低壓低功耗運算放大器的設(shè)計

摘要當(dāng)今社會便攜式電子產(chǎn)品已成為人們消費的主流，為了延長所用電池的壽命，驅(qū)使IC產(chǎn)品朝著低壓低功耗的方向發(fā)展。同時為了提高集成度降低成本，晶體管尺寸也在不斷的降低。所有這些使得電源電壓變的越來越低，而晶體管的閉值電壓并沒有發(fā)生變化，結(jié)果對模數(shù)混合信號系統(tǒng)中的模擬電路設(shè)計提出了極大的挑戰(zhàn)。運算放大器作為大多數(shù)模擬系統(tǒng)中最基本模塊，要求其在低壓情況下具有高增益和寬帶寬。為了提高增益，傳統(tǒng)的cascode結(jié)構(gòu)由于其擺幅的降低已不再適合低壓設(shè)計，這樣只能通過增加級聯(lián)的增益級數(shù)目來達到高增益目的。但是由于出現(xiàn)了多個極點，使得多級放大器遭受了環(huán)路穩(wěn)定性問題。因此基于米勒補償方法，該論文里提出了有源反饋頻率補償方法，該方法不僅保證了環(huán)路的穩(wěn)定性，而且出現(xiàn)了一個左半平面零點，增加了相位裕度，降低了補償電容尺寸，達到了寬帶寬的目的，也提高了轉(zhuǎn)換速率。除此之外該論文里的運放增加了前饋增益級，這樣就有效的控制了非主極點的Q值，保證了高頻時補償環(huán)路是負反饋的。同時利用前饋跨導(dǎo)和輸出級跨導(dǎo)設(shè)計了AB類輸出級，提高了傳輸效率。為了提高在低壓環(huán)境下的信噪比，該論文里設(shè)計了具有恒定跨導(dǎo)和輸出電流Rail-to-Rail輸入級，這樣就保證在整個共模輸入范圍內(nèi)增益、帶寬和轉(zhuǎn)換速率是恒定的，同時也降低了補償?shù)碾y度。相對于內(nèi)部米勒補償方法（NMC），該論文的補償方法由于出現(xiàn)了左半平面零點，只需輸出跨導(dǎo)和輸入級跨導(dǎo)處于同一個數(shù)量級即可保證穩(wěn)定性，而NMC卻需要輸出跨導(dǎo)遠大于輸入級跨導(dǎo)，因此該方法達到了低功耗的目的?；赾smc0.5umCMOS工藝，利用speetre仿真工具，對所設(shè)計的運放進行了詳細的仿真。結(jié)果表明：在2.5V的電源電壓下，功耗為1.28mw，直流增益107dB，單位增益帶寬4M以上，相位裕度68°C，輸入輸出實現(xiàn)了全擺幅，達到了預(yù)期的目標(biāo)。關(guān)鍵詞：低壓低功耗；運算放大器；Rail-to-RailAbstractIntoday'ssocietyportableelectronicsproductshasbecomethemainstreamofpeopleconsumptionusedtoprolongbatterylife,driveICproductstowardthedirectionoflow-pressurelowpowerconsumption.Toimprovethelevelofintegrationcostreduction,transistorsizeisalsoinconstantreduced.Allofthismakesthepowersupplyvoltageisbecomingmoreandmorelow,andthetransistor'sclosedvaluevoltageandnothingchangesofmixedsignalsystemadcresultsoftheanalogcircuitdesignputsforwardthegreatchallenges.Operationalamplifierasmostsimulationsystemisthemostbasicmodule,askingthematlowcaseshashighgain.Andwidebandwidth.Inordertoimprovethegain,traditional.Ascodestructurebecauseofitsplaceoflowernolongerfitforlowvoltageasher.Plan,soonlythroughcascadegainlevelsincreasedthenumbertoachievehighgainpurpose.Butaspresentedmanypoles.Point,makesufferedaloopmulti-levelamplifierstabilityissues.Soabimelechcompensationmethodbasedonthethesisputsforward.Theactivefeedbackfrequencycompensationmethod,thismethodnotonlyensurethestabilityoftheloop,anditappearedaleftbrainflat.Surfacezero,increasedphasepowermargin,reducedcompensationcapacitorsize,reachedawidebandwidthpurpose,butalsoincreasedtheturnchangerate.Besidesthepapersincreasedtheop-ampfeed-forwardgainlevel,thuseffectivelycontrolthemainpole.TheQvalue,andtoensurethehighfrequencycompensationloopisnegativewhen.Meanwhilefeedforwardtransconductanceandoutputleveltransconductancedesign.TheAB,improvingthelevelofoutputtransmittingefficiency.Inordertoimprovetheenvironmentinthelowsignal-to-noiseratio,thisthesisdesignAconstanttransconductanceandoutputcurrentrallaralltotheinputstage,suchaguaranteeinthewholeinputcommon-moderangegain,bandwidthandconversionrateisconstant,butalsoreducethedifficultyofthecompensation.Relativetotheinternalmillercompensationmethod(NMC),thispaperduecompensationmethodofplanarzeroappeared,simplyleftoutputtransconductanceandinputleveltransconductanceinthesameorderofmagnitudecanguaranteestability,andthentheNMCbutneedoutputtransconductancefaroutweightheinputstage,sothismethodtransconductancereachedalowpowerconsumptionpurposes.BasedonsumcM0sprocess,useesmco.Speetresimulationtools,thedesignofop-ampcarriedonthedetailedsimulation.Theresultsshowthatthevoltageofpowersupplyin2.5v,powerconsumption,dcgainfor1.28mw107dB,unity-gainbandwidth4Mabove,phasemargins,68°,input/outputachievedfullswing,achievetheexpectedgoal.Keywords：lowvoltage;lowpowerconsumption;activefrequencycompensationRail-to-Rail;operationalamplifier目錄TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"摘要I\o"CurrentDocument"AbstractII1前言1\o"CurrentDocument"1.1本研究的目的與意義1\o"CurrentDocument"1.2國內(nèi)外研究文獻綜述1\o"CurrentDocument"1.3本研究的主要內(nèi)容22運算放大器4\o"CurrentDocument"2.1放大器的原理4\o"CurrentDocument"2.2運算放大器的原理4\o"CurrentDocument"2.3理想運放和理想運放條件6\o"CurrentDocument"3運算放大器的模塊分析與設(shè)計8\o"CurrentDocument"3.1運放的偏置電路設(shè)計8\o"CurrentDocument"3.2低壓低功耗運算放大器的輸入級設(shè)計9\o"CurrentDocument"3.3運放的增益設(shè)計10\o"CurrentDocument"3.4運放的輸出級設(shè)計10\o"CurrentDocument"4低壓低功耗運算放大器的整體設(shè)計13\o"CurrentDocument"4.1運放的整體結(jié)構(gòu)與傳輸函數(shù)分析13\o"CurrentDocument"4.2運放的頻率特性分析與參數(shù)設(shè)計17\o"CurrentDocument"4.3運放的整體電路21\o"CurrentDocument"5運算放大器的仿真與結(jié)果分析23\o"CurrentDocument"5.1運放的直流參數(shù)仿真23\o"CurrentDocument"5.2運放的交流參數(shù)仿真28\o"CurrentDocument"6結(jié)論30\o"CurrentDocument"參考文獻31\o"CurrentDocument"致謝321前言1.1本研究的目的與意義近年來，隨著長壽命便攜式電子產(chǎn)品的廣泛應(yīng)用和高性能VLSI系統(tǒng)集成的迅速發(fā)展，低功耗設(shè)計已逐漸成為當(dāng)前集成電路設(shè)計的主要考慮因素之一［1］。隨著CMOS工藝向超深亞微米技術(shù)的發(fā)展，晶體管特征尺寸不斷減小；為了保證集成電路的性能，降低功耗，減小各種寄生效應(yīng)，在降低閾值電壓的同時，必然要求降低芯片內(nèi)部的電源電壓。這極大提高了數(shù)字電路的性能和集成度：一方面，最小尺寸器件的使用大大減小了數(shù)字電路單元的面積；另一方面，由于數(shù)字電路的平均功耗與電源電壓成正比，降低電源電壓也就相應(yīng)地減小了數(shù)字電路單元的功耗。而對于模擬電路，由于噪聲和失調(diào)的限制不能使用最小尺寸器件，因此對于特征尺寸的縮小受益很少。此外，電源電壓的降低迫使模擬電路單元在動態(tài)范圍、電路速度等方面的性能大大降低，因而使得電路設(shè)計更加復(fù)雜化。運算放大器是模擬電路最重要的電路單元，廣泛應(yīng)用于許多混合信號處理電路，如模/數(shù)、數(shù)/模轉(zhuǎn)換器和開關(guān)電容等模擬電路⑵，因此低壓低功耗運算放大器的結(jié)構(gòu)設(shè)計就成為設(shè)計低功耗模擬系統(tǒng)最基本的工作，特別是在SOC的模擬電路中。由于晶體管的閾值電壓并不隨著特征尺寸的減小而線性減小，所以在低電源電壓環(huán)境下，CMOS運算放大器的輸入輸出信號的動態(tài)范圍大大減小3。為了提高低壓低功耗運放的性能，增大輸入輸出信號的動態(tài)范圍，最好能達到整個電源電壓范圍，即軌到軌(Rail-to-Rail)，必須對運放的差分輸入級和輸出級進行改進設(shè)計。對于輸入級，恒跨導(dǎo)的Rail-to-Rail設(shè)計是研究的熱點，實現(xiàn)的方法很多：通過電流舵控制兩輸入對的匕，匕之和，以此調(diào)節(jié)總跨導(dǎo)［4］；使尾電流的方根之和與n溝和p溝跨導(dǎo)成比例［5］；利用偏置回路來保持尾電流平方根之和的恒定［6］，這種方法目前應(yīng)用最為廣泛。而輸出級多采用共源共柵或AB類輸出結(jié)構(gòu)，但共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出擺幅不能嚴格實現(xiàn)Rail-to-Rail，故目前大多數(shù)緊湊式低壓運放常采用后者。本文主要綜合討論了兩種分別工作于弱反型區(qū)和強反型區(qū)的、利用比例電流鏡控制的恒跨導(dǎo)Rail-to-Rail輸入級及兩種AB類控制的Rail-to-Rail輸出級的結(jié)構(gòu)設(shè)計。1.2國內(nèi)外研究文獻綜述近些年來，由于國外具有先進半導(dǎo)體制造業(yè)和雄厚的技術(shù)基礎(chǔ)，推出了性能極佳的運算放大器。尤其是美國國家半導(dǎo)體公司(NationalSemiconductorcorporation)采用自己專有的全新VIP50工藝技術(shù)，成功的開發(fā)了在準(zhǔn)確度、功耗及電壓噪音等方面都有大幅度改善的6款運算放大器，預(yù)計這些最新開發(fā)的芯片在滿足工業(yè)應(yīng)用、醫(yī)療設(shè)備及汽車電子系統(tǒng)等產(chǎn)品市場需求方面沒有任何問題。這幾款芯片除了在上述幾方面有大幅改進之外，所采用的封裝也極為小巧，因此也很適合便攜式電子產(chǎn)品采用。我們知道在低功耗、低電壓放大器設(shè)計方面美國國家半導(dǎo)體是領(lǐng)導(dǎo)者，并且最近該公司推出4款型號分別為LMV651、LMV791、LPV511及LPV72巧的全新運算放大器，其特色是增益帶積達到世界的最先進水平。以12MHz單位增益帶寬的LMV651放大器為例來說，這款放大器比采用了SOT及SC70封裝技術(shù)的主要競爭產(chǎn)品節(jié)省多達90%的用電。其他的產(chǎn)品也各有自己的優(yōu)點，其中包括低至1A以下的電流以及高達12V的操作電壓等特色。相對于國外放大器的研究程度，國內(nèi)研究要遜色很多。由于沒有先進半導(dǎo)體制造工藝提供研究平臺，再加上國內(nèi)微電子起步較晚，技術(shù)力量比較單薄，而CMOS低壓低功耗特別是微功耗運放的研發(fā)方面才剛剛開始，結(jié)果在放大器設(shè)計方面不夠理想。不過，在政府的大力支持下，再借助于國外的成功經(jīng)驗，國內(nèi)的微電子產(chǎn)業(yè)正以飛快的速度追趕國外。1.3本研究的主要內(nèi)容本文是針對運算放大器的低壓低功耗方面進行了分析與研究，主要對低壓運放Rail-to-Rail輸入級的恒定跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率、有源頻率補償、前饋增益級和AB類輸出級四個關(guān)鍵技術(shù)進行了研究。本文的研究工作主要有以下幾方面：1）帶有恒定跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率的Rail-to-Rail輸入級設(shè)計由于電源電壓的降低，使得共模輸入范圍變的很小，不適合大多數(shù)電路的應(yīng)用。而通常設(shè)計出來的Rail-to-Rail輸入級，不能實現(xiàn)恒定的跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率，使得增益在整個共模輸入范圍內(nèi)是可變的，同時對電路的補償帶來了極大的困難。