳輸線(xiàn)變壓器對(duì)不同頻率是以不同的方式傳輸能量的，對(duì)輸入信號(hào)的高頻頻率分量以傳輸線(xiàn)模式為主；對(duì)輸入信號(hào)的低頻頻率分量以變壓器模式為主，頻率愈低，變

壓器模式愈突出。從上述傳輸線(xiàn)變壓器的工作原理，可以歸納出其基本特點(diǎn)是：

(1)工作頻帶寬，頻率覆蓋系數(shù)可達(dá)104。而普通高頻變壓器上限頻率只有幾十兆赫，頻率覆蓋系數(shù)只有幾百或幾千。

(2)通帶的低頻范圍得到擴(kuò)展，這是依靠高磁導(dǎo)率的磁芯獲得很大的初級(jí)電感的結(jié)果。

(3)通帶的上限頻率不受磁芯上限頻率的限制，因?yàn)閷?duì)于高頻它是以傳輸線(xiàn)的原理傳輸能量的。(4)大功率運(yùn)用時(shí)，可以采用較小的磁環(huán)也不致使磁芯飽和和發(fā)熱，因而減小了放大器的體積。

3)傳輸線(xiàn)變壓器的主要參數(shù)

傳輸線(xiàn)變壓器的主要參數(shù)有特性阻抗和插入損耗。傳輸線(xiàn)變壓器的參數(shù)用來(lái)表征傳輸線(xiàn)變壓器的固有特性，它與導(dǎo)線(xiàn)長(zhǎng)度、介質(zhì)材料、線(xiàn)徑和磁芯形式等有關(guān)，而與其傳輸?shù)男盘?hào)電平無(wú)關(guān)。由傳輸線(xiàn)的理論可知，傳輸線(xiàn)的特性阻抗Ｚc為

(3-33)

式中，r為傳輸線(xiàn)上單位長(zhǎng)度的損耗電阻；

L為傳輸線(xiàn)上單位長(zhǎng)度的分布電感；

G為傳輸線(xiàn)上單位長(zhǎng)度的線(xiàn)間電導(dǎo)；

C為傳輸線(xiàn)上單位長(zhǎng)度的分布電容。對(duì)于理想無(wú)耗或工作頻率很高時(shí)的傳輸線(xiàn)，

有ｒ<<ωＬ，Ｇ<<ωＣ，則傳輸線(xiàn)的特性阻抗為

(3-34)

由于傳輸線(xiàn)變壓器是在負(fù)載與放大器之間起匹配作用的網(wǎng)絡(luò)，因此，該系統(tǒng)達(dá)到匹配時(shí)，傳輸線(xiàn)始端的電阻恒等于傳輸線(xiàn)的特性阻抗，且負(fù)載電阻與特性阻抗相等。

由傳輸線(xiàn)的分析可知，當(dāng)信號(hào)源內(nèi)阻為Ｒs，負(fù)載電阻為ＲL時(shí)，滿(mǎn)足最佳功率傳輸條件的傳輸線(xiàn)特性阻抗稱(chēng)為最佳特性阻抗，其值為

(3-35)當(dāng)Ｒｓ和ＲL已知時(shí)，可根據(jù)上式求出傳輸線(xiàn)的最佳特性阻抗Ｚcopt。

傳輸線(xiàn)的另一個(gè)參數(shù)是插入損耗Ｌp。實(shí)際工作中，傳輸線(xiàn)變壓器不可能做到理想匹配，因此，傳到終端的能量不能全部被負(fù)載吸收。

其中一部分被負(fù)載吸收，另一部分經(jīng)終端反射又回到信號(hào)源，信號(hào)在往返途中，被傳輸線(xiàn)介質(zhì)和信號(hào)源內(nèi)阻損耗掉，這種損耗就稱(chēng)為插入損耗。

