自動化畢業(yè)設(shè)計論文基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計

自動化畢業(yè)設(shè)計（論文）-基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計PAGE學(xué)校代碼：11059學(xué)號：Hefei畢業(yè)設(shè)計（論文）BACHELORDISSERTATION 論文題目：基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計 學(xué)位類別：工學(xué)學(xué)士年級專業(yè)（班級）：09自動化(1)班作者姓名：導(dǎo)師姓名：完成時間：2013年5月21日PAGEPAGE2基于單片機(jī)的逆變器的設(shè)計中文摘要電力系統(tǒng)變電站和調(diào)度所的繼電保護(hù)和綜合自動化管理設(shè)備有的是單相交流供電的，其中有一部分是不能長時間停電的。普通UPS設(shè)備因受內(nèi)置蓄電池容量的限制，供電時間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā)展，正弦波輸出變壓變頻電源已被廣泛應(yīng)用在各個領(lǐng)域中，與此同時對變壓變頻電源的輸出電壓波形質(zhì)量也提出了越來越高的要求。對逆變器輸出波形質(zhì)量的要求主要包括兩個方面：一是穩(wěn)態(tài)精度高；二是動態(tài)性能好。因此，研究開發(fā)既簡單又具有優(yōu)良動、靜態(tài)性能的逆變器控制策略，已成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)之一。應(yīng)用模擬電路控制逆變電源的技術(shù)已經(jīng)發(fā)展多年，但是它仍存在著諸如電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、抗干擾能力弱和調(diào)試?yán)щy等缺點(diǎn)。隨著高性能微處理器的出現(xiàn)，使得逆變電源的數(shù)字化控制成為現(xiàn)實(shí)。數(shù)字控制技術(shù)能夠簡化電路，克服溫漂，是逆變電源的發(fā)展趨勢。本文順應(yīng)這種趨勢設(shè)計了一臺基于單片機(jī)控制的高頻鏈正弦波逆變電源。文章首先闡述了逆變技術(shù)的研究背景和發(fā)展歷程，同時著重介紹了逆變器數(shù)字控制技術(shù)的應(yīng)用前景，提出了本課題的主要研究內(nèi)容；其次，介紹了逆變系統(tǒng)方案選擇與設(shè)計部分，分析與比較了幾種具有代表性的逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)；最后，對逆變電源各個關(guān)鍵工作點(diǎn)的波形以及在不同負(fù)載情況下的最終輸出波形進(jìn)行測試分析。實(shí)驗結(jié)果表明，本電源基本達(dá)到了設(shè)計指標(biāo)的要求。關(guān)鍵詞：高頻鏈逆變電源；高頻變壓器；SPWM；反饋控制；單片機(jī)DesignofsinusoidalInverterPowerSupplyBasedonMicrocontrollerABSTRACTWiththecontinuingdevelopmentofelectronictechnology,inverterpowersuppliesarewidelyused.AnalogControlInvertertechnologyhasbeendevelopedformanyyears,buttherearealsosomeshortcomings,suchascircuitcomplexity,weakanti-interferenceabilityandsoon.Withtheemergenceofhigh-performancemicroprocessors,makingthedigitalcontrolofinverterbecomeareality.Digitalcontroltechnologycansimplifythecircuitandovercometemperaturedrift.Itisthedevelopmenttrendofpowerinverter.Responsetothistrend,inthisthesiswedesignedamicrocontroller-basedchainofhighfrequencysinewaveinverter.Theemergenceanddevelopmentoflinkinverttechnologyisintroducedinthispaperfirst.Whilehighlightingtheapplicationprospectofdigitalcontroltechnologyininverter,presentedthemaincontentsofthisthesis.Analysisandcomparetheadvantagesanddisadvantagesofseveralrepresentativeinvertersystemstructureandcontrolstrategyintheelectricalwaydesignpart.Wechoosesingle-poleSPWMcontrolunidirectionalhigh-frequencylinkinverterwhichiseasytorealize.Thentheelectricalwayofwholesystemisdetermined.Theprincipleofpush-pullcircuitstructureisanalysisedinthedesignpartofDC-DCpush-pullstep-up.ThencalculatetheparametersofMOSFET,rectifierdiodeandoutputfiltertoselecttheappropriatedevices.DesigntheisolatedvoltagefeedbackcircuitbasedonTLP250.Inthehighfrequencytransformerdesignpart,throughformulacalculatedwecanderivatethemaximumpowercapacityofthecore,first-classturnsratioandwindingspecifications.InthepartofDC-AC,includinghardwaredesignandsoftwaredesign.Inthehardwaredesign,wedescribedtheprincipleoffull-bridgeDC-ACinvertertopologyanddesignRCDUptakebuffercircuit,afterclassoutputfilter,over-currentprotectioncircuitandvoltagesampleconditioningcircuit.Inpartofsoftwaredesign,ATmega128microcontrollerisusedtoimplementthecontrolfunctionintheinverterpowersupplysodigitalcontrolbothofthegenerationofSPWMsignalandnegativefeedbackcontrolisrealized.KEYWORD:MCU;Inverter;TDS2285;Negativefeedbackcontrol;SPWM目錄第一章前言 11.1概述 11.2逆變技術(shù)的發(fā)展方向 21.2.1半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展 21.2.2提高逆變器的效率 21.2.3提高逆變器的工作可靠性和EMC性能 31.