時域頻域正弦波特征傅里葉變換理想方波的頻譜帶寬與課件

第2章時域與頻域時域頻域正弦波特征傅里葉變換理想方波的頻譜帶寬與上升時間第2章時域與頻域時域1時域時域是真實世界，是惟一實際存在的域兩個重要量:周期與上升時間.下降時間通常要比上升時間短.圖2.1典型的時鐘波形，圖中標明了1GHz時鐘信號的時鐘周期和10-90上升時間。下降時間一般要比上升時間短一些，有時會出現(xiàn)更多的噪聲時域時域是真實世界，是惟一實際存在的域圖2.1典型的時鐘波2頻域頻域不是真實的，而是一個數(shù)學構(gòu)造。時域是惟一客觀存在的域，而頻域是一個遵循特定規(guī)則的數(shù)學范疇。正弦波是頻域中惟一存在的波形，這是頻域中最重要的規(guī)則，即正弦波是對頻域的描述頻域頻域不是真實的，而是一個數(shù)學構(gòu)造。時域是惟一客觀存在的域31.時域中的任何波形都可由正弦波的組合完全且惟一地描述。2.任何兩個頻率不同的正弦波都是正交的。如果將兩個正弦波相乘并在整個時間軸上求積分，則積分值為零。這說明可以將不同的頻率分量相互分離開。3.正弦波有精確的數(shù)學定義。4.正弦波及其微分值處處存在，沒有上下邊界?，F(xiàn)實世界是無窮的，因此可用正弦波來描述現(xiàn)實中的波形。1.時域中的任何波形都可由正弦波的組合完全且惟一地描述。4對于信號完整性中經(jīng)常遇到的電氣問題的各種類型，有時利用正弦波可以更快地得到滿意的答案圖2.2快速邊沿與理想RLC電路相互作用時的時域行為。當數(shù)字信號與互連線（它常常可以描述成理想RLC電路元件的組合）相互作用時，就產(chǎn)生正弦波.對于信號完整性中經(jīng)常遇到的電氣問題的各種類型，有時利用正弦波5正弦波特征頻率；幅度；相位.正弦波特征頻率；6傅里葉變換傅里葉積分（FI）；離散傅里葉變換（DFT）；快速傅里葉變換（FFT）圖2.41GHz時鐘信號在時域中的一個周期上的表示（上圖）和在頻域中的表示（下圖）傅里葉變換圖2.41GHz時鐘信號在時域中的一個周期上7正弦波頻率分量及其幅度的集合稱為頻譜，每一分量稱為諧波；零次諧波為直流分量值；占空比為50%的理想方波，其偶次諧波的幅度為0；任何諧波的幅度都可計算得出。幅度按1/f衰減理想方波的頻譜圖2.6時域和頻域中的理想方波正弦波頻率分量及其幅度的集合稱為頻譜，每一分量稱為諧波；零次8帶寬與上升時間圖2.7把以上每個正弦分量疊加起來，即可得到一時域方波帶寬與上升時間圖2.7把以上每個正弦分量疊加起來，即可得到9圖2.8對于1GHz理想方波，疊加零次諧波、一次諧波，接著加入三次諧波時形成時域波形圖2.8對于1GHz理想方波，疊加零次諧波、一次諧波，10圖2.9對于1GHz理想方波，依次疊加各次諧波生成的時域波形：首先是零次諧波和一次諧波，再加上三次諧波、7次諧波、19次諧波，最后一直加到31次諧波.圖2.9對于1GHz理想方波，依次疊加各次諧波生成的時11根據(jù)DFT算法對離散點數(shù)的選擇，頻譜中將包含很多高次諧波分量。重構(gòu)時域信號時是必須把所有這些高次諧波分量都包括進來，還是僅用有限個諧波分量就能重新得到對原始時域波形“足夠好”的表示？限制諧波的最高次諧波對重新生成的時域波形到底有什么影響？是否存在最高的正弦波頻率分量，此后的諧波分量可以忽略？根據(jù)DFT算法對離散點數(shù)的選擇，頻譜中將包含很多高次諧波分量12帶寬對上升時間的影響帶寬用來表示頻譜中有效的最高正弦波頻率分，為了充分近似時域波形的特征，這是需要包含的最高正弦波頻率，所有高于帶寬的頻率分量都可忽略不計。帶寬的選擇對時域波形的最短上升時間有直接的影響。帶寬越寬上升降時間越短.