產(chǎn)生插入損耗的主要原因是傳輸線(xiàn)終端電壓和電流對(duì)于始端產(chǎn)生相移。我們知道，電磁波自始端傳到終端是需要一定時(shí)間的。終端電壓、電流總要滯后于始端相應(yīng)電壓、電流一個(gè)相位φ，這個(gè)相位與傳輸信號(hào)波長(zhǎng)λ及傳輸線(xiàn)距離l的關(guān)系為

(3-36)式中,β=，稱(chēng)為相移常數(shù)。

從式(4-36)可見(jiàn)，工作頻率愈高和傳輸線(xiàn)愈長(zhǎng)，相位差愈大。當(dāng)l=λ/2時(shí)，φ=π，這說(shuō)明終端電流與始端電流相位相反，產(chǎn)生全反射，負(fù)載上完全得不到功率，插入損耗為無(wú)窮大。隨著l的減小，插入損耗減小。當(dāng)βl=0時(shí)，φ=0，表明終端電流相位與始端電流相位相同，傳輸能量完全被負(fù)載所吸收，插入損耗趨于零。這是理想的匹配情況，實(shí)際不可能是這樣。因此，要求傳輸線(xiàn)距離盡可能短，一般規(guī)定，傳輸線(xiàn)長(zhǎng)度取工作波段最短波長(zhǎng)的1/8或更短些。圖3.28傳輸線(xiàn)變壓器的插入損耗

l

也不能取的過(guò)短，因?yàn)閘過(guò)短，將使初級(jí)繞組的電感量降低，低頻的頻率特性變壞。

插入損耗LP與傳輸線(xiàn)相對(duì)長(zhǎng)度的關(guān)系如圖4.28所示。

2.傳輸線(xiàn)變壓器的應(yīng)用

上面我們對(duì)１∶１倒相傳輸線(xiàn)變壓器的工作原理做了分析和討論，在此基礎(chǔ)上再來(lái)介紹幾種常用的傳輸線(xiàn)變壓器。按照變壓器的工作方式，傳輸線(xiàn)變壓器常用作極性變換，平衡和不平衡變換以及阻抗變換等。

1)極性變換

傳輸線(xiàn)變壓器作極性變換電路，就是１∶１倒相傳輸線(xiàn)變壓器。為了說(shuō)明它的極性變換作用，我們把１∶１倒相傳輸線(xiàn)變壓器電路重新繪于圖4.29。其中圖3.29(ａ)是等效為變壓器的原理電路，圖3.29(ｂ)是等效為傳輸線(xiàn)的原理電路。圖3.291∶1倒相傳輸線(xiàn)變壓器對(duì)于圖3.29(ａ)，在信號(hào)源的作用下，初級(jí)繞組１、２端有電壓U，其極性為１端正、２端負(fù)；在U的作用下，通過(guò)電磁感應(yīng)，在變壓器次級(jí)３、４端產(chǎn)生等值的電壓U，極性為３端正、４端負(fù)。由于３端接地，所以負(fù)載電阻上的電壓與３、４端電壓U的極性相反，從而實(shí)現(xiàn)了倒相作用。在各種放大器中，負(fù)載電阻ＲL正好等于信號(hào)源內(nèi)阻的情況是很少的。因此，１∶１傳輸線(xiàn)變壓器很少用作阻抗匹配元件，大多數(shù)都是用作倒相器。

2)平衡和不平衡變換

圖3.30是傳輸線(xiàn)變壓器用作平衡與不平衡電路的互相變換。圖3.30(a)是將平衡輸入電路變換為不平衡輸出的電路，輸入端兩個(gè)信號(hào)源的電壓和內(nèi)阻均相等，分別接在地的兩旁，這種接法稱(chēng)為平衡。輸出負(fù)載只有單端接地，稱(chēng)為不平衡。圖3.30(ｂ)是將不平衡輸入變?yōu)槠胶廨敵龅碾娐?。圖3.30平衡與不平衡的互相變換