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀 31.4本文的主要研究內(nèi)容 3第二章逆變系統(tǒng)方案的選擇及設(shè)計 42.1現(xiàn)有逆變方案對比 42.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng) 42.1.2高頻鏈逆變器 52.2單向電壓源高頻鏈逆變器實(shí)現(xiàn)方案 62.2.1DC-DC變換器 72.2.2DC-AC逆變器 92.3逆變系統(tǒng)控制策略 102.3.1SPWM波的實(shí)現(xiàn)方法 102.3.2SPWM的控制方式 112.4本章小結(jié) 12第三章逆變器前級DC/DC推挽升壓 133.1推挽電路結(jié)構(gòu)原理分析 133.2DC-DC推挽主電路參數(shù)的計算 143.2.1功率開關(guān)管的選擇 143.2.2整流二極管的選取 153.2.3前級輸出濾波器的設(shè)計 153.3前級DC-DC控制電路設(shè)計 153.3.1ATmega128L功能簡介 153.3.2基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成 163.4高頻變壓器的設(shè)計 183.4.1磁芯幾何尺寸的確定 183.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計算 203.5本章小結(jié) 21第四章逆變器后級DC/AC單相全橋逆變 224.1DC-AC主電路結(jié)構(gòu)分析 224.2DC-AC電路參數(shù)計算 244.2.1開關(guān)頻率的選擇 244.2.2逆變電路功率開關(guān)管的選用 244.2.3吸收緩沖電路的設(shè)計 254.2.4后級輸出濾波器的設(shè)計 264.3SWPM波生成及驅(qū)動電路的設(shè)計 284.3.1SWPM波的生成 284.3.2驅(qū)動電路的設(shè)計 294.3.3死區(qū)時間電路的設(shè)計 314.4輔助電路設(shè)計 314.4.1后級過流保護(hù)電路 314.4.2電壓采集調(diào)理電路 324.4.3輔助電源電路 324.5本章小結(jié) 33第五章實(shí)驗結(jié)果分析 345.1前級DC-DC驅(qū)動波形分析 345.2后級DC-AC驅(qū)動波形分析 345.3系統(tǒng)輸出電壓及效率 355.4硬件電路外觀 375.5本章小結(jié) 39第六章結(jié)論 40參考文獻(xiàn) 41附錄 42原理圖 42部分程序 43致謝 51PAGE62第一章前言1.1概述電能變換的類型有四種：DC-DC變換器，它是將一種直流電能變換為另一種直流電能的變換器；DC-AC變換器，它是將直流電能變換為交流電能的變換器，這種交流裝置稱為逆變器；AC-DC變換器，它是將交流電能變換為直流電能的變換器；AC-AC變換器，它是將一種交流電能變換為另一種交流電能的變流器[1]。在逆變器未出現(xiàn)以前，DC-AC變換時通過直流電動機(jī)-交流發(fā)電機(jī)組來實(shí)現(xiàn)的，這種組合稱為旋轉(zhuǎn)變流機(jī)。隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，大功率開關(guān)器件和集成控制電路的研發(fā)成功，利用半導(dǎo)體技術(shù)就可以完成DC-AC變換，這種變換裝置稱為靜止變流器，通常所說的逆變器均指靜止逆變器。靜止逆變器與旋轉(zhuǎn)變流機(jī)相比較，其電氣性能優(yōu)良、高效節(jié)能、可靠性高、重量輕和體積小。近來，燃料電池的發(fā)展方興未艾，超大功率DC-AC變換器必將取代旋轉(zhuǎn)變流機(jī)?，F(xiàn)代逆變技術(shù)是一門集半導(dǎo)體器件技術(shù)、模擬電子技術(shù)和數(shù)字控制技術(shù)與一身的一門實(shí)用技術(shù)，基于這一門技術(shù)所設(shè)計的逆變電源可依照不同的標(biāo)準(zhǔn)可以分成許多種類。逆變電源的發(fā)展和電力電子器件尤其是功率開關(guān)器件的發(fā)展是密不可分的，器件的發(fā)展推動著逆變電源技術(shù)的發(fā)展。逆變電源出現(xiàn)于上個世紀(jì)六十年代，它的發(fā)展可以分為三個階段：第一代逆變電源的開關(guān)器件采用的是晶閘管（SCR）。它代替了變流機(jī)組，減小了逆變電源的體積，但是SCR缺乏自關(guān)斷能力的缺點(diǎn)嚴(yán)重的阻礙了逆變電源的發(fā)展[2]。第二代逆變電源是采用自關(guān)斷器件作為逆變器的開關(guān)器件，從二十世紀(jì)七十年代起，功率器件技術(shù)得到了突破，自關(guān)斷器件問世，而采用自關(guān)斷器件作為開關(guān)管的逆變器性能相比于第一代有了很大的提高。由于開關(guān)器件可以自行關(guān)斷，因此省去了復(fù)雜的換流電路，既減小了成本又提高了效率。此外，在控制上，通常是采用單一的輸出電壓有效值或者平均值反饋的SPWM控制技術(shù)。第三代逆變電源采用實(shí)時反饋控制技術(shù)，它是針對第二代逆變電源對非線性負(fù)載適應(yīng)性不強(qiáng)及動態(tài)特性不好而提出來的控制技術(shù)。實(shí)時反饋控制技術(shù)是近年來的研究熱點(diǎn)，它是新型的電源控制技術(shù)，目前仍然在不斷地完善和發(fā)展中，實(shí)時反饋控制技術(shù)種類很多，常用的幾種主要有：PID控制；重復(fù)控制；諧波補(bǔ)償控制；無差拍控制；單一的電壓瞬時值反饋控制；帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時值反饋控制。在這個時期，各種小型化和高性能的新逆變技術(shù)層出不窮，特別是脈寬調(diào)制SPWM波形改善技術(shù)得到了飛速發(fā)展[4]。1.2逆變技術(shù)的發(fā)展方向1.2.1半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展推動著現(xiàn)代逆變技術(shù)的發(fā)展，功率器件的發(fā)展方向主要有：增大功率容量，提高開關(guān)頻率，實(shí)現(xiàn)多種功能集成化。根據(jù)目前在逆變電路中使用到的大功率開關(guān)器件，可以將其進(jìn)行分類，如表1-1所示：表1-1大功率開關(guān)器件分類類型名稱英文縮寫單極型功率場效應(yīng)晶體管靜電感應(yīng)晶體管MOSFETSIT雙極型普通晶閘管可關(guān)斷晶閘管靜電感應(yīng)晶閘管大功率晶體管SCRGTOSITHGTR復(fù)合型絕緣柵型晶體管MOS控制晶體管IGBTMCT目前，在設(shè)計逆變電源時最常用到的開關(guān)器件為MOSFET、IGBT、GTO、GTR等，但SIT、SITH、MCT等新型開關(guān)器件正在研發(fā)和推廣，必將取代MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。1.2.2提高逆變器的效率提高效率，換一句話就是降低損耗。逆變器的損耗包括開關(guān)損耗和驅(qū)動損耗[3]。