因此，在該論文里應(yīng)用了新的輸入級電路結(jié)構(gòu)，不僅具有Rail-to-Rail的輸入共模范圍，而且也實現(xiàn)了恒定的跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率。2）三級放大器的頻率補償設(shè)計對于三級放大器，最可能出問題的地方就是頻率補償。相對于內(nèi)部米勒補償，這里使用了有源反饋頻率補償，減小了補償電容的尺寸，使得單位增益頻率得到很大的改進。該方法不僅消除了內(nèi)部米勒補償?shù)挠野肫矫媪泓c，而且也產(chǎn)生一個左半平面零點，提高了相位裕度。這樣就降低了輸出跨導(dǎo)，節(jié)約了功耗。3）前饋增益級和AB類輸出級該運放是用三級放大器來實現(xiàn)的，由于級數(shù)越多，其速度越慢，并且在高頻時補償電容相當(dāng)于短路，容易形成正反饋環(huán)路。于是在該運放里應(yīng)用了前饋增益級使得在高頻時信號從前饋增益級通過，不僅解決了速度問題，而且避免了正反饋環(huán)路的出現(xiàn)。除此之外，巧妙的利用前饋增益級和A類輸出級設(shè)計了AB類輸出級，提高了運放的驅(qū)動能力。本論文內(nèi)容安排如下:第一章論述了課題的研究背景與意義，對運放的發(fā)展、應(yīng)用及國內(nèi)外研究現(xiàn)狀做了簡要的介紹，同時對論文的內(nèi)容進行了安排。第二章簡要的論述了運放理論設(shè)計的基礎(chǔ)知識，同時對運放各種性能指標(biāo)和基本的結(jié)構(gòu)框架進行了簡單的介紹。第三章對運放的偏置電路、Rail-to-Rail輸入級電路、增益級和各種輸出級電路進行了詳細的分析與設(shè)計，對比了各種設(shè)計結(jié)構(gòu)，最終提出了本論文的電路結(jié)構(gòu)。第四章對運放的整體電路進行了幅頻特性分析。從運放的小信號等效電路到傳輸函數(shù)計算，再對電路的穩(wěn)定性和頻率補償進行了詳細的分析。然后根據(jù)三階butterworth多項式，設(shè)計了運放的各個參數(shù)。最后，簡要的介紹了運放的版圖設(shè)計。第五章仿真了運放的各個性能參數(shù)，并對仿真結(jié)果進行了簡要的分析。最后闡述了針對不同的應(yīng)用場合，運放所需電源電壓也可以有所改變，并仿真了主要性能指標(biāo)參數(shù)。第六章對自己論文期間所做的工作進行了總結(jié)。2運算放大器能把輸入訊號的電壓或功率放大的裝置，由電子管或晶體管、電源變壓器和其他電器元件組成。用在通訊、廣播、雷達、電視、自動控制等各種裝置中。2.1放大器的原理高頻功率放大器用于發(fā)射機的末級，作用是將高頻已調(diào)波信號進行功率放大，以滿足發(fā)送功率的要求，然后經(jīng)過天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內(nèi)的接收機可以接收到滿意的信號電平，并且不干擾相鄰信道的通信。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送裝置的重要組件。按其工作頻帶的寬窄劃分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大器兩種，窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又稱為調(diào)諧功率放大器或諧振功率放大器；寬帶高頻功率放大器的輸出電路則是傳輸線變壓器或其他寬帶匹配電路，因此又稱為非調(diào)諧功率放大器。2.2運算放大器的原理運算放大器(OperationalAmplifier，簡稱OP、OPA、OPAMP)是一種直流耦合，差模(差動模式)輸入、通常為單端輸出(Differential-in,single-endedoutput)的高增益(gain)電壓放大器，因為剛開始主要用于加法，乘法等運算電路中，因而得名。一個理想的運算放大器必須具備下列特性：無限大的輸入阻抗、等于零的輸出阻抗、無限大的開回路增益、無限大的共模排斥比的部分、無限大的頻寬。最基本的運算放大器見圖2.1一個運算放大器模組一般包括一個正輸入端(OP_P)、一個負輸入端(OP_N)和一個輸出端(OP_O)。圖2.1運算放大器常使用運算放大器時，會將其輸出端與其反相輸入端(invertinginputnode)連接，形成一負反饋(negativefeedback)組態(tài)。原因是運算放大器的電壓增益非常大，范圍從數(shù)百至數(shù)萬倍不等，使用負反饋方可保證電路的穩(wěn)定運作。但是這并不代表運算放大器不能連接成正回饋(positivefeedback)，相反地，在很多需要產(chǎn)生震蕩訊號的系統(tǒng)中，正回饋組態(tài)的運算放大器是很常見的組成元件。2.2.1開環(huán)回路圖2.2開環(huán)運算放大器開環(huán)回路運算放大器如圖2.2,一個理想運算放大器采用開回路的方式工作時，其輸出與輸入電壓的關(guān)系式如下：V廣。+v-)*Aog(2-1)其中Aog代表運算放大器的開環(huán)回路差動增益由于運算放大器的開環(huán)回路增益非常高，因此就算輸入端的差動訊號很小，仍然會讓輸出訊號飽和，導(dǎo)致非線性的失真出現(xiàn)。因此運算放大器很少以開環(huán)回路出現(xiàn)在電路系統(tǒng)中，少數(shù)的例外是用運算放大器做比較器，比較器的輸出通常為邏輯準(zhǔn)位元的0與1。2.2.2閉環(huán)負反饋將運算放大器的反向輸入端與輸出端連接起來，放大器電路就處在負反饋組態(tài)的狀況，此時通?？梢詫㈦娐泛唵蔚胤Q為閉環(huán)放大器。閉環(huán)放大器依據(jù)輸入訊號進入放大器的端點又可分為反相(inverting)放大器與非反相(non-inverting)放大器兩種。反相閉環(huán)放大器見圖2.3。假設(shè)這個閉環(huán)放大器使用理想的運算放大器，則因為其開環(huán)增益為無限大，所以運算放大器的兩輸入端為虛接地(virtualground)，其輸出與輸入電壓的關(guān)系式如下：Vout=-(Rf/Rin)*Vin(2-2)圖2.3反相閉環(huán)放大器非反相閉環(huán)放大器如圖2.4閉環(huán)放大器使用理想的運算放大器，則因為其開環(huán)增益為無限大，所以運算放大器的兩輸入端電壓差幾乎為零，其輸出與輸入電壓的關(guān)系式如下：Vout=((R2/R1)+1)*Vin(2-3)圖2.4非反相閉環(huán)放大器2.3理想運放和理想運放條件在分析和綜合運放應(yīng)用電路時，大多數(shù)情況下，可以將集成運放看成一個理想運算放大器。理想運放顧名思義是將集成運放的各項技術(shù)指標(biāo)理想化。由于實際運放的技術(shù)指標(biāo)比較接近理想運放，因此由理想化帶來的誤差非常小，在一般的工程計算中可以忽略。理想運放各項技術(shù)指標(biāo)具體如下：開環(huán)差模電壓放大倍數(shù)Aod=8；輸入電阻Rid=8；輸出電阻Rod=0輸入偏置電流IB1=IB2=0;*叫口失調(diào)電壓UIO、失調(diào)電流IIO、失調(diào)電壓溫漂dT、失調(diào)電流溫漂DT均為零；5.共模抑制比CMRR=8；-3dB帶寬fh=8；無內(nèi)部干擾和噪聲。實際運放的參數(shù)達到如下水平即可以按理想運放對待：電壓放大倍數(shù)達到104?105倍；輸入電阻達到105Q；輸出電阻小于幾百歐姆；外電路中的電流遠大于偏置電流；失調(diào)電壓、失調(diào)電流及其溫漂很小，造成電路的漂移在允許范圍之內(nèi)，電路的穩(wěn)定性符合要求即可；輸入最小信號時，有一定信噪比，共模抑制比大于等于60dB；帶寬符合電路帶寬要求即可。