3)阻抗變換

傳輸線(xiàn)變壓器的第三個(gè)用途，是在輸入端和輸出端之間實(shí)現(xiàn)阻抗變換。由于傳輸線(xiàn)變壓器結(jié)構(gòu)的限制，它不能像普通變壓器那樣，借助匝數(shù)比的改變來(lái)實(shí)現(xiàn)任何阻抗比的變換，而只能完成某些特定阻抗比的變換，如４∶１、９∶１、１６∶１，或者１∶４、１∶９、１∶16，等等。所謂４∶１，是指?jìng)鬏斁€(xiàn)變壓器的輸入電阻Ri是負(fù)載電阻RL的四倍，即Ri=4RL；而Ri=RL/4，則稱(chēng)為１∶４的阻抗變換。圖3.31(ａ)和(ｂ)分別表示４∶１和１∶４的傳輸線(xiàn)變壓器阻抗變換電路，

圖(ｃ)和(ｄ)是與其相應(yīng)的一般變壓器形式的等效電路。圖3.314∶1和1∶4傳輸線(xiàn)變壓器電路對(duì)于４∶１的阻抗變換電路而言，如果設(shè)負(fù)載電阻RL上的電壓為U，則傳輸線(xiàn)終端和始端的電壓均為U，因此，信號(hào)源端的電壓為２U。當(dāng)信號(hào)源提供的電流為Ｉ時(shí)，則通過(guò)RL的電流為２I，于是負(fù)載電阻ＲL為

(3-37)

從信號(hào)源向傳輸線(xiàn)變壓器看去的輸入電阻為

(3-38)傳輸線(xiàn)的特性阻抗為

(3-39)

圖3.31(ｂ)和(ｄ)分別表示１∶４傳輸線(xiàn)變壓器的傳輸線(xiàn)形式和變壓器形式。設(shè)流過(guò)負(fù)載電阻ＲL的電流為Ｉ，信號(hào)源提供的電流為２Ｉ，由圖(ｄ)可見(jiàn)，負(fù)載電阻ＲＬ上的電壓為２U，即UL＝２U。負(fù)載電阻為

(3-40)

從信號(hào)源向傳輸線(xiàn)變壓器看去的輸入電阻為

(3-41)

從而實(shí)現(xiàn)１∶４的阻抗變換。傳輸線(xiàn)變壓器的特性阻抗為

(3-42)根據(jù)相同的原理，可以利用多組１∶１傳輸線(xiàn)變壓器組成９∶１、１６∶１或１∶９、1∶１６等電路，并求出輸入電阻、特性阻抗與負(fù)載電阻ＲL的關(guān)系?？梢宰C明，

若１∶１傳輸線(xiàn)變壓器組數(shù)為ｎ，則由它組成的阻抗變換電路的特性阻抗和輸入電阻分別為

Zc=(n+1)RL(3-43)

Ri=(n+1)2RL(3-44)

對(duì)于變比小于１的阻抗變換電路，特性阻抗和輸入電阻的一般公式為

(3-45)

(3-46)

為了說(shuō)明傳輸線(xiàn)變壓器在放大器中的應(yīng)用，

圖4.32給出某高頻寬帶功率放大電路簡(jiǎn)圖。其中Ｔ1、Ｔ2和Ｔ3都是４∶１的阻抗變換傳輸線(xiàn)變壓器，Ｔ1與Ｔ2串聯(lián)，其總的阻抗變比為

１６∶１。第二級(jí)高輸出電阻與天線(xiàn)的低阻(50Ω)連接，用了４∶１的傳輸線(xiàn)變壓器阻抗變換電路。為了改善放大器的頻率特性，兩級(jí)都加了負(fù)反饋電路，第一級(jí)的反饋電阻為Ｒ1和Ｒ2；第二級(jí)的反饋電阻為Ｒ3和Ｒ4。由于兩級(jí)放大器都是電壓并聯(lián)負(fù)反饋，因此，除了改善頻率特性外，還有降低輸出電阻的作用。圖3.32高頻寬帶功率放大電路3.3.2功率合成電路