驅(qū)動損耗是由功率開關(guān)管的控制極特性所決定的，而開關(guān)損耗是由功率開關(guān)管的換工作方式?jīng)Q定的。在功率開關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷的過程中，開關(guān)管兩端電壓不為零，流過開關(guān)管的電流也不為零，就必將產(chǎn)生開關(guān)損耗，這就是傳統(tǒng)的硬開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)就是在電路中加入電感、電容等構(gòu)成諧振電路，在功率開關(guān)管關(guān)斷后，諧振電感和電容發(fā)生諧振，使得電路中的電壓（或者電流）按正弦或準(zhǔn)正弦的規(guī)律變化[4]，調(diào)節(jié)諧振電感和電容，令開關(guān)管導(dǎo)通時的電壓為零，關(guān)斷時的電流為零，從而實(shí)現(xiàn)零損耗開關(guān)。由于軟開關(guān)技術(shù)克服了硬開關(guān)技術(shù)損耗隨頻率提高而增加的缺點(diǎn)，因此可以使得逆變電源采用更高的頻率，實(shí)現(xiàn)了整個裝置的小型化、輕量化[5]。當(dāng)前，為了提高逆變器的變換效率，軟開關(guān)技術(shù)是技術(shù)人員的研究重點(diǎn)，其研究的主要內(nèi)容有：新型軟開關(guān)控制方式；適用于不同控制方式的控制電路的集成化；變換效率高的新型軟開關(guān)電路[6]。1.2.3提高逆變器的工作可靠性和EMC性能對于一件電子產(chǎn)品或電子系統(tǒng)來說，工作可靠性和電磁兼容性（EMC）是相當(dāng)重要的。由于逆變系統(tǒng)可做到超大容量，并且功率開關(guān)管的狀態(tài)變換會對電網(wǎng)和外部電子設(shè)備產(chǎn)生電磁干擾，所以，可靠性設(shè)計和EMC設(shè)計顯得尤其重要，它關(guān)系著逆變技術(shù)的發(fā)展。1.3數(shù)字控制逆變器的研究現(xiàn)狀在輸出波形為正弦波的逆變器中，最常采用的控制方式是正弦脈寬調(diào)制（SPWM）。而SPWM控制器既可以采用模擬電路來實(shí)現(xiàn)，也可以采用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)。如果采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，則存在的主要缺點(diǎn)有：由于電路功能的實(shí)現(xiàn)均依靠硬件來完成，故所需的元件多，成本相對較高，電路設(shè)計難度大；容易受外界環(huán)境（如氣溫）所影響，調(diào)試不方便。隨著大規(guī)模集成電路和數(shù)字控制技術(shù)的發(fā)展，基于微處理器（MCU）的數(shù)字控制器在逆變電源控制系統(tǒng)中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。數(shù)字控制具有硬件電路結(jié)構(gòu)簡單、抗干擾能力強(qiáng)、可靠性高的優(yōu)點(diǎn)；控制策略的改變只需通過改寫軟件來實(shí)現(xiàn)，控制靈活，調(diào)試、維護(hù)方便[5]。1.4本文的主要研究內(nèi)容全文分六章：第一章為緒論部分。簡單介紹了逆變技術(shù)的發(fā)展歷程及發(fā)展方向，結(jié)合本文的研究方向著重地闡述了數(shù)字控制技術(shù)在逆變電源的研究現(xiàn)狀。第二章首先詳細(xì)分析與比較現(xiàn)有逆變系統(tǒng)的各種組合方案，根據(jù)設(shè)計要求選擇系統(tǒng)的硬件構(gòu)架和軟件算法；然后，介紹了SPWM的生成原理及控制方式，采用單片機(jī)軟件直接法生成PWM波和通過反饋控制使電源輸出電壓穩(wěn)定。第三章是逆變系統(tǒng)前級推挽升壓電路的設(shè)計。本章介紹了推挽電路的工作原理，并對電路主要器件參數(shù)進(jìn)行計算，同時根據(jù)設(shè)計指標(biāo)對輸出濾波器和高頻變壓器進(jìn)行設(shè)計。第四章主要講的是逆變系統(tǒng)后級DC-AC變換器的設(shè)計。本章首先分析了全橋逆變電路的工作原理并計算主電路器件參數(shù)；然后，設(shè)計了后級濾波器、過流保護(hù)電路等；第五章測試與分析逆變系統(tǒng)各關(guān)鍵點(diǎn)的工作波形并展示了樣機(jī)實(shí)物圖。第六章主要是對本次設(shè)計的總結(jié)和設(shè)計存在的問題以及改進(jìn)的方法。第二章逆變系統(tǒng)方案的選擇及設(shè)計2.1現(xiàn)有逆變方案對比根據(jù)設(shè)計要求：輸入電壓DC30V~50V，輸出電壓AC220V，50Hz。這種正弦波輸出逆變器的輸入電壓變化范圍較寬，而其輸出則要求是穩(wěn)壓的。因此，該逆變電源的逆變電路必須有一個升壓的過程。能將直流電能轉(zhuǎn)化為目標(biāo)交流電能的逆變系統(tǒng)有許多構(gòu)架方案，各種構(gòu)架在不同的應(yīng)用場合下具有不同的優(yōu)點(diǎn)，下面將對目前常用的逆變系統(tǒng)方案進(jìn)行分析對比。2.1.1低頻鏈逆變系統(tǒng)低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖2-1所示：圖2-1低頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)框圖從圖中可以看出，低頻鏈逆變器的功率變換方式為DC→LFAC，電路由直流電源、輸出濾波器、工頻逆變器、功率變壓器和輸出濾波器等組成。它的特點(diǎn)是擁有用于電氣隔離和給定電壓比的變壓器，其工作頻率等于輸出電壓頻率。在低頻鏈逆變器當(dāng)中，按所采用的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)又可以分為許多種類，其中，以全橋式工頻逆變器最為常用，其電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-2所示：圖2-2全橋式工頻逆變器圖中，橋?qū)堑膬蓚€功率開關(guān)管為一組，即M1和M4為一組，M2和M3為一組。若采用雙極性SPWM調(diào)制法驅(qū)動的話，則每組的功率開關(guān)管同時導(dǎo)通或關(guān)斷，兩組功率開關(guān)管輪流變換狀態(tài)，驅(qū)動每一組開關(guān)管導(dǎo)通的信號的脈寬是隨著正弦波變化的脈沖波，即SPWM波。經(jīng)過調(diào)制之后，可以將電源提供的低壓直流電逆變成同等幅值的SPWM波，再經(jīng)過工頻變壓器進(jìn)行升壓，濾波之后得到我們所需的交流電。這種逆變器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、技術(shù)成熟，性能可靠，目前仍有比較廣泛的應(yīng)用，但是由于工頻變壓器的存在，使得低頻鏈逆變器的體積大、重量重、成本高、音頻噪聲很大。所以，要實(shí)現(xiàn)逆變器的小型化、輕量化，就必須采用新的逆變技術(shù)。2.1.2高頻鏈逆變器高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實(shí)現(xiàn)了逆變電源前級DC-DC變換器與后級DC-AC逆變器之間的電氣隔離[6]。使得高頻逆變電源也可以應(yīng)用在汽車，航天等對電源的體積和重量有嚴(yán)格要求的領(lǐng)域。