運算放大器中的虛短和虛斷含意理想運放工作在線性區(qū)時可以得出二條重要的結(jié)論：2.3.1虛短因為理想運放的電壓放大倍數(shù)很大，而運放工作在線性區(qū)，是一個線性放大電路，輸出電壓不超出線性范圍（即有限值），所以，運算放大器同相輸入端與反相輸入端的電位十分接近相等。在運放供電電壓為±15V時，輸出的最大值一般在10?13V。所以運放兩輸入端的電壓差，在1mV以下，近似兩輸入端短路。這一特性稱為虛短，顯然這不是真正的短路，只是分析電路時在允許誤差范圍之內(nèi)的合理近似。2.3.2虛斷由于運放的輸入電阻一般都在幾百千歐以上，流入運放同相輸入端和反相輸入端中的電流十分微小，比外電路中的電流小幾個數(shù)量級，流入運放的電流往往可以忽略，這相當(dāng)運放的輸入端開路，這一特性稱為虛斷。顯然，運放的輸入端不能真正開路。運用“虛短”、“虛斷”這兩個概念，在分析運放線性應(yīng)用電路時，可以簡化應(yīng)用電路的分析過程。運算放大器構(gòu)成的運算電路均要求輸入與輸出之間滿足一定的函數(shù)關(guān)系，因此均可應(yīng)用這兩條結(jié)論。如果運放不在線性區(qū)工作，也就沒有“虛短”、“虛斷”的特性。如果測量運放兩輸入端的電位，達到幾毫伏以上，往往該運放不在線性區(qū)工作，或者已經(jīng)損壞。3運算放大器的模塊分析與設(shè)計設(shè)計一個比較理想的運算放大器，首先是根據(jù)所要求的性能指標(biāo)，來選擇適合自己的電路模塊，這些模塊必須從宏觀理論上可以實現(xiàn)性能指標(biāo)的要求。而近些年來隨著CMOS工藝的不斷改進，集成度越來越高，出于成本原因直接在芯片集成了一個系統(tǒng)(SOC)。但是由于晶體管的尺寸不斷的降低，為了防止擊穿，使得電源電壓也不斷的降低，結(jié)果運放的共模輸入電壓范圍變得越來越小，不在適合廣大反饋系統(tǒng)的使用，于是在輸入級必須擴大共模輸入電壓范圍，實現(xiàn)Rail-to-Rai1。在增益級方面，以前可以實現(xiàn)高增益的ascode結(jié)構(gòu)不再適用，只能通過減小疊加的晶體管層數(shù)來達到低壓設(shè)計的目的，但是這樣做意味著增益也就降低了。而一般通用的運放其增益需要在IOOdB左右，結(jié)果原有的二級放大器增益不能達到這個指標(biāo)，于是需要再級聯(lián)一個增益級才能夠滿足所需求的增益。但是也帶來了一個多余的極點，使得相位裕度變得很惡劣。為了提高驅(qū)動能力和傳輸效率，在輸出級選用了AB類結(jié)構(gòu)。3.1運放的偏置電路對于偏置電路設(shè)計的好壞，直接關(guān)系到運放在不同的條件下能否進行正常的工作。而偏置電路的設(shè)計往往要考慮到所需偏置的主體電路，這樣即使在流片的過程中工藝發(fā)生了偏移，而偏置電路也能跟隨著主體電路發(fā)生一致性的偏移，降低電路偏置失效的可能性。偏置壓電路采用了PN結(jié)導(dǎo)通電壓VBE作為基準(zhǔn)電壓來偏置通過電阻的電流，在CMOS工藝中，PNP晶體管是利用襯底、N阱和P阱注入來產(chǎn)生的。由于晶體管Mbl、Mb3和Mb4、Mb5組成了1:1的電流鏡，形成一個反饋電路，這樣驅(qū)使流過電阻的電流和流過三極管Ql的電流是相等的，于是就可得出提供的基準(zhǔn)電流為。廣VBE"。但是這樣實現(xiàn)的偏置電路需要比較高的電源電壓VDD-VBE+Vth+Vsat，但是我們知道對于NMOS晶體管工作在飽和區(qū)的條件是VGS—Vthn-VDS，于是為了降低電源電，電流鏡Mb4、Mb5采用低電壓的結(jié)構(gòu)，二極管連接的晶體管Mbs在柵和漏之間加入了一個襯底三極管Q0的VBE，Q0集電極必須接地，因為集電極是由襯底實現(xiàn)的，由于VBE-Vhn，那么Mb5的漏極比柵極低了一個VBE，但是還是工作在飽和區(qū)。在這種條件下，在很低電源電壓就能夠確保偏置電路正常的工作。這種偏置電路所產(chǎn)生的偏置基準(zhǔn)電流的溫度系數(shù)較大，因為PN結(jié)的溫度系數(shù)—2mV*C。在二極管連接的晶體管Mbl中通過了基準(zhǔn)電流/祖，于是根據(jù)電流鏡的工作原理，可得通過Mb6的電流也是基準(zhǔn)電流，這樣我們就給主電路的N型電流源提供了偏置電壓匕，同時Mb9給主電路的P型電流源提供了偏置電壓匕。由于在運放的增益級含有一個cascode結(jié)構(gòu)，這樣就需要兩個偏置匕］和匕2。這些偏置電壓主要是通過晶體管Mbl0-Mbl4來實現(xiàn)，Mb13的柵極連到了Mbl2的漏，這種連接方式降低了所需求電源電壓。要想使Mb13和Mbl2分別工作在飽和區(qū)，須滿足條件匕-Vthn<匕2和匕2-V命<vbi-V血。綜合后可得匕2<vbi<匕2+V命，因此根據(jù)增益級所需的偏置電壓，可分別求出V：，和匕2的電壓范圍。要想滿足以上的條件，相對于Mb12的寬長比Mbll要小一些。由于運放可能運作各種瞬態(tài)情況下，為了減小各種翻轉(zhuǎn)信號的干擾，于是另外添加了一個電流鏡來提供偏置電壓。運放的輸入級是用來檢測差分輸入電壓信號，整個過程容易受到各種信號的干擾，如噪聲、共模串?dāng)_和本身固有的一些失調(diào)。同時由于電源電壓的不斷降低而引起共模輸入范圍也不斷的降低，降低了信噪比，結(jié)果使得運放輸入級的設(shè)計必須致力于低壓并且能夠?qū)崿F(xiàn)Rail-to-Rail。我們知道，電源電壓的降低實質(zhì)是降低了共模輸入范圍3.2低壓低功耗運算放大器的輸入級設(shè)計運算放大器的輸入級是運放的重要組成部分，其主要作用是放大輸入的差分信號，同時有效抑制共模信號。共模輸入范圍是運放輸入級的一個重要參數(shù)。當(dāng)輸入共模電壓在此范圍內(nèi)，即使輸入很小的差分信號，輸入級都能正常工作。因此，在設(shè)計運放輸入級時應(yīng)主要考慮使共模輸入電壓保持在共模輸入范圍內(nèi)。此外，運放的其它重要性能參數(shù)如輸入相關(guān)噪聲、失調(diào)和共模抑制比等也都是由輸入級決定的。通常，運算放大器的輸入級均采用匹配性能好，失調(diào)、溫漂很小的差分放大電路。其典型結(jié)構(gòu)為P溝輸入對管M1-M2，或N溝輸入對管M3-M4對p溝差分對來說，共模輸入電壓范圍為v：TOC\o"1-5"\h\zSScommonDDdsatsgp(3-1)其中，Vcommon為共模輸入電壓，Vsgp為P管的柵源電壓，V傾為電流源兩端正電VSS為負電源。對°N溝差分對來說，其共模'輸入電壓范圍為："V.+Vsgn+Vdsat<Vcommon<"D(一個電源電極。因此，這一結(jié)構(gòu)僅適用于共模輸入范圍較小的放大器，如反相放大器。而很多大擺幅的放大器，如電壓跟隨器，要求共模輸入范圍盡可能的大，最好達到Rail-to-Rail。特別在低電壓情況下，運放輸入級的共模輸入范圍通常要求共模信號在整個電源范圍內(nèi)變化時電路都能正常工作，這就要采用N管和P管并聯(lián)的互補差分對結(jié)構(gòu)，其共模輸入范圍為：匕-Vcommon"庭d)從而實現(xiàn)了輸入級的Rail-to-Rail。為了保證共模輸入范圍達到Rail-to-Rai1，其最小電源電壓為：Vsup.mi廣Vg+七n+2Vsa?4)當(dāng)電源電壓大于最小電源電壓時，共模輸入范圍可分為三部分：當(dāng)共模輸入電壓接近負電源時，僅P溝輸入對導(dǎo)通；當(dāng)共模輸入電壓處于中間值時，P溝和N溝輸入對均導(dǎo)通；當(dāng)共模輸入電壓接近正電源時，僅N溝輸入對導(dǎo)通。而當(dāng)電源電壓小于最小電源電壓時，會在共模輸入電壓范圍的中間部分出現(xiàn)斷層。為了保證Rail-to-Rail輸入結(jié)構(gòu)的性能，常用折疊共源共柵代替電流鏡作互補輸入對的負載。Rail-to-Rail結(jié)構(gòu)的一個主要缺點是其跨導(dǎo)會在整個共模輸入范圍內(nèi)變化接近一倍若將其運用于帶有反饋回路的運放中，其環(huán)路增益也變化近一倍，必將引起失真的增大。