利用傳輸線(xiàn)變壓器構(gòu)成一種混合網(wǎng)絡(luò)，可以實(shí)現(xiàn)寬頻帶功率合成和功率分配的功能。

1.傳輸線(xiàn)變壓器在功率合成中的應(yīng)用

1)反相功率合成電路

利用傳輸線(xiàn)變壓器組成的反相功率合成原理電路

如圖3.33所示。圖中，Ｔ1為混合網(wǎng)絡(luò)，Ｔ2為平衡-不平衡變換器；兩個(gè)功率放大器Ａ和Ｂ輸出反相等值功率，提供等值反相電流Ｉa和Ｉb；通過(guò)電阻Ｒc的電流為Ｉc，通過(guò)電阻Ｒd的電流為Ｉd。圖3.33反相功率合成原理電路由圖3.33可知，通過(guò)Ｔ1兩繞組的電流為Ｉ，因有

Ａ端Ｉ＝Ｉa－Ｉd

Ｂ端Ｉ＝Ｉｄ－Ｉｂ

所以Ｉa-Ｉd＝Ｉd－Ｉb

可得Ｉd＝(Ｉa+Ｉb)(3-47)

及Ｉ＝(Ｉa－Ｉb)(3-48)相應(yīng)寫(xiě)出Ｃ端電流Ｉc，由圖3.33可知

Ic=2I

根據(jù)式(3-48)，還有

Ｉc＝Ｉa—Ｉb

如果滿(mǎn)足Ｉa＝Ｉb時(shí)，就會(huì)有Ｉc＝０，則在Ｃ端無(wú)輸出功率。這時(shí)還會(huì)有(參照式(3-47))。若在電阻Ｒd上的電壓為Ｕd，顯然有

Ｕd＝ＩdＲd

傳輸線(xiàn)變壓器Ｔ2為１∶１平衡－不平衡變換器，因此在DD′之間電壓亦為Ｕd，由電壓環(huán)路ADD′B可得

Ｕa＝-Ｕb＝

則兩個(gè)功率放大器注入的功率為

ＵaＩa+ＵbＩb＝ＵdＩd上述結(jié)果表明已在Ｒd上獲得合成功率，或者說(shuō)，兩個(gè)功率放大器輸出的反相等值功率在Ｒd上疊加起來(lái)。

每一個(gè)功率放大器的等效負(fù)載ＲL為

如果取Ｒd＝４Rc，則當(dāng)某一功率放大器(例如Ｂ)出現(xiàn)故障或者Ｉa≠Ｉb時(shí)，A端電壓為

因此功率放大器Ａ的等效負(fù)載仍等于

RL=

它表示Ｂ端出故障不會(huì)影響Ａ端，反之亦然。也就是說(shuō)，Ａ端和Ｂ端之間是隔離的。但注意在一個(gè)功率放大器損壞時(shí)，另一個(gè)功率放大器的輸出功率將均等分配到Ｒd和Ｒc上，這時(shí)，在電阻Ｒd上所獲功率減小到兩功率放大器正常時(shí)的1/4。

2)同相功率合成電路

如圖3.33所示，若兩個(gè)功率放大器Ａ和Ｂ輸出同相等值功率，提供等值同相電流Ｉa和Ｉb，則可稱(chēng)為同相功率合成電路。采用和上面類(lèi)似方法可以證明，此時(shí)兩功率放大器的注入功率在Ｃ端Ｒc上合成，而在Ｄ端電阻Ｒd上無(wú)輸出功率。后者所接電阻稱(chēng)為假負(fù)載或平衡電阻。通過(guò)分析，在同相功率合成電路中，偶次諧波分量在輸出端是疊加的，而在上面反相功率合成電路中則互相抵消。顯然，這是同相功率合成的一個(gè)不足之處。