這一逆變技術(shù)是一名叫Espelage的德國學(xué)者在1977年首先提出來的，而在1980年，Mr.Jalade從另一個角度闡述了高頻鏈逆變系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，他將高頻鏈逆變器分為兩大類：電壓源（BuckMode）和電流源(Buck-BoostMode)，由于本課題所研究的逆變器輸入源為電壓源，故在此只討論電壓源型逆變器。電壓源高額鏈逆變器按照功率的傳輸方向又可分為兩大類：單向型(UnidirectionalPowerFlowMode)和雙向型(Bi-directionalPowerFlowMode)。1)單向電壓源高頻鏈逆變器圖2-3給出了單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、PWM逆變器和輸出濾波器等組成。從電路結(jié)構(gòu)圖可以看出，單向電壓源高頻鏈逆變器主要包括兩大部分：從輸入濾波器到高頻整流濾波電路，即DC-HFAC-DC為一個DC-DC變換器；從高頻整流濾波電路到輸出濾波器，即DC-LFAC為一個DC-AC變換器。圖2-3單向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)2)雙向電壓源高頻鏈逆變器如圖2-4所示為全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器的電路結(jié)構(gòu)：圖2-4全橋全波式雙向電壓源高頻鏈逆變器該結(jié)構(gòu)式目前較為常用的一種功率雙向式傳輸?shù)哪孀兤鹘Y(jié)構(gòu)。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。其中輸入級的四個功率管組成橋式逆變器，用于調(diào)制輸入電壓，使其變成不含調(diào)制波頻率的雙極性SPWM波，經(jīng)過高頻變壓器進(jìn)行隔離、升壓，再經(jīng)過后級整流濾波，實(shí)現(xiàn)DC-AC。該雙向電壓源高頻鏈逆變器具有以下特點(diǎn)：①只需要兩級功率變換(DC-HFAC-LFAC)；②雙向傳輸功率(DC-HFAC-LFAC和LFAC-HFAC-DC)；③若頻率變換器采用傳統(tǒng)的PWM技術(shù)，在換流時會出現(xiàn)電壓過沖現(xiàn)象。為了避免電壓過沖，需要采用緩沖電路或有源電壓鉗位電路，從而增加了電路的復(fù)雜性[7]。通過上面對兩種逆變方案的分析和對比可以看出，每種設(shè)計方案都有其各自的應(yīng)用場合。雙向電壓源高頻鏈逆變器應(yīng)用于需要雙向傳輸功率的場合，如UPS（不間斷電源）。逆變器并接在市電電網(wǎng)上，正常情況下，電網(wǎng)一方面給交流負(fù)載供電，另一方面按LFAC-HFAC-DC給逆變器直流側(cè)的蓄電池充電；在市電電網(wǎng)出現(xiàn)故障時，逆變器按DC-HFAC-LFAC給交流負(fù)載供電。單向電壓源高頻鏈逆變器只能單向傳輸功率，即DC-HFAC-DC-LFAC，和雙向逆變器相比，雖然多了一級功率變換，但卻省去了緩沖電路和有源電壓鉗位電路，電路結(jié)構(gòu)相對來說要簡單得多，所以非常適用于不需要雙向功率傳輸?shù)膱龊希缰挥尚铍姵鼗蛱柲茈姵氐鹊蛪褐绷麟娫刺峁╇娔艿那闆r下。本文所要設(shè)計的逆變電源由蓄電池進(jìn)行供電，不需要和電網(wǎng)進(jìn)行并接，同時考慮到成本和實(shí)現(xiàn)的難易程度，選擇了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設(shè)計方案。2.2單向電壓源高頻鏈逆變器實(shí)現(xiàn)方案通過上一小節(jié)的分析得知單向高頻鏈逆變器主要由DC-DC變換器和DC-AC變換器組成，而這兩個變換器又各自有多種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本節(jié)將分析各種組成方案的優(yōu)缺點(diǎn)。2.2.1DC-DC變換器DC-DC變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有很多種，最常用的有推挽式、半橋式和全橋式。推挽式變換器圖2-5推挽式DC-DC變換器圖中兩個開關(guān)管輪流交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關(guān)電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好[8]。推挽式變換器的兩個開關(guān)器件有一個公共接地端，因此驅(qū)動電路簡單，另外，推挽式變換器是所有開關(guān)電源中電壓利用率最高的開關(guān)電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，它的主要缺點(diǎn)是兩個開關(guān)器件需要很高的耐壓，其耐壓必須大于工作電壓的兩倍，因此，在高輸入電壓的情況下，很少使用這種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。半橋式變換器半橋式DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-6所示：圖2-6半橋式DC-DC變換器半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩個開關(guān)管輪流交替工作，相當(dāng)于兩個開關(guān)電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關(guān)電源輸出功率的兩倍。半橋式變換器最大的優(yōu)點(diǎn)是，對兩個開關(guān)器件的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關(guān)器件的耐壓要求可以降低一半。因為，半橋式變壓器開關(guān)電源兩個開關(guān)器件的工作電壓只有輸入電源電壓Vin的一半，其最高耐壓等于工作電壓與反電動勢之和，大約是電源電壓的兩倍[9]。半橋式變換器的缺點(diǎn)有：①電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為Vin/2；②開關(guān)器件連接沒有公共地，驅(qū)動信號連接比較麻煩；③當(dāng)兩個控制開關(guān)處于交替轉(zhuǎn)換工作狀態(tài)的時候，由于電容充放電需要一個過程，兩個開關(guān)器件會同時出現(xiàn)一個很短時間的半導(dǎo)通區(qū)域，此時，在兩個控制開關(guān)的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器輸送給負(fù)載，因此兩個開關(guān)管將會產(chǎn)生很大的功率損耗。全橋式變換器全橋式DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖2-7所示：圖2-7全橋式DC-DC變換器全橋式變換器最大的優(yōu)點(diǎn)是，對四個開關(guān)管的耐壓要求比推挽式變換器對兩個開關(guān)管的耐壓要求低一半。因為，全橋式變壓器開關(guān)電源四個開關(guān)器件分成兩組，工作時兩個開關(guān)器件互相串聯(lián)，關(guān)斷時，每個開關(guān)器件所承受的電壓，只有單個開關(guān)器件所承受電壓的一半。