帶寬對上升時間的影響13信號沿FR4的有損傳輸線傳播時，遭受導體損耗和介質(zhì)損耗。如果每種損耗過程對低頻分量和高頻分量的衰減是一樣的，則遠端的信號僅僅是減小，而輸出的頻譜模式同輸入的頻譜模式是相同的，且對波形的上升時間沒有影響。實際上這兩種損耗對高頻分量的衰減要大于對低頻分量的衰減。當信號沿導線傳播4in長時，約從8GHz開始，以上高頻分量的功率衰減量要大于50%，而對低頻分量的影響卻小得多。信號沿FR4的有損傳輸線傳播時，遭受導體損耗和介質(zhì)損耗。如果14帶寬與上升時間的關(guān)系BW：帶寬,單位GHzRT：10%~90%上升時間,單位ns帶寬與上升時間的關(guān)系BW：帶寬,單位GHz15DFT產(chǎn)生很多高次諧波，帶寬BW取到哪一次？實際的時域波形，隨著頻率的升高，其譜分量的幅度總是比理想方波中相同頻率的幅度下降得快。如果某高次諧波分量的功率小于理想方波中相應頻率分量幅度功率的50%，也就是幅度下降至70%，則取該高次諧波頻率作為帶寬。5次諧波幅度下降至70%，BW=5GHzDFT產(chǎn)生很多高次諧波，帶寬BW取到哪一次？5次諧波幅度下降16理想方波的諧波幅度的下降速率近似于1/f。實際波形帶寬可定義為的其諧波分量開始比1/f下降得快時的那個頻率點，該頻率有時也稱為拐點頻率。所以實際波形的諧波幅度開始明顯偏離理想方波時的頻率，就是拐點頻率。理想方波的諧波幅度的下降速率近似于1/f。實際波形帶寬可定義17諧波幅度1/tr㏒f(頻率)-20dB/dec-40dB/dec20㏒(2Aτ)20㏒(2A/π)-20㏒f20㏒(2A/π2tr)-40㏒f1/τ拐點頻率諧波幅度1/tr㏒f(頻率)-20dB/dec18帶寬結(jié)論：梯形方波頻譜分量中高于五次諧波的分量（如七次諧波或更高）的幅值只相當于理想方波中對應頻譜分量的很小的一部分（小于理想方波的70%），對上升時間的影響可忽略不計，帶寬計算到5次諧波即可。帶寬是一個近似，它實際上是個經(jīng)驗法則，只是粗略地確定了實際波形中頻率分量的幅度從哪一點開始比理想方波下降得快。帶寬結(jié)論：梯形方波頻譜分量中高于五次諧波的分量（如七次諧波或19若傳輸線電路的終端匹配欠佳，則信號就會發(fā)生振鈴，頻譜在振鈴頻率處產(chǎn)生峰值。振鈴頻率的幅度會比沒有振鈴時信號的幅度高十倍以上。有振鈴時的帶寬明顯高于沒有振鈴時的帶寬。當波形中出現(xiàn)振鈴時，其帶寬約等于振鈴頻率。上圖：接近方波的時域波形和由于終端匹配欠佳引起的振鈴現(xiàn)象。下圖：由DFT得出兩個波形的頻譜圖，從圖中可以看出振鈴對頻譜的影響。用寬條表示理想波形的頻譜，用窄條表示振鈴波形的頻譜若傳輸線電路的終端匹配欠佳，則信號就會發(fā)生振鈴，頻譜在振鈴頻20帶寬與信號的上升時間有關(guān)。對于兩個不同的波形，可以有相同的時鐘頻率，但上升時間和帶寬卻很可能不同。帶寬與信號的上升時間有關(guān)。對于兩個不同的波形，可以有相同的時21時域頻域正弦波特征傅里葉變換理想方波的頻譜帶寬與課件22我們并非總能知道信號的上升時間，但是卻需要知道它的帶寬。若使用一個簡單的假設(shè)，則僅從信號的時鐘頻率就可以估算出它的帶寬。上升時間一定小于周期的50%。除此之外沒有任何限制，上升時間可以是周期的任意百分比。當時鐘頻率達到器件工藝的極限，如1GHz時，上升時間可能是周期的25%。在許多微處理器產(chǎn)品中，典型的上升時間可能是周期的10%。在高端ASIC驅(qū)動外部低時鐘頻率存儲器總線時，上升時間還可能是周期的5%。當板級總線屬于老式系統(tǒng)時，上升時間甚至可能只有周期的1%。如果不知道上升時間與周期的比值，則一個合理的歸納為：上升時間是時鐘周期的7%。