實(shí)際設(shè)計(jì)中，利用傳輸線(xiàn)變壓器組成功率合成電路，能較好地解決寬頻帶、大功率、低損耗等一系列技術(shù)指標(biāo)要求。目前，實(shí)用功率合成技術(shù)已經(jīng)成熟，可獲得成百上千瓦高頻輸出功率。由于功率合成網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，又很容易配合各種固態(tài)射頻功放電路的運(yùn)用，因此已在無(wú)線(xiàn)通信電臺(tái)等諸多地方成為主要發(fā)射設(shè)備。2.傳輸線(xiàn)變壓器在功率分配中的應(yīng)用

下面舉例說(shuō)明分配器在共用天線(xiàn)系統(tǒng)中的應(yīng)用。圖3.34是電視接收機(jī)的共用天線(xiàn)系統(tǒng)，簡(jiǎn)稱(chēng)CATV系統(tǒng)。最簡(jiǎn)單的共用天線(xiàn)系統(tǒng)，包括接收天線(xiàn)、混合器、放大器、分支器和分配器等。天線(xiàn)接收各頻道的電視信號(hào)，然后送入混合器，混合器的作用是將各頻道的電視信號(hào)進(jìn)行混合，變?yōu)橐宦奉l分制電視信號(hào)。放大器采用寬帶放大器，用來(lái)補(bǔ)償傳輸電纜和各分支系統(tǒng)的衰減。分支器和分配器是一些簡(jiǎn)單的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)，它們的主要功能是阻抗匹配和分配功率。圖3.34分配器在共用天線(xiàn)系統(tǒng)中的應(yīng)用圖3.35(a)是二分配器實(shí)際電路。它有一個(gè)輸入端和兩個(gè)輸出端，使一路信號(hào)輸入變?yōu)槎沸盘?hào)輸出，故稱(chēng)為二分配器。分配器由傳輸線(xiàn)變壓器Ｔ2和負(fù)載電阻Ｒ1、Ｒ2以及平衡電阻Ｒd組成。Ｔ1是阻抗變換器，使分配器的輸入阻抗與信號(hào)源的阻抗匹配。

圖3.35(b)是四分配器電路，它有一個(gè)輸入端和四個(gè)輸出端，工作原理與二分配器相同，只是多了一重組合。理想情況下，每一個(gè)輸出端的功率應(yīng)該是輸入功率的1/4。四分配器除了均等地分配功率和各路之間相互隔離外，還有阻抗匹配功能，即負(fù)載阻抗為75Ω，輸入阻抗也為75Ω。各變壓器變比除Ｔ1為２∶１外，都是１∶２。圖3.35功率二分配器和功率四分配器倍頻器是能將輸入信號(hào)頻率成整數(shù)倍增加的電路，如圖3.36(a)所示。倍頻器用在通信電路中，采用倍頻器的主要優(yōu)點(diǎn)是：①可降低主振器的頻率，這樣可穩(wěn)定頻率。②擴(kuò)展發(fā)射機(jī)的波段。如果倍頻器用在中間級(jí)，借助波段開(kāi)關(guān)既可實(shí)現(xiàn)倍頻又可完成放大。如圖3.36(b)所示，主振器的頻率為２～４ＭＨｚ，經(jīng)過(guò)倍頻器輸出頻率范圍為4～8ＭＨｚ③提高調(diào)制度。對(duì)調(diào)頻或調(diào)相發(fā)射機(jī)，利用倍頻器可以加深調(diào)制度，從而獲得大的相移或頻偏。3.4倍頻器圖3.36倍頻器框圖及其應(yīng)用常用的倍頻器有兩類(lèi)：一類(lèi)利用丙類(lèi)放大器集電極電流脈沖的諧波來(lái)獲得倍頻，稱(chēng)為丙類(lèi)倍頻器；另一類(lèi)利用ＰＮ結(jié)結(jié)電容的非線(xiàn)性變化來(lái)實(shí)現(xiàn)倍頻作用，稱(chēng)為參量倍頻器。不論哪一種倍頻器，它們都是利用器件的非線(xiàn)性對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行非線(xiàn)性變換，再?gòu)闹C振系統(tǒng)中取出ｎ次諧波分量而實(shí)現(xiàn)倍頻作用的。當(dāng)倍頻次數(shù)較高時(shí)，一般都采用參量倍頻器。3.4.1丙類(lèi)倍頻器