當(dāng)輸入級跨導(dǎo)增大一倍，則單位增益頻率增大一倍，從而導(dǎo)致相位裕度減小，運放穩(wěn)定性變差，因此跨導(dǎo)變化也使頻率補償變得十分困難。若輸出管偏置在強反型區(qū)，則共模輸入電壓在中間值時輸出管的工作電流為其在兩極值時的四倍。通常，輸出管的工作電流很大程度上決定了運放的總電流，從而決定了總功耗。所以放大器的實際功耗將是兩極值時的四倍。因此，為克服Rail-to-Rail結(jié)構(gòu)的這些缺點，其跨導(dǎo)應(yīng)保持不變。3.3運放的增益設(shè)計在該論文里設(shè)計的運放為了能夠在低壓條件下具有比較大的開環(huán)增益，由于輸出級是AB類，它的增益是很小的，所以通過級聯(lián)三級放大器來實現(xiàn)。為了使補償環(huán)路是負反饋的，中間增益級必須是同向放大器，如同輸出級一樣，還必須是單端的。但是，單晶體管實現(xiàn)的放大器總是反向的，不能用來設(shè)計三級放大器的第二級，否則通過補償電容提供了正反饋環(huán)路。有兩種方法可以實現(xiàn)同向放大器，一種方法是采用一級差分放大器結(jié)構(gòu)，另一種結(jié)構(gòu)是采用電流鏡結(jié)構(gòu)。如果所有晶體管通過了相等的DC電流，那么這兩種結(jié)構(gòu)功耗是一樣的。因此，對于這兩種結(jié)構(gòu)，唯一不同的就是哪個能夠獲得更好的頻率特性。這樣同向增益級就可以產(chǎn)生很高的非主極點，對整個運放穩(wěn)定性不會造成影響。對于兩種不同結(jié)構(gòu)的同向增益級電路，在低頻的時候沒有什么區(qū)別。但是在高頻時，差分對結(jié)構(gòu)相對于電流鏡結(jié)構(gòu)就呈現(xiàn)了低的極點。在A點處，利用PMOS做的電流鏡，我們知道和NMOS電流鏡相比要想流過相等的電流，PMOS的尺寸至少是NMOS的兩倍，因此在A點就產(chǎn)生了大于B點處的寄生電容，使得A點處極點低于B點處的極點。因此就高頻時的性能而言，該論文里選擇電流鏡結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)同向增益級。3.4運放的輸出級設(shè)計運放輸出級的主要目的是在允許失真范圍內(nèi)給負載傳送一定的信號功率。在低壓、低功耗環(huán)境下，可通過有效地利用電源電壓和工作電流來達到上述目的。為此，輸出電壓范圍應(yīng)盡可能大，最好能達到Rail-to-Rai1。因此，輸出管一般接成共源級結(jié)構(gòu)。為了有效利用電源功率和工作電流，輸出級應(yīng)在較低的靜態(tài)電流下有較大的輸出電流。B類偏置的輸出級在靜態(tài)電流接近于0時有較大的輸出電流，且Rail-to-RailB類輸出級的有效功率是Rail-to-Rail輸出正弦波的75%，因此B類偏置對于低壓低功耗的要求十分理想。但其缺點是引入了較大的交越失真。而使用A類偏置可使這一失真達到最小。但A類偏置輸出級的最大輸出電流與靜態(tài)電流相等，這使其有效功率僅為Rail-to-Rail輸出正弦波的25%。因此從功率角度考慮，A類偏置很不實用。折衷考慮失真和靜態(tài)功耗，輸出級應(yīng)偏置于A類和B類之間，稱為AB類偏置。AB類偏置有較小的靜態(tài)輸出電流，因此相對于B類偏置減小了交越失真，且其最大輸出電流比其靜態(tài)電流要大的多，因此其有效功率比A類偏置高得多不傳送輸出電流的輸出管偏置于最小電流。這一小電流阻止了無源輸出管的開啟延遲，從而也減小了交越失真。下面將討論適用于低壓環(huán)境下運放的AB類前饋式控制電路：在Rail-to-Rail輸出級中，AB類傳輸函數(shù)可通過保持輸出管柵極間電壓恒定來實現(xiàn)。用晶體管耦合的直接前饋通路實現(xiàn)的AB類前饋式輸出如圖3.1所示。M1、M5為Rail-to-Rail輸出管，M4、M8組成晶體管耦合的AB類控制電路。Iim1和Iim2為同相位的小信號電流源。電路中的兩個回路M1-M4和M5-M8控制輸出管的靜態(tài)電流。采用M4、M8固定輸出管柵極間電壓，比采用電阻更節(jié)省電路面積，同時降低了該柵極間電壓對電源、工藝的敏感性。圖3.1晶體管耦合前饋式AB類控制的Rail-to-Rail輸出級靜態(tài)條件下，電流*2平均分給M4和M8。為補償體效應(yīng)的影響，分別調(diào)節(jié)M7-M8和M3-M4，使它們分別具有相等的柵源電壓，則M5-M6和M1-M2的柵源電壓也分別相等，可計算出輸出管的靜態(tài)電流為：

設(shè)Li和1B4相等,5XIB1且管子尺寸滿足下式關(guān)系:fW]kL)西kLJ3S設(shè)Li和1B4相等,5XIB1且管子尺寸滿足下式關(guān)系:fW]kL)西kLJ3S4若輸出級處于強反型區(qū)，則推、拉電流間的關(guān)系為：<—一（.，廠力（：—一（?、廠"'pushPVpullP其中:.1(w1(L1a=1+X—VkLJ6kWJ7推、拉電流遵循式直到其中任一電流值超過：(3-5)(3-6)(3-7)(3-8)(3-9)I.=^一槌（a—"xI（3-10）若推電流或拉電流變大，流過輸出管的電流為最小值0.5I。無論強反型區(qū)或弱反型區(qū)，在任一輸出管將M4或M8推出飽和區(qū)之前，AB類控制電路都能正常工作。該輸出級的最小電源電壓等于兩重柵源電壓和一個飽和電壓之和，因此適用于低壓運放。晶體管耦合的AB類控制電路的優(yōu)點是，幾乎不會增加輸出級的功耗。另外，由于它只用晶體管實現(xiàn)柵極間耦合，因此具有良好的高頻特性。僅驅(qū)動一個輸出管的柵極時，這一點是有用的，此時信號僅通過一個AB類管來驅(qū)動另一柵極。4低壓低功耗運算放大器的整體設(shè)計在當(dāng)前的大規(guī)模集成電路設(shè)計中，很多電路系統(tǒng)被集成到了同一塊硅片上。為了提高晶體管的特征頻率并降低成本，晶體管尺寸越來越小，為了防止擊穿要求電源電壓也不斷的降低。但是，由于數(shù)字邏輯電路漏電的原因，晶體管閩值電壓并沒有隨著尺寸的減小而降低，結(jié)果致使混合信號中的模擬電路設(shè)計變得相當(dāng)困難。運算放大器作為大數(shù)模擬系統(tǒng)中最基本的模塊，在低電壓情況下，信號的動態(tài)范圍、增益和帶寬不滿足應(yīng)用的需求。因此針對以上問題，運放由以前的cascode結(jié)構(gòu)過度到了現(xiàn)在的cascade結(jié)構(gòu)。這樣做雖然解決了低壓問題，但是也帶來了多極點的問題，而這些極點會使放大器在閉環(huán)應(yīng)用中出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象。于是就需要一個最佳的頻率補償電路來保證多級放大器穩(wěn)定性方面不會出問題，同時也要符合低壓低功耗的設(shè)計要求。為了進一步的改進低功耗設(shè)計中的放大器帶寬，本論文里提出有源反饋頻率補償結(jié)構(gòu)。與那些無源電容反饋補償結(jié)構(gòu)相比，該結(jié)構(gòu)在主要的補償電容上串聯(lián)了一個有源正的增益級，結(jié)果使得該結(jié)構(gòu)所需求的補償電容與其他結(jié)構(gòu)相比就減小了。這樣就增加了放大器的帶寬，提高了瞬態(tài)響應(yīng)能力，減小了芯片面積，降低了成本。4.1運放的整體結(jié)構(gòu)與傳輸函數(shù)分析除了上面介紹的以外，該結(jié)構(gòu)中增加了額外的高速路徑feedforwardstage(FFS)，這樣在高頻應(yīng)用中，高頻信號并不從慢響應(yīng)的高增益路徑通過，而從FFS通過。這種補償技術(shù)的基本結(jié)構(gòu)見圖4.1所示。