我們并非總能知道信號的上升時間，但是卻需要知道它的帶寬。若使23帶寬是時鐘頻率的5倍BWclock表示時鐘帶寬的近似值，單位為GHzFclock表示時鐘頻率，單位為GHz帶寬是時鐘頻率的5倍BWclock表示時鐘帶寬的近似值，24測量的帶寬是指有足夠精度的最高正弦波頻率分量。當在頻域中進行測量時，阻抗分析器或網(wǎng)絡(luò)分析儀所用的最高正弦波頻率就就是測量帶寬。圖2.151206陶瓷去耦電容的測量阻抗，其中測量帶寬為1GHz測量的帶寬是指有足夠精度的最高正弦波頻率分量。當在頻域中進行25經(jīng)過1米長末端開路的電纜，用微探頭在輸出端測得的TDR曲線。經(jīng)過電纜及探針后，TDR上升時間約為52ps，這樣測量的帶寬約是0.35/52ps=7GHz。經(jīng)過1米長末端開路的電纜，用微探頭在輸出端測得的TDR曲線26模型的帶寬是指模型能被精確地用來預測它所表示的結(jié)構(gòu)的實際性能時的最高正弦波頻率分量?？梢允褂靡恍┰E竅來確定模型的帶寬，但一般來說，只有與實際測量值相比較時，才能確定得到的模型帶寬是否準確。模型的帶寬是指模型能被精確地用來預測它所表示的結(jié)構(gòu)的實際性能27左上圖：兩焊盤間鍵合線回路的示意圖，其中返回路徑在鍵合線下方約10mil處右上圖：測量的阻抗與一階模型仿真結(jié)果的對比。直到帶寬2GHz時，二者都非常吻合。右下圖：測量的阻抗與二階模型仿真結(jié)果的對比。直到帶寬4GHz時，二者都非常吻合左上圖：兩焊盤間鍵合線回路的示意圖，其中返回路徑在鍵合線下方28互連線的帶寬指的是能被互連線傳輸且損耗不超過3dB時的最高正弦波頻率分量不同頻率的正弦波信號通過FR4板上4in長的傳輸線時測量的幅度值。3dB帶寬約為8GHz?；ミB線的帶寬指的是能被互連線傳輸且損耗不超過3dB時的最高正29互連線帶寬可以近似用下述情況解釋：如果理想方波傳輸通過該互連線，則低于8GHz的各個正弦波分量都能被傳輸，傳輸前后的幅度大致相同；但高于8GHz分量的幅度就會變得不再是有效成分。一個上升時間為1ps的信號，在經(jīng)過互連線輸出后，其上升時間可能為0.35/8GHz=0.043ns，這說明互連線使上升時間退化了。互連線帶寬可以近似用下述情況解釋：如果理想方波傳輸通過該互連30互連線的帶寬是對互連線所能傳輸?shù)男盘栕疃躺仙龝r間的直接度量。如果互連線的帶寬是1GHz，那么它所能傳輸?shù)淖羁爝呇鼐褪?50ps，這有時稱為互連線的本征上升時間.實際信號經(jīng)過互連線后上升時間的變化互連線的帶寬是對互連線所能傳輸?shù)男盘栕疃躺仙龝r間的直接度量。31例如，在4in長的互連線中，輸入上升時間為50ps的信號，那么信號經(jīng)傳輸后的上升時間為：傳輸后波形的上升時間增大了約17ps。例如，在4in長的互連線中，輸入上升時間為50ps的32經(jīng)FR4板上4in長,50歐姆的傳輸線時，上升時間發(fā)生了退化。輸入的上升時間是50ps，由互連線帶寬預測的輸出上升時間是67ps。經(jīng)FR4板上4in長,50歐姆的傳輸線時，上升時間發(fā)33要使互連線對信號上升時間造成的增量不超過10%，互連線的本征上升時間就要小于該信號上升時間的50%，這是個簡單的經(jīng)驗法則。從頻域角度看，為了比較好地傳輸帶寬為1GHz的信號，互連線的帶寬應至少為該信號帶寬的兩倍，即2GHz。要使互連線對信號上升時間造成的增量不超過10%，互連線的本征34小結(jié)1.時域是真實世界，高速數(shù)字性能一般都是在時域中測量。2.頻域是個數(shù)學構(gòu)造，其中擁有許多具體的、特殊的準則。3.從時域轉(zhuǎn)向頻域去解決問題的惟一原因就是能夠更快地得到答案。