但由于因為兩組開關(guān)器件互相串聯(lián)，兩個開關(guān)器件接通時總的電壓降要比單個開關(guān)器件接通時的電壓降大一倍，因此電源利用率比推挽式要低一些，損耗也要大一些；另外，全橋式變換器中的四個開關(guān)器件連接沒有公共地，與驅(qū)動信號連接比較麻煩，增加了電路的復(fù)雜性。經(jīng)過上述對DC-DC變換器的三種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對比和分析，可以看出半橋式和全橋式變換器更適合應(yīng)用在高電壓輸入得場合，而本設(shè)計的輸入電壓為30V~50V(實(shí)際輸入48V)直流電，所以本設(shè)計選擇推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。2.2.2DC-AC逆變器常用的單相DC-AC逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和DC-DC變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。由于我們整體的設(shè)計方案是需要把48V直流電轉(zhuǎn)變成為220V，50Hz的交流電，為滿足電壓輸出要求，綜合考慮了開關(guān)管、變壓器等損耗，DC-DC變換器需要將48V直流電壓升壓到360V或者720V的高壓直流電，而這個高壓直流電將作為DC-AC變換器的輸入電壓。結(jié)合上一小節(jié)的分析可以知道，推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不適合應(yīng)用于高電壓輸入的場合，因此我們將在半橋式和全橋式結(jié)構(gòu)當(dāng)中選擇一種作為本文DC-AC變換器部分的設(shè)計方案。半橋式逆變器對輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，只有0.5，而全橋式逆變器則幾乎為1。若采用半橋式結(jié)構(gòu)，要使逆變器輸出220V交流電，需要的輸入電壓為760V，這個電壓是由前級DC-DC變換器來提供的，這就使得前級高頻逆變器要有很高的匝數(shù)比，在輸出功率一樣的時候，變壓器初級的輸入電流是全橋式逆變器的兩倍。過大的電流將會造成較大的損耗，影響整機(jī)的效率；而且，變壓器的原邊繞組也需要更粗的線徑，加大了變壓器繞線的難度。綜上所述，DC-AC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。至此，整個逆變系統(tǒng)的硬件設(shè)計方案已經(jīng)確定：前級DC-DC變換器采用推挽式電路，后級DC-AC逆變器采用全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。整個系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)如圖2-8所示：圖2-8系統(tǒng)硬件電路圖2.3逆變系統(tǒng)控制策略脈沖寬度調(diào)制（PWM:PulseWidthModulation）是德國學(xué)者A.Schonung和H.Stemmler在1964年率先提出的思想，他們把通訊技術(shù)中的調(diào)制技術(shù)應(yīng)用于交流傳動中，開創(chuàng)了DC-AC技術(shù)研究的新領(lǐng)域。把正弦信號作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過調(diào)制得到PWM波，因為調(diào)制信號為正弦信號，所以此時的PWM波也叫做SPWM波。在SPWM信號輸出端加適當(dāng)?shù)臑V波器就可以恢復(fù)出原調(diào)制正弦波信號。通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比和基波頻率就可以很方便的調(diào)節(jié)輸出信號的幅度和頻率[10]。2.3.1SPWM波的實(shí)現(xiàn)方法SPWM控制脈沖可以通過模擬法和軟件法兩種方法實(shí)現(xiàn)。由于模擬法存在所需的元件較多、設(shè)計難度大、系統(tǒng)容易受外界因素影響等缺點(diǎn)，故本文將采用單片機(jī)編寫軟件的方法來生成SPWM波。軟件法生成SPWM波主要有：自然采樣法、規(guī)則采樣法和直接法。經(jīng)過理論分析后知自然采樣法和直接等效法相對于規(guī)則采樣法來說諧波較小，而又因為自然采樣法的實(shí)現(xiàn)需要花費(fèi)單片機(jī)大量的時間來運(yùn)算及占用大量的內(nèi)存。所以本文采用直接法實(shí)現(xiàn)SPWM波。直接法也叫做面積等效法或沖量法，只需要知道載波周期就可以計算出脈沖的寬度，如圖2-9所示：圖2-9直接法生成SPWM波把正弦半波分為N等份，則每一等份的寬度為π/N弧度[11]。根據(jù)PWM原理，每一等份都可以用與其面積相等的矩形脈沖來代替，設(shè)定這些脈沖是等幅不等寬，則由這N個脈沖所組成的序列與正弦半波是等效的，脈沖的寬度和開關(guān)管的開關(guān)時刻是對應(yīng)的，可以由下面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)得到。圖中，當(dāng)t位于到區(qū)間內(nèi)時，所對應(yīng)的面積為：假設(shè)調(diào)制度為M，脈沖序列的幅度為，則有，第k份正弦波面積所對應(yīng)的脈沖寬度面積。根據(jù)PWM的基本原理知，可得：2.3.2SPWM的控制方式隨著逆變器控制技水的發(fā)展．電壓型逆變器出現(xiàn)了多種的變壓、變頻控制方法。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術(shù)即SPWM控制技術(shù)。SPWM正弦脈寬調(diào)制可分為雙極性調(diào)制方式、單極性調(diào)制方式和單極性倍頻調(diào)制方式。1)雙極性SPWM調(diào)制在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調(diào)制波半個周期內(nèi)是在正負(fù)兩個方向變化，所得到的PWM波形也正負(fù)兩個在方向變化，圖2-10為雙極性PWM調(diào)制。在雙極PWM調(diào)制方式中，同一橋臂上下兩個功率開關(guān)的驅(qū)動信號是互補(bǔ)的信號，但實(shí)際上為了防止同一橋臂上下兩個功率開關(guān)直通而造成短路，在兩個信號中間加入死區(qū)，死區(qū)時間大小主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定，死區(qū)時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。圖2-10雙極性SPWM控制示意圖2)單極性SPWM調(diào)制單極性調(diào)制方式與雙極性調(diào)制方式不同的是，單極性調(diào)制方式的特點(diǎn)是在一個開關(guān)周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關(guān)頻率互補(bǔ)開關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關(guān)損耗。單極性PWM控制方式如圖2-11所示，單極性調(diào)制中，逆變器同一橋臂的上部功率開關(guān)管和下部功率開關(guān)管在調(diào)制波（輸出電壓基波）的半周期內(nèi)僅有一個功率開關(guān)管多次開通和關(guān)斷。