圖4.1有源反饋頻率補償放大器的基本結(jié)構(gòu)圖中Al是輸入模塊，主要由一個輸入差分對來實現(xiàn)。高增益模塊A(s)由兩個增益級級聯(lián)來實現(xiàn)的，Af是前饋增益級FFS的增益，反饋增益級feedbackstage(FBS)與補償電容Cm級聯(lián)保證放大器的穩(wěn)定性。這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點就是通過前饋增益級Af的高速路徑來控制放大器的高頻工作，并且能夠有效的控制非主復(fù)極點的位置和品質(zhì)因素Q值，因此也能夠控制放大器的帶寬。圖4.2FFS和FBS小信號等效電路圖圖4.2FFS和FBS小信號等效電路，電阻R是FBS的等效輸入電阻，R1和C1是輸入模塊的等效小信號輸出阻抗和電容gma和gf分別是FBS和FFS的等效輸入跨導(dǎo)。在高頻時，補償電容短路，任何輸出信號都能夠被FBs的輸入電阻R檢測到，于是在節(jié)點匕處的電壓和輸出電壓是一致的。如式(4.1)所示，“R1―^=a牝1(4—1)R+1/sC并且節(jié)點代處的電壓經(jīng)過正增益級的FBS放大后傳輸?shù)搅溯斎肽K的輸出端，這時候前饋增益級FFS再次的把輸入模塊處的輸出信號前饋到輸出端，由于這個環(huán)路是負反饋，那么最原始的輸出信號變化被減小了，結(jié)果就保證了高頻信號的穩(wěn)定性。此外，由于在高頻工作時，慢響應(yīng)的增益級被前饋通路旁路了，那么高增益級并不影響放大器的速度。同時，由于正增益的FBS，結(jié)果補償電容吼也就變小了，因此這種頻率補償結(jié)構(gòu)提高了帶寬。以前與補償電容串聯(lián)的FBS結(jié)構(gòu)用在二級放大器的頻率補償結(jié)構(gòu)中，因為這種結(jié)構(gòu)可以提高增益帶寬積和電源電壓抑制比。并且FBS的輸入級和補償電容產(chǎn)生了一個左半平面零點，增加了放大器的相位裕度。如果該結(jié)構(gòu)直接用在三級放大器中，由于非主復(fù)極點的Q值不能被控制，會對放大器的穩(wěn)定性構(gòu)成威脅。但是現(xiàn)在這個頻率補償結(jié)構(gòu)中能夠保證放大器是穩(wěn)定的，因為在這個結(jié)構(gòu)中加入了前饋增益級FFS，它能夠有效的控制非主復(fù)極點的Q值。整個放大器的結(jié)構(gòu)框如圖4.3所示，g”、R和C,分別是各的等效輸入跨導(dǎo)、輸出電阻和總的寄生等效電容，勺和cl是負責(zé)電阻和電容:Cm1是有源補償電容，Cm2是增益級的米勒補償電容。從圖4.3中可以看出該結(jié)構(gòu)具有三個封閉的環(huán)路：g、g"，g、C，g、C和g、C、g但是每個環(huán)路都是負反饋的，m2m3mamlm3m2mfm1ma這樣就為放大器穩(wěn)定性提供了基本保障。圖4.3運放的整體結(jié)構(gòu)圖圖4.3gmf是用來實現(xiàn)前饋增益級FFS，gma是上述的反饋增益級FBS，gm3，gm2共同組成了慢響應(yīng)的增益級，符合米勒補償?shù)膬杉壏糯笃鹘Y(jié)構(gòu)。為了詳細分析放大器的穩(wěn)定性，光靠結(jié)構(gòu)框圖是遠遠不夠的，小信號等效電路圖見圖4.4為了分析高頻時的穩(wěn)定性，必須得出放大器的小信號傳輸函數(shù)，這樣就可以明確的知道零極點的分布位置。但是從晶體管的二級效應(yīng)可知，求出一個帶有所有寄生參數(shù)的傳輸函數(shù)是相當(dāng)復(fù)雜的，也不適合對電路結(jié)構(gòu)直觀理解。因此為了簡化傳輸函數(shù)，做出了如下的假設(shè)：1）和補償電容七，串聯(lián)的反饋級FBS輸入電阻是其輸入跨導(dǎo)的倒數(shù)，R1/gma?！猑vwRlZ_L_I>TTil&1/4,<Rm圖4.4小信號等效電路圖2）負載電容和補償電容遠大于各級總的輸出寄生電容3）各級增益遠大于1,gm（"力L）和gmaR1>14）為了計算簡單，兩個補償電容認為是相等的，。眼二氣=七5）由于通過FFs實現(xiàn)的AB類輸出級，gm3=gmf基于以上假設(shè)，根據(jù)小信號電路圖4.4,可得如下等式：vgv+t+v-sC-gv=0ml1R21maa1-gv+%+vsC+(v-v)sC--R2=0323om2v,、++vsC+(v-v)sCL+—^=0RavaI,Cm1(4-2)(4-3)(4-4)(4-5)在整個計算過程由于運用了多次迭代，計算量很大，最終可以求得一個分母多項式。由于分母等式比較復(fù)雜，求得各個極點相當(dāng)?shù)睦щy。但是，我們知道用該補償方法實現(xiàn)了極點分離，于是對于分母多項式等式D(s)=1+as+as2+as3(4-6)1234.2運放的頻率特性分析與參數(shù)設(shè)計在模擬電路系統(tǒng)設(shè)計中，負反饋得到了廣泛的應(yīng)用。因為在負反饋電路中，很多電氣參數(shù)的性能得到了改進，例如降低了增益對有源器件的敏感度、減小了電路非線性造成的信號失真等。同時負反饋環(huán)路也減弱了各方面的噪聲干擾，并且經(jīng)過多次反饋環(huán)路后干擾噪聲基本消失殆盡。但是在高頻時，由于很多寄生電容的作用，負反饋可能變成正反饋，結(jié)果使得干擾信號變的越來越大，最終使整個系統(tǒng)失效。而運放作為反饋系統(tǒng)中最通用的單元，因此對運放的頻率特性分析是至關(guān)重要的。4.2.1穩(wěn)定性分析對于任何一個多極點放大器，每經(jīng)過一個極點，增益將會以速度-20dB。下降，相位下降90°，而每經(jīng)過一個零點增益將以+20dB上升，但是零點對相位的影響是不定的，這個取決于零點所在的位置，如果零點在右半平面，則加快相位裕度的降低，反過來如果零點在左半平面，則增加了相位裕度。因此在放大器設(shè)計中，不希望出現(xiàn)右半平面的零點，這樣可能造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。對于應(yīng)用在負反饋系統(tǒng)中的多級放大器，整個系統(tǒng)本身在低頻時就有了-180。的相移，而信號每經(jīng)過一級放大器，就增加了一個極點，相位發(fā)生移動為45°，但是當(dāng)信號經(jīng)過第二個極點時，這時相移為135°，如果這個時候增益還沒有下降到1，放大器將發(fā)生輕微的震蕩。如果信號經(jīng)過十倍于第二個極點時，而這時放大器的增益還沒有衰減到1，震蕩就出現(xiàn)了。因為這時相位移動了180°，而系統(tǒng)本身有的180。相移，總的相位移動是3600。結(jié)果輸入的信號和反饋回來的信號符號是一致的，如果這時在放大器的輸入端出現(xiàn)了一個微弱的干擾噪聲，而放大器的增益還大于1，使得反饋回來的信號大于原始的干擾噪聲幅度，隨著時間的推移，干擾信號變得越來越大，直到系統(tǒng)處于飽和。對于沒有補償?shù)娜壏糯笃鳎偣灿腥齻€比較小的極點，各個極點相距很近，假設(shè)傳輸函數(shù)如等式(4-9)，那么對應(yīng)的幅頻特性如圖4.5所示。ATOC\o"1-5"\h\zA(s)=皿(4-9)sss(1+一)(1+—)(1+—)P1P2P3