4.數(shù)字信號的上升時間通常是從終值的10%到90%的時間。5.正弦波是頻域中惟一存在的波形。6.傅里葉變換是將時域波形變換成由其正弦波頻率分量組成的頻譜。7.理想方波的頻譜的幅度以速率1/f下降。8.如果去掉方波中的較高頻率分量，上升時間就會增加。小結(jié)1.時域是真實世界，高速數(shù)字性能一般都是在時域中測量。35小結(jié)9.與頻率相同的理想方波的同次諧波相比,一般信號的帶寬是指有效的最高正弦波頻率分量。10.信號帶寬是0.35/（信號的上升時間）,這是個很好的經(jīng)驗公式。11.只要信號的帶寬減小，上升時間就會增加。12.測量的帶寬是指測量有良好精度時的最高正弦波頻率。13.模型的帶寬是指模型的預測值與互連線的實際性能能很好地吻合時的最高正弦波頻率。14.互連線的帶寬是指互連線的性能依然滿足指標時的最高正弦波頻率。15.互連線的3dB帶寬指的是信號衰減小于-3dB時的正弦波頻率。小結(jié)9.與頻率相同的理想方波的同次諧波相比,一般信號的帶寬36要求理想方波的頻譜梯形方波的頻譜帶寬測量帶寬模型帶寬互連線帶寬帶寬與上升時間周期與上升時間信號經(jīng)互連線后上升時間的變化要求理想方波的頻譜37第2章時域與頻域時域頻域正弦波特征傅里葉變換理想方波的頻譜帶寬與上升時間第2章時域與頻域時域38時域時域是真實世界，是惟一實際存在的域兩個重要量:周期與上升時間.下降時間通常要比上升時間短.圖2.1典型的時鐘波形，圖中標明了1GHz時鐘信號的時鐘周期和10-90上升時間。下降時間一般要比上升時間短一些，有時會出現(xiàn)更多的噪聲時域時域是真實世界，是惟一實際存在的域圖2.1典型的時鐘波39頻域頻域不是真實的，而是一個數(shù)學構(gòu)造。時域是惟一客觀存在的域，而頻域是一個遵循特定規(guī)則的數(shù)學范疇。正弦波是頻域中惟一存在的波形，這是頻域中最重要的規(guī)則，即正弦波是對頻域的描述頻域頻域不是真實的，而是一個數(shù)學構(gòu)造。時域是惟一客觀存在的域401.時域中的任何波形都可由正弦波的組合完全且惟一地描述。2.任何兩個頻率不同的正弦波都是正交的。如果將兩個正弦波相乘并在整個時間軸上求積分，則積分值為零。這說明可以將不同的頻率分量相互分離開。3.正弦波有精確的數(shù)學定義。4.正弦波及其微分值處處存在，沒有上下邊界?，F(xiàn)實世界是無窮的，因此可用正弦波來描述現(xiàn)實中的波形。1.時域中的任何波形都可由正弦波的組合完全且惟一地描述。41對于信號完整性中經(jīng)常遇到的電氣問題的各種類型，有時利用正弦波可以更快地得到滿意的答案圖2.2快速邊沿與理想RLC電路相互作用時的時域行為。當數(shù)字信號與互連線（它常常可以描述成理想RLC電路元件的組合）相互作用時，就產(chǎn)生正弦波.對于信號完整性中經(jīng)常遇到的電氣問題的各種類型，有時利用正弦波42正弦波特征頻率；幅度；相位.正弦波特征頻率；43傅里葉變換傅里葉積分（FI）；離散傅里葉變換（DFT）；快速傅里葉變換（FFT）圖2.41GHz時鐘信號在時域中的一個周期上的表示（上圖）和在頻域中的表示（下圖）傅里葉變換圖2.41GHz時鐘信號在時域中的一個周期上44正弦波頻率分量及其幅度的集合稱為頻譜，每一分量稱為諧波；零次諧波為直流分量值；占空比為50%的理想方波，其偶次諧波的幅度為0；任何諧波的幅度都可計算得出。