工作在丙類(lèi)狀態(tài)的放大器，晶體管集電極電流脈沖中含有豐富的諧波分量，如果把集電極諧振回路調(diào)諧在二次或三次諧波頻率上，那么放大器只有二次諧波電壓或三次諧波電壓輸出，這樣丙類(lèi)放大器就成了二倍頻或三倍頻器。通常,丙類(lèi)倍頻器工作在欠壓或臨界狀態(tài)。在這里需要指出的是：

(1)集電極電流脈沖中包含的諧波分量幅度總是隨著ｎ的增大而迅速減小。因此，倍頻次數(shù)過(guò)高，倍頻器的輸出功率和效率就會(huì)過(guò)低。

(2)倍頻器的輸出諧

振回路需要濾除高于ｎ和低于ｎ的各次分量。低于ｎ的分量幅度比有用分量大，要將它們?yōu)V除較為困難。因此，倍頻次數(shù)過(guò)高，對(duì)輸出諧振回路提出的濾波要求就會(huì)過(guò)高而難于實(shí)現(xiàn)。所以一般單級(jí)丙類(lèi)倍頻器取ｎ＝２,３。若要提高倍頻次數(shù)，可將倍頻器級(jí)聯(lián)起來(lái)使用。

圖3.37所示為三倍頻器，圖中Ｌ3Ｃ3為并聯(lián)回路調(diào)諧在三次諧波頻率上，用以獲得三倍頻電壓輸出，而串聯(lián)諧振回路Ｌ1Ｃ1、Ｌ2Ｃ2分別調(diào)諧在基波和二次諧波頻率上，與并聯(lián)回路Ｌ3Ｃ3相并聯(lián)，從而可以有效地抑制它們的輸出，故Ｌ1Ｃ1和Ｌ2Ｃ2回路稱(chēng)為串聯(lián)陷波電路。圖3.37帶有陷波電路的三倍頻器3.4.2參量倍頻器

目前廣泛采用變?nèi)荻O管電路作參量倍頻器。這是由于變?nèi)荻O管具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，工作頻率高的特點(diǎn)。它的倍頻次數(shù)可高達(dá)４0倍以上。圖3.38變?nèi)荻O管的特性及符號(hào)

1.變?nèi)荻O管的特性及原理

ＰＮ結(jié)結(jié)電容的大小可隨外加在ＰＮ結(jié)上的電壓的大小而變，利用這一特點(diǎn)制成的二極管稱(chēng)為變?nèi)荻O管。變?nèi)荻O管的特性曲線(xiàn)如圖3.38(a)所示，圖(a)反映變?nèi)荻O管的

結(jié)電容Ｃj與外加反向偏置電壓的關(guān)系，圖3.38(b)是變?nèi)荻O管的電路符號(hào)。

變?nèi)莨芙Y(jié)電容Ｃj與反向偏置電壓絕對(duì)值之間的關(guān)系為

式中,Ｃj0為u=0時(shí)的結(jié)電容；UD為ＰＮ結(jié)勢(shì)壘電位差，硅管UD=0.4～0.6V；γ為變?nèi)葜笖?shù)，對(duì)突變結(jié)γ值接近1/2，緩變結(jié)γ值接近1/3，超突變結(jié)γ值在1/2～6范圍內(nèi)(它主要用在調(diào)頻電路中)。

變?nèi)荻O管的等效電路如圖3.39(a)所示。圖中Ｃj是結(jié)電容，ｒj是ＰＮ結(jié)的反向電阻，ｒs是串聯(lián)電阻。圖3.39變?nèi)荻O管的等效電路通常ｒj很大可以忽略，這時(shí)變?nèi)荻O管的等效電

路可簡(jiǎn)化為圖3.39(b)。

變?nèi)莨艿钠焚|(zhì)因數(shù)定義為