圖4.5沒有補償?shù)娜壏糯笃鞣l圖從圖4.5看到，在放大器增益沒有下降到1時，而相位裕度早達到了180。對于三級放大器不補償肯定是震蕩的。對于通用的放大器來說，相位裕度一般要求高于60°。每經(jīng)過一個極點，相位裕度減小90°，因此要想達到60°的相位裕度，必須在第二個極點到達之前，使得增益下降到1以下。O一)p3(4-10)通過幅頻圖可以看到，如果把放大器的增益曲線向下平移，可以實現(xiàn)60。相位裕度目的，但是低頻增益的降低，使得系統(tǒng)的精度嚴重的降低，也不適合廣大應(yīng)用電路需求。那么只能通過處理極點的方法來達到60。相位裕度的目的。如果把第一個極點向原點方向移動，第二個極點向更高頻的方向移動，那么就可以實現(xiàn)在第二個極點還沒有到達時，放大器的增益已下降到1。同樣這種方法也有其自身的缺陷，這樣實現(xiàn)的穩(wěn)定系統(tǒng)，其單位增益帶寬是很小的，不適合寬帶寬的應(yīng)用電路。如果能夠想辦法能使第二個極點從幅頻曲線上消失，就可以實現(xiàn)高增益、寬帶寬和60。裕度的目的。從沒有補償?shù)膫鬏敽瘮?shù)看到，如果能在分子上也出現(xiàn)(l+s/pZ)O一)p3(4-10)PM=1800+arctan(—)-arctan(—)-arctan(—)-arctan((①pp上式七是零點頻率，Pm各個極點的頻率。

4.2.2補償分析通過穩(wěn)定性分析發(fā)現(xiàn)，要想設(shè)計一個性能良好的多級放大器，補償是極其重要的。但是補償方法種類很多，不同的補償結(jié)構(gòu)會得到不同的結(jié)果。在放大器沒有補償前，各級的放大器產(chǎn)生的極點為pi=1/RiCi，虬、Ci分別為各級放大器輸出節(jié)點的等效輸出阻抗和總的等效寄生電容?？梢娡ㄟ^改變Ri和Ci就可以隨意的移動極點的位置，一般來說改變電阻的方法并不多用，因為晶體管的輸出電阻的增加或者兄幾幾減小只能通過改變溝道長度L和漏電流ID來實現(xiàn)，有時候極點的位置的改變是以前的幾百倍甚至更大，而對于晶體管的尺寸或者漏電流變化這么大是很不現(xiàn)實的。因此只能采取改變電容的方式來改變極點的位置。在很多放大器中，在輸出端直接接一個電容來達到補償?shù)哪康摹Ｓ捎谶@時候的補償電容和寄生電容并聯(lián)，那么補償后的極點為pi=1/Ri(Ci+CC)，但是這種方法需要的補償電容很大，在集成電路中，相對來說最占芯片面積的就是電容。利用這種方法雖然穩(wěn)定性是可靠的，但是增加的芯片成本難以接受，同時也降低了放大器的轉(zhuǎn)換速率和帶寬等性能，顯然是不可以接受的。利用米勒補償方法可以解決以上的問題，米勒電容并不是連接在各級的輸出節(jié)點和地之間，而是和隨后增益級并聯(lián)相連，但是這個增益級必須是負增益。在該論文里，設(shè)計的三級運算放大器，需要兩次補償。從輸入級的輸出到輸出級的輸出采用了用共柵級補償方法，因此也能從整體傳輸函數(shù)看到確實出現(xiàn)了一個左半平面的零點。從第二級的輸出到輸出級的輸出只采用簡單的米勒補償，因為第三級的輸入等效跨導(dǎo)是很大的，而第二個補償電容相對要小一些，因此這個時候產(chǎn)生的右半平面零點并不會影響到放大器的相位裕度。4.2.3參數(shù)設(shè)計對于放大器的穩(wěn)定性，以上的分析遠遠不夠的。對于一個反饋系統(tǒng)，反饋系數(shù)越大，穩(wěn)定性受到的影響越大。因此在這里通過分析單位增益閉環(huán)放大器來得到必須滿足的條件。那么閉環(huán)傳輸函為：A0=竺J(4-11)c1+A(s)在忽略了左半平面零點的影響后，將以上求得開環(huán)增益函數(shù)帶入上式，得：Act(s)=(4-12)Act(s)=(4-12)1+s￡1+s2—+s3"AI§g(g，—g)gS(g，—g)m1m1mfm2m1mamfm2對于一個放大器而言，瞬態(tài)響應(yīng)能力的好壞直接決定了放大器工作速度的快慢。通常放大器的瞬態(tài)響應(yīng)是通過建立時間來闡述的，而建立時間可分為兩個區(qū)域：準(zhǔn)線性區(qū)和轉(zhuǎn)換區(qū)。假如運放被用在了單位增益的閉環(huán)反饋系統(tǒng)中，如果在輸入端加了一個幅度很小的階躍信號，放大器處于線性工作區(qū)，對電容充放電的速度和輸入信號的幅度成正比，使得輸出信號能夠不失真的跟蹤輸入信號，這就是所謂的準(zhǔn)線性區(qū)；但是隨著輸入信號幅度的增加，對電容充放電的速度并不和輸入信號的幅度成正比，而是呈現(xiàn)了固定的充放電速度，使得輸入差分對出現(xiàn)了完全的轉(zhuǎn)換，一個處于工作區(qū)，而另一個處于截止區(qū)，輸出信號不在跟蹤輸入信號的變化而變化，而出現(xiàn)了失真，這個區(qū)域極為轉(zhuǎn)換區(qū)。例如，如果在放大器的輸入端加一個正弦信號匕sins0匚要想使得輸出不失真，那么其轉(zhuǎn)換速率必須超過Vw。在準(zhǔn)線性0區(qū)0為了優(yōu)化準(zhǔn)線性特性，一般要最大化相位裕度，不希望在通帶內(nèi)出現(xiàn)零極點對。在利用有源反饋頻率補償?shù)姆糯笃?，并沒有在通帶內(nèi)出現(xiàn)零極點對，同時也利用左半平面零點最大化了相位裕度。因此，在準(zhǔn)線性區(qū)內(nèi)，放大器不會出現(xiàn)震蕩的現(xiàn)象，能夠在很短的時間內(nèi)穩(wěn)定。在轉(zhuǎn)換區(qū)內(nèi)由于該放大器內(nèi)使用了推拉輸出級，結(jié)果使得其轉(zhuǎn)換速率只受到各級的偏置電流和補償電容大小的限制。因此，放大器的最小轉(zhuǎn)換速率可由下式給出：SR=min(3,?)(4-13)mlm2等式中的和12分別是對補償電容進行充放電的電流。為了提高放大器的轉(zhuǎn)換速率，在低功耗設(shè)計中，通過增加偏置電流方法是行不通的。唯一可以改進的方法就是最大程度的降低補償電容。基于以上分析的結(jié)果，利用有源反饋頻率補償方法設(shè)計的放大器其補償電容同內(nèi)部米勒補償方法設(shè)計的放大器的補償電容相比，減小了N倍。因此在驅(qū)動大電容負載時，相對而言這里所設(shè)計的放大器的轉(zhuǎn)換速率得到了很好的改善。在低耗設(shè)計方面，首先該運算放大器采用了CMOS工藝實現(xiàn)，相對于雙極工藝，CMOS節(jié)約了很大的靜態(tài)功耗。同時，在設(shè)計的三級運放里，第二級是利用電流鏡結(jié)構(gòu)實現(xiàn)的同相增益級，雖然比實現(xiàn)相同跨導(dǎo)的單級反向增益級消耗了更大的功耗。但是由以上的分析可知，利用有源反饋頻率補償設(shè)計的運放，僅僅需求很小的第二級輸入跨導(dǎo)，因為同相增益級主要是用來提高直流增益的。正如式(4-13)闡述的一樣，gm2越小能夠提供的GBW越大。因此該放大器只需求了很小的靜態(tài)電流來偏置第二級增益，結(jié)果就降低了功耗。另外，在內(nèi)部米勒補償?shù)倪\放中，為了實現(xiàn)很好的穩(wěn)定性，由于出現(xiàn)了右半平面的零點，需要滿足gm3，-gm2和gm1的條件。并且為了降低運放的輸入失調(diào)電壓和增加轉(zhuǎn)換速率，輸入晶體管的尺寸和偏置電流是很大的，結(jié)果就獲得很大的輸入跨導(dǎo)，使得gm3就更大，消耗很大的功耗。而這里設(shè)計的運放由于出現(xiàn)了左半平面零點，當(dāng)gm3和gmf與gm1，處于同一數(shù)量級時就能夠保證運放的穩(wěn)定性，因此這里所用的補償結(jié)構(gòu)也符合低功耗的設(shè)計。雖然前饋增益級FFS的跨導(dǎo)幺汕是輸入跨導(dǎo)幺以的四倍，但是由于電子的遷移率是空穴遷移率的二到三倍，這樣可以通過尺寸稍大的NMOS來實現(xiàn)gm/減小偏置電流，達到靜態(tài)功耗的優(yōu)化。拓4.3運放的整體電路圖4.6是運算放大器的整體電路，包括：Rail-to-Rail輸入級、同向增益級、AB類輸出級和偏置電路。在圖中Rail-to-Rail輸入級電路是由晶體管M1-M23組成，M1-M4是輸入互補差分對，M7-MS是共模檢測電路，MS-M6是用來產(chǎn)生一個方向相反的跨導(dǎo)以抵消在整個共模范圍內(nèi)多余的跨導(dǎo)，Mg-M13是電流源，它們的尺寸相同，流過了相等的電流，電流鏡M14-M15、M16-M17是差分對輸出電流的“和電路”，以達到恒定的輸出電流，實現(xiàn)恒定的轉(zhuǎn)換速率，而輸入級剩下的晶體管是用來實現(xiàn)大的輸出阻抗，從而達到電壓增益的目的。