幅度按1/f衰減理想方波的頻譜圖2.6時域和頻域中的理想方波正弦波頻率分量及其幅度的集合稱為頻譜，每一分量稱為諧波；零次45帶寬與上升時間圖2.7把以上每個正弦分量疊加起來，即可得到一時域方波帶寬與上升時間圖2.7把以上每個正弦分量疊加起來，即可得到46圖2.8對于1GHz理想方波，疊加零次諧波、一次諧波，接著加入三次諧波時形成時域波形圖2.8對于1GHz理想方波，疊加零次諧波、一次諧波，47圖2.9對于1GHz理想方波，依次疊加各次諧波生成的時域波形：首先是零次諧波和一次諧波，再加上三次諧波、7次諧波、19次諧波，最后一直加到31次諧波.圖2.9對于1GHz理想方波，依次疊加各次諧波生成的時48根據(jù)DFT算法對離散點數(shù)的選擇，頻譜中將包含很多高次諧波分量。重構(gòu)時域信號時是必須把所有這些高次諧波分量都包括進來，還是僅用有限個諧波分量就能重新得到對原始時域波形“足夠好”的表示？限制諧波的最高次諧波對重新生成的時域波形到底有什么影響？是否存在最高的正弦波頻率分量，此后的諧波分量可以忽略？根據(jù)DFT算法對離散點數(shù)的選擇，頻譜中將包含很多高次諧波分量49帶寬對上升時間的影響帶寬用來表示頻譜中有效的最高正弦波頻率分，為了充分近似時域波形的特征，這是需要包含的最高正弦波頻率，所有高于帶寬的頻率分量都可忽略不計。帶寬的選擇對時域波形的最短上升時間有直接的影響。帶寬越寬上升降時間越短.帶寬對上升時間的影響50信號沿FR4的有損傳輸線傳播時，遭受導體損耗和介質(zhì)損耗。如果每種損耗過程對低頻分量和高頻分量的衰減是一樣的，則遠端的信號僅僅是減小，而輸出的頻譜模式同輸入的頻譜模式是相同的，且對波形的上升時間沒有影響。實際上這兩種損耗對高頻分量的衰減要大于對低頻分量的衰減。當信號沿導線傳播4in長時，約從8GHz開始，以上高頻分量的功率衰減量要大于50%，而對低頻分量的影響卻小得多。信號沿FR4的有損傳輸線傳播時，遭受導體損耗和介質(zhì)損耗。如果51帶寬與上升時間的關(guān)系BW：帶寬,單位GHzRT：10%~90%上升時間,單位ns帶寬與上升時間的關(guān)系BW：帶寬,單位GHz52DFT產(chǎn)生很多高次諧波，帶寬BW取到哪一次？實際的時域波形，隨著頻率的升高，其譜分量的幅度總是比理想方波中相同頻率的幅度下降得快。如果某高次諧波分量的功率小于理想方波中相應頻率分量幅度功率的50%，也就是幅度下降至70%，則取該高次諧波頻率作為帶寬。5次諧波幅度下降至70%，BW=5GHzDFT產(chǎn)生很多高次諧波，帶寬BW取到哪一次？5次諧波幅度下降53理想方波的諧波幅度的下降速率近似于1/f。實際波形帶寬可定義為的其諧波分量開始比1/f下降得快時的那個頻率點，該頻率有時也稱為拐點頻率。所以實際波形的諧波幅度開始明顯偏離理想方波時的頻率，就是拐點頻率。理想方波的諧波幅度的下降速率近似于1/f。實際波形帶寬可定義54諧波幅度1/tr㏒f(頻率)-20dB/dec-40dB/dec20㏒(2Aτ)20㏒(2A/π)-20㏒f20㏒(2A/π2tr)-40㏒f1/τ拐點頻率諧波幅度1/tr㏒f(頻率)-20dB/dec55帶寬結(jié)論：梯形方波頻譜分量中高于五次諧波的分量（如七次諧波或更高）的幅值只相當于理想方波中對應頻譜分量的很小的一部分（小于理想方波的70%），對上升時間的影響可忽略不計，帶寬計算到5次諧波即可。帶寬是一個近似，它實際上是個經(jīng)驗法則，只是粗略地確定了實際波形中頻率分量的幅度從哪一點開始比理想方波下降得快。帶寬結(jié)論：梯形方波頻譜分量中高于五次諧波的分量（如七次諧波或56若傳輸線電路的終端匹配欠佳，則信號就會發(fā)生振鈴，頻譜在振鈴頻率處產(chǎn)生峰值。振鈴頻率的幅度會比沒有振鈴時信號的幅度高十倍以上。有振鈴時的帶寬明顯高于沒有振鈴時的帶寬。當波形中出現(xiàn)振鈴時，其帶寬約等于振鈴頻率。上圖：接近方波的時域波形和由于終端匹配欠佳引起的振鈴現(xiàn)象。