可見在相同的載波頻率下，單極性調(diào)制方式比雙極性調(diào)制的開關(guān)損耗要低，故本文采取單極性SPWM調(diào)制方式。圖2-11單極性SPWM控制示意圖2.4本章小結(jié)本章首先對低頻鏈和高頻鏈逆變構(gòu)架方案進(jìn)行詳細(xì)的分析與比較，確定高頻鏈逆變系統(tǒng)更符合本設(shè)計的要求；再接著分析高頻鏈逆變器硬件構(gòu)架中各種組合方案的優(yōu)缺點(diǎn)，得到的結(jié)論是：前級DC-DC變換器采用推挽式升壓結(jié)構(gòu)，后級DC-AC逆變器采用全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的單向電壓源高頻鏈逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、重量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)；最后介紹了幾種SPWM生成原理及控制方式，并采用單極性控制方式。第三章逆變器前級DC/DC推挽升壓3.1推挽電路結(jié)構(gòu)原理分析DC-DC推挽升壓電路原理圖如圖3-1所示，可以看出主要由輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。圖3-1推挽式升壓電路原理圖電路中兩個控制開關(guān)M1和M2輪流交替工作，將使變壓器的次級產(chǎn)生一個交流方波，因為M1、M2的導(dǎo)通時間一般是相同的，所以其電壓波形非常對稱，如果開關(guān)管的占空比都是50%的話，電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。電路中接有儲能濾波電容C，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓Uo不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up就可以認(rèn)為是半波平均值Upa，其值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。因為帶隔離變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。所以，推挽式DC-DC變換器的輸出電壓uo，約等于高頻變壓器次級線圈N3繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-：——M1導(dǎo)通期間；或——M2導(dǎo)通期間。以上式子中，Uo為推挽式DC-DC變換器經(jīng)過整流未經(jīng)過濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比，Ui為高頻變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波。3.2DC-DC推挽主電路參數(shù)的計算3.2.1功率開關(guān)管的選擇推挽式變換器是開關(guān)電源最經(jīng)典的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時，就會因為兩個開關(guān)管的存儲時間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進(jìn)入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開關(guān)管損壞。而如果開關(guān)管采用的是MOSFET管，則這個問題就沒那么嚴(yán)重。首先，MOSFET沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關(guān)管導(dǎo)通時間相等；其次，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負(fù)反饋?zhàn)饔?，有助于糾正磁通不平衡的問題，故本方案采用的是MOSFET管[12]。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開關(guān)管的最大應(yīng)力為2Vin，考慮到輸入電壓為30V~50V（實(shí)際使用電壓40V)，由推挽電路的工作原理可以知道，MOSFET管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40×1.5=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計，選用80V耐壓的MOSFET開關(guān)管。2)額定電流直流電源向DC-DC環(huán)節(jié)流過MOSFET管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比。考慮到綜上的計算選用選取的MOSFET管為RU190N08，該管的主要參數(shù)如下：；；；；。3.2.2整流二極管的選取推挽式變換器整流二極管應(yīng)當(dāng)具備正向?qū)妷旱?、反向恢?fù)時間短和反向漏電流小等特點(diǎn)，變壓器副邊為全橋整流電路，加在整流二極管上的反向電壓為V，整流管上承受的最大反向電壓V=400V（直流側(cè)最高電壓）。在整流開關(guān)時有一定的電壓振蕩，因此要考慮1.5倍裕量,則額定電壓為400×1.5=600V本設(shè)計的逆變電源開關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級的逆變效率為86%，則可以計算出前級DC-DC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A?；诎踩慕嵌瘸霭l(fā)，本方案選用超快恢復(fù)型二極管RHRP15120，其反向耐壓為1200V，正向平均電流15A，反向恢復(fù)時間65nS，滿足設(shè)計要求。3.2.3前級輸出濾波器的設(shè)計本文設(shè)計的輸出濾波器采電容濾波方案。電容C具有隔直流通交流的特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓經(jīng)過由電容C濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。輸出電容Co的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）來決定的，假設(shè)紋波電壓峰—峰值為Vr，則它們的關(guān)系為：式中，dI是所選的電感電流紋波的峰—峰值。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。因此可選為假設(shè)，，代入數(shù)據(jù)得，在設(shè)計當(dāng)中選用的是330uF/450V的電解電容。3.3前級DC-DC控制電路設(shè)計3.3.1ATmega128L功能簡介ATMEL公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的、采用精簡指令集RLSC結(jié)構(gòu)的新型單片機(jī)，簡稱AVR單片機(jī)。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗COMS的8位單片機(jī)，由于在一個時鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達(dá)到接近1MIPS/MHz。