同向增益級是由晶體管M24-M27來實現(xiàn)的。而AB類輸出級是由晶體管M28-M29實現(xiàn)的，晶體管M28實現(xiàn)了整個運放的前饋增益級，并且和第三級輸入晶體管M29柵驅(qū)動信號的方向相同，跨導(dǎo)相同，實現(xiàn)了推拉輸出級。運放的偏置電路由Mbl-Mb18、電阻Rl和PNPQ1-2構(gòu)成，由晶體管Mbl-Mb5、電阻Rl和PNPQ1-2實現(xiàn)了恒定的偏置電流，其余的晶體管是利用電流鏡的原理來產(chǎn)生運放主體結(jié)構(gòu)所需的偏置電壓，在偏置電路用了多個分支電流鏡，目的是當(dāng)運放用在瞬態(tài)信號電路，防止各級信號的反轉(zhuǎn)影響了偏置電壓，從而影響了其它級的電路的偏置。另外，在該運放里運用了有源反饋頻率補償?shù)姆椒?，而晶體管Ma正是用來實現(xiàn)反饋增益級FBS中的反饋跨導(dǎo)，而M30-M34是Ma的偏置電路。圖4.6運放的整體結(jié)構(gòu)圖5運算放大器的仿真與結(jié)果分析由于晶體管寄生的二階效應(yīng)的復(fù)雜性，在設(shè)計的過程中都是直觀理解和一階計算，忽略了二階效應(yīng)。因此設(shè)計完一個電路必須要經(jīng)歷仿真這一步，驗證其設(shè)計的正確性。但是所有這些寄生效應(yīng)都要影響到放大器各方面的性能，如我們分析和設(shè)計過程中忽略了各個晶體管的寄生電容和電阻，在低頻這些寄生參數(shù)，基本沒有影響但是高頻時，這些寄生參數(shù)都可能導(dǎo)致電路設(shè)計的失敗。因此，對運放進行詳細的仿真是必不可少的。而任何一個電路的仿真與該電路的應(yīng)用環(huán)境是不可分割的，所以在仿真之前一定要首先確定運放的實際負載，包括電阻、電容負載，還應(yīng)包括電流源負載，只有負載確定之后，仿真出的結(jié)果才具有實際意義；由于不同的應(yīng)用場合對運放的性能指標(biāo)要求也不一樣，因此并不需要在任何時候都要將運放的所有指標(biāo)都進行仿真。5.1運放的直流參數(shù)仿真對于一個運放只有直流參數(shù)沒有問題了，測試出的其他參數(shù)才具有實際意義，也就是首先給運放提供正常的工作條件，來確定運放以及用到的各個晶體管是否能正常工作。5.1.1失調(diào)電壓的仿真在實際運放中，當(dāng)輸入信號為零時，由于輸入級的差分對的不匹配或者電路本身的偏差，結(jié)果使得輸出不為零，而為一較小值，該值即為輸出失調(diào)電壓，如果把該值折算到運放的輸入級即為輸入失調(diào)電壓U^s。其仿真電路如圖5.1所示VDD圖5.1失調(diào)電壓仿真電路圖5.1失調(diào)電壓仿真電路,■.DD圖中代，VCM是共模輸入電壓方廣是輸入失調(diào)電壓，對V°s編進行電壓掃描，使得輸出VOUT=VDD,2。如果運放是理想的，當(dāng)差分對輸入電壓相等時，輸出電壓是電源的一半。但實際并不是這樣的，于是取輸出電壓為VDD/2，而對應(yīng)的Vo,即為輸入失調(diào)電壓。其仿真結(jié)果如圖5.2所示，當(dāng)取不同的共模電壓時，其失調(diào)電壓是不一樣的，在中間共模電壓處，兩個互補的差分對全部導(dǎo)通，這時的失調(diào)電壓要大一些。5.1.2輸入失調(diào)電壓溫度系數(shù)的仿真輸入失調(diào)電壓隨溫度的變化率即為輸入失調(diào)電壓的溫度系數(shù)，其單位為RV;°C。仿真電路如圖5.1然后加入固定的共模輸入電壓，對溫度進行掃描，其仿真結(jié)果如圖5.3這里只仿真了共模輸入電壓為電源電壓一半時的系統(tǒng)失調(diào)電壓隨溫度的變化關(guān)系，其溫度系數(shù)約為42RV"C。圖5.2運放的失調(diào)電壓共模輸入電壓的關(guān)系

Icmp圖5.3輸入失調(diào)電壓隨溫度變化的關(guān)系圖5.1.3共模輸入電壓范圍ICMR的仿真能夠使運放輸入級的所有晶體管工作在飽和區(qū)的最大共模輸入電壓范圍即為運放的共模輸入電壓范圍。VDD圖5.4共模輸入電壓范圍仿真電路

圖5.5輸入電壓和共模輸入電壓的關(guān)系可以通過圖5.4所示電路進行仿真，對輸入信號在O-VDD范圍內(nèi)進行DC分析，測試輸出電壓能夠跟隨輸入電壓的范圍，即為運放的實際共模輸入范圍，這種方法是建立在輸出擺幅不影響輸入范圍的基礎(chǔ)之上，而這里所設(shè)計的運放，輸出是Rail-to-rail的，不會影響到輸入共模電壓的范圍。圖5.5是其仿真結(jié)果，與根據(jù)電路的靜態(tài)工作點計算出共模輸入范圍相比很接近。5.1.4輸出動態(tài)范圍的仿真輸出動態(tài)范圍是在額定的電源電壓和一定的負載情況下，運放可提供的沒有明顯失真的最大輸出電壓范圍。圖5.6是輸出動態(tài)范圍的仿真電路，圖中的Vi為偏置于Vcom上的DC電壓源，仿真時取R1=20K、R2=200K，一般應(yīng)選取R1<R2，這樣才能保證運放的輸出動態(tài)范圍不受輸入動態(tài)范圍的影響。圖5.7是輸出動態(tài)范圍的仿真結(jié)果，這里對輸入共模電壓分別選取了不同的數(shù)值，從仿真結(jié)構(gòu)看到，對于不同的共模電壓其輸出在0.1?2.4v內(nèi)基本沒有失真，其增益約為-10（如圖中的slope），接近理想值。因此運放的輸出端實現(xiàn)了Rail-to-RailoV|>|:du(V)A(l.130042.44145)dclta:(239.093-236921)B:(1.3691472.238)slopc:(-9.90915)圖5.7輸出擺幅仿真結(jié)果5.2運放的交流參數(shù)仿真5.2.1開環(huán)增益、增益帶寬積、相位裕度的仿真開環(huán)增益是運放在低頻工作時的開環(huán)放大倍數(shù)，隨著頻率的上升，開環(huán)增益A^〃開始逐漸的下降，當(dāng)A。沖下降至0dB時的頻率即為增益帶寬積，但是為了保證運放工作的穩(wěn)定性，當(dāng)增益下降首到0dB時，相位的移動應(yīng)小于180。，一般取余量應(yīng)大于60°，即相位的移動應(yīng)小于120。。有時除了用相位裕度保證穩(wěn)定性外，還用增益裕度來表述運放的穩(wěn)定性，當(dāng)相位移動達到時180。，增益要小于0dB，一般要有10dB裕量，即當(dāng)相位移動達到180。時，增益要小于-10dB。對應(yīng)的仿真電路如圖5.8所示，電阻R和電容C組成低通濾波器，相當(dāng)于只對運放提供直流偏置，取R=1OM，C=10F。對仿真電路中的共模輸入電壓VC^M取不同的數(shù)值，從0.2V到2.2V開始掃描，負載R廣10K，C^=120pF，所得開環(huán)增益Aopen、GBW和PM的仿真結(jié)果見圖5.9所示，從圖中可以看到，在共模輸入電壓處于電源兩端時，開環(huán)增益開始急劇的下降，原因是共模電壓太高和太低時，輸入差分對中的晶體管不再符合V^^-V^<Vds式，由飽和區(qū)進入了線性區(qū)，電路偏離了正常的放大區(qū)。而單位增益帶寬積在整個共模范圍都高于4M，并且變化的范圍很小。在中間工作區(qū)偏小的原因是，總的輸入跨導(dǎo)減小了。如上述分析，在中間工作區(qū)，兩個差分對全部工作，這就需要把多余跨導(dǎo)抵消掉，但是由于PMOS和NMOS工藝上的偏置，不可能實現(xiàn)完全的匹配，從而出現(xiàn)了總的輸入跨導(dǎo)發(fā)生了些許的波動。而在整個共模變化范圍內(nèi)，其相位裕度都高于60°，符合應(yīng)用的要求。相對而言，比理論計算的結(jié)果要小一些，是因為在理論計算時，為了方便忽略了晶體管寄生電容。VU口圖5.8開