下圖：由DFT得出兩個波形的頻譜圖，從圖中可以看出振鈴對頻譜的影響。用寬條表示理想波形的頻譜，用窄條表示振鈴波形的頻譜若傳輸線電路的終端匹配欠佳，則信號就會發(fā)生振鈴，頻譜在振鈴頻57帶寬與信號的上升時間有關(guān)。對于兩個不同的波形，可以有相同的時鐘頻率，但上升時間和帶寬卻很可能不同。帶寬與信號的上升時間有關(guān)。對于兩個不同的波形，可以有相同的時58時域頻域正弦波特征傅里葉變換理想方波的頻譜帶寬與課件59我們并非總能知道信號的上升時間，但是卻需要知道它的帶寬。若使用一個簡單的假設(shè)，則僅從信號的時鐘頻率就可以估算出它的帶寬。上升時間一定小于周期的50%。除此之外沒有任何限制，上升時間可以是周期的任意百分比。當時鐘頻率達到器件工藝的極限，如1GHz時，上升時間可能是周期的25%。在許多微處理器產(chǎn)品中，典型的上升時間可能是周期的10%。在高端ASIC驅(qū)動外部低時鐘頻率存儲器總線時，上升時間還可能是周期的5%。當板級總線屬于老式系統(tǒng)時，上升時間甚至可能只有周期的1%。如果不知道上升時間與周期的比值，則一個合理的歸納為：上升時間是時鐘周期的7%。我們并非總能知道信號的上升時間，但是卻需要知道它的帶寬。若使60帶寬是時鐘頻率的5倍BWclock表示時鐘帶寬的近似值，單位為GHzFclock表示時鐘頻率，單位為GHz帶寬是時鐘頻率的5倍BWclock表示時鐘帶寬的近似值，61測量的帶寬是指有足夠精度的最高正弦波頻率分量。當在頻域中進行測量時，阻抗分析器或網(wǎng)絡(luò)分析儀所用的最高正弦波頻率就就是測量帶寬。圖2.151206陶瓷去耦電容的測量阻抗，其中測量帶寬為1GHz測量的帶寬是指有足夠精度的最高正弦波頻率分量。當在頻域中進行62經(jīng)過1米長末端開路的電纜，用微探頭在輸出端測得的TDR曲線。經(jīng)過電纜及探針后，TDR上升時間約為52ps，這樣測量的帶寬約是0.35/52ps=7GHz。經(jīng)過1米長末端開路的電纜，用微探頭在輸出端測得的TDR曲線63模型的帶寬是指模型能被精確地用來預測它所表示的結(jié)構(gòu)的實際性能時的最高正弦波頻率分量?？梢允褂靡恍┰E竅來確定模型的帶寬，但一般來說，只有與實際測量值相比較時，才能確定得到的模型帶寬是否準確。模型的帶寬是指模型能被精確地用來預測它所表示的結(jié)構(gòu)的實際性能64左上圖：兩焊盤間鍵合線回路的示意圖，其中返回路徑在鍵合線下方約10mil處右上圖：測量的阻抗與一階模型仿真結(jié)果的對比。直到帶寬2GHz時，二者都非常吻合。右下圖：測量的阻抗與二階模型仿真結(jié)果的對比。直到帶寬4GHz時，二者都非常吻合左上圖：兩焊盤間鍵合線回路的示意圖，其中返回路徑在鍵合線下方65互連線的帶寬指的是能被互連線傳輸且損耗不超過3dB時的最高正弦波頻率分量不同頻率的正弦波信號通過FR4板上4in長的傳輸線時測量的幅度值。3dB帶寬約為8GHz。互連線的帶寬指的是能被互連線傳輸且損耗不超過3dB時的最高正66互連線帶寬可以近似用下述情況解釋：如果理想方波傳輸通過該互連線，則低于8GHz的各個正弦波分量都能被傳輸，傳輸前后的幅度大致相同；但高于8GHz分量的幅度就會變得不再是有效成分。一個上升時間為1ps的信號，在經(jīng)過互連線輸出后，其上升時間可能為0.35/8GHz=0.043ns，這說明互連線使上升時間退化了?；ミB線帶寬可以近似用下述情況解釋：如果理想方波傳輸通過該互連67互連線的帶寬是對互連線所能傳輸?shù)男盘栕疃躺仙龝r間的直接度量。如果互連線的帶寬是1GHz，那么它所能傳輸?shù)淖羁爝呇鼐褪?50ps，這有時稱為互連線的本征上升