ATmega128L具有以下特點(diǎn):128KB字節(jié)的在線編程/應(yīng)用編程(JTAG/ISP)Flash程序存儲器，512字節(jié)EZPROM，1K字節(jié)SRAM，32個通用工作寄存器，48個通用I/O口，兩個具有獨(dú)立的預(yù)分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器，兩個具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的16位定時器/計數(shù)器具有獨(dú)立預(yù)分頻器的實(shí)時時鐘計數(shù)器，兩路8位PWM，6路分辨率可編程（2到16位）的PWM，8路10位ADC，具有獨(dú)立片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時器，100000次寫/擦除壽命周期。ATmega128L成為一個功能強(qiáng)大的單片機(jī)，為許多嵌入式控制應(yīng)用提供了靈活而低成本的解決方案。如圖3-2所示是ATmega128L的芯片外觀:圖3-2ATmega128L的芯片外觀3.3.2基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成ATmega128L有4個定時/計數(shù)器，其中T/Cl是一個16位的多功能定時/計數(shù)器，它具有兩個獨(dú)立的輸出比較單元、一個輸入捕獲單元、相位可調(diào)的脈寬調(diào)制輸出和4個獨(dú)立的中斷源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。T/C1有多種工作模式，其中相位可調(diào)的PWM模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的PWM波形。當(dāng)T/C1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個計數(shù)脈沖到達(dá)時，改變計數(shù)方向，從TOP開始減1計數(shù)到0x0000。在設(shè)置正向比較匹配輸出模式下:正向加1過程中，TCNT1的計數(shù)值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時清零OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出低電平;反向減1過程中，當(dāng)計數(shù)器TCNT1的值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時置位OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出高電平。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時工作過程與上述過程相反[13]。圖3-3為PWM模式的時序圖。圖3-3T/C1模式PWM工作時序圖由以上可知，計數(shù)器計數(shù)上限TOP值的大小決定了PWM輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。本系統(tǒng)將捕獲寄存器ICRI的設(shè)定值作為計數(shù)器計數(shù)上限TOP值，則當(dāng)計數(shù)器計數(shù)到上限TOP值時，可以申請捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設(shè)置比較寄存器OCR1A/OCR1B的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見附錄）：voidinit_pwm(void){TCCR0=0X69;TCCR2=0X79;TCNT0=TCNT2=0X00;OCR0=OCR2=0;}voiddutfactor0(unsignedintp){OCR0=255*p/100;}voiddutfactor2(unsignedintq){OCR2=255-(255*q/100);}考慮到驅(qū)動開關(guān)管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關(guān)管的開關(guān)損耗將增大，所以設(shè)定頻率為30KHz.通過程序設(shè)定TCNT1和OC1A的初值即可改變輸出PWM波的頻率和占空比，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。3.4高頻變壓器的設(shè)計高頻鏈變壓器是裝置的核心部件，其性能的好壞直接決定了整個逆變器的性能承擔(dān)著隔離和傳輸功率的重任。不合格的變壓器將導(dǎo)致溫升高、效率低、漏感嚴(yán)重、輸出波形畸變大等問題，直接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至?xí)p壞功率半導(dǎo)體器件。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達(dá)幾十KHz甚至更高，因此其設(shè)計有自身的特點(diǎn)。設(shè)計高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開始。高頻變壓器磁心多是低磁場下使用的軟磁材料，有較高的磁導(dǎo)率、低的矯頑力和高的電阻率。一般來說，磁心材料磁導(dǎo)率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能有較高的磁感應(yīng)強(qiáng)度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，其缺點(diǎn)是飽和磁密偏低，適合高頻小功率使用，設(shè)計高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計算匝數(shù)、導(dǎo)線面積等參數(shù)。3.4.1磁芯幾何尺寸的確定設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有：式中：為開關(guān)工作頻率（Hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為4，正弦波時為4.44）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）;為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。設(shè)原副邊電流密度相等，為J，則由上述三式可得：即即為變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積。為原邊和副邊的功率。上式表明工作磁通密度、開關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。又設(shè)為變壓器的視在功率，則公式可以進(jìn)一步表示為：式中除了AP單位為cm，其余物理量均為國際單位制。變壓器的視在功率與其線路結(jié)構(gòu)關(guān)系密切，對于本設(shè)計中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，視在功率可表示為：、和開關(guān)變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有關(guān)，當(dāng)輸入為推挽電路時當(dāng)單端正激時為1。當(dāng)輸出是整流橋時k=1，當(dāng)輸出接推挽電路時由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此，；設(shè)變壓器效率為90%，即η=0.90，得采用EE型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升25℃時，=323，X=-0.14，用高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁通約為B=5100G，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進(jìn)入飽和取。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=0.4；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。則：增加10%的裕度取查手冊選取EE40鐵氧體磁芯，其,有效截面積。確定了鐵芯下面計算一下匝數(shù)。3.4.2變壓器線圈匝數(shù)的計算從提高高頻變壓器利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。這樣也有利于較少損耗和降低成本。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內(nèi)能夠達(dá)到輸出要求，變壓器的變比應(yīng)按最低輸入電壓選取。實(shí)際輸出最大占空比D<0.5(單管)，取D=0.48，開關(guān)頻率設(shè)計在30KHz，輸入電壓最低為40V（DC），保證輸出不小于365V(因為若保證后級的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220VAC，則直流母線電壓必須大于365V)，則：選擇變壓器變比為取匝。的單位是T，S的單位是。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭?？紤]到集膚效應(yīng)，原邊用3根銅線并繞。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過交變電流時使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。變壓器的工作頻率為30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:因此應(yīng)選用線徑小于0.7mm的銅線，原邊電流：原副邊的電流密度J：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計的高頻變壓器即可以滿足DC-DC環(huán)節(jié)的要求。3.5本章小結(jié)本章主要介紹了前級DC-DC升壓，其中包括：推挽式升壓電路，PWM波的生成和高頻變壓器的設(shè)計，推挽式升壓電路的優(yōu)點(diǎn)是電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。為避免上下管開關(guān)管同時導(dǎo)通而發(fā)生短路，增加了PWM波的死區(qū)時間和驅(qū)動能力，實(shí)驗結(jié)果良好。變壓器的制作是本章的難點(diǎn)，涉及到磁芯、線圈、骨架的選擇和繞制方法等，通過學(xué)習(xí)掌握了小功率變壓器的制作方法。第四章逆變器后級DC/AC單相全橋逆變4.1DC-AC主電路結(jié)構(gòu)分析逆變器后級DC-AC主電路主要由逆變橋、開關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡圖如圖4-1所示：圖4-1DC-AC逆變電路簡圖圖中由M1—M4四個開關(guān)管組成逆變橋，它們在單極性SPWM控制下工作。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DC-AC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。M1—M4的驅(qū)動信號如圖4-2所示。圖4-2M1—M4驅(qū)動信號圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。前級推挽變換器輸出的高壓直流電向負(fù)載提供能量，同時給儲能濾波電容充電，其等效電路圖如圖4-3所示：圖4-3工作狀態(tài)一等效電路圖工作狀態(tài)二：當(dāng)Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M4導(dǎo)通，M1、M2、M3關(guān)斷。輸出濾波電感的電流通過D2和M4續(xù)流，儲能濾波電容放電，給負(fù)載提供能量，此時的等效電路圖如圖4-4所示：圖4-4工作狀態(tài)二等效電路圖工作狀態(tài)三：當(dāng)Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0時，M1—M4全部關(guān)斷。電感電流通過D2和D3給電源充電，此時的等效電路圖如圖4-5所示：圖4-5工作狀態(tài)三等效電路圖4.2DC-AC電路參數(shù)計算4.2.1開關(guān)頻率的選擇前級DC-DC推挽升壓變換器的輸出電壓為360V直流電，該電壓作為后級DC-AC變換器的輸入電壓。由于本文設(shè)計逆變電源的輸出功率為300W，輸出電壓的有效值為220V，可以算得逆變器輸出電流有效值約為1.4A。后級DC-AC開關(guān)頻率的選擇對于逆變器來說極其重要。開關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電壓精度越高。但過大的載波比N也意味著極高的開關(guān)頻率，在高頻率應(yīng)用場合會帶來很大的開關(guān)損耗，逆變效率就得不到保證。因此，在選擇開關(guān)頻率時一定要做好權(quán)衡?？紤]SPWM波產(chǎn)生芯片TDS2285的載波頻率和輸出濾波回路以及功率開關(guān)器的效率，本文選擇的載波頻率為20KHz，載波比20KHz/50Hz=400。4.2.2逆變電路功率開關(guān)管的選用在設(shè)計逆變器電路時，應(yīng)該根據(jù)功率容量和工作頻率等指標(biāo)要求，選取合適的功率開關(guān)管。目前，在逆變電路中常用的開關(guān)管有：MOSFET、IGBT、GTO、GTR等。其中，MOSFET的驅(qū)動功耗低，關(guān)斷時間小，本設(shè)計為小功率容量逆變系統(tǒng)，MOSFET為首選器件，故本文選用的開關(guān)器件為MOSFET。MOSFET的選取最主要考慮的是它的耐壓和所能承受的最大電流。由于后級DC-AC變換器的輸入電壓為360V，取2倍的豁裕量，得到MOSFET的耐壓為760V；由前一小節(jié)中得知輸出的電流有效值為1.4A，考慮到帶負(fù)載開機(jī)啟動時，瞬時電流可達(dá)峰值電流的2~3倍，充分考慮到豁裕量，取MOSFET的額定電流為5A。另外，由于設(shè)計的開關(guān)頻率為20KHz，所以MOSFET的通斷時間必須要遠(yuǎn)小于50us。本文最終選取的MOSFET為IRFP460，其主要參數(shù)為：，，，，；參數(shù)滿足設(shè)計要求。4.2.3吸收緩沖電路的設(shè)計在各種電力電子裝置中，如有源電力濾波器、STATCOM等，大功率逆變器的設(shè)計是其關(guān)鍵技術(shù)之一。逆變器在工作過程中，其主電路開關(guān)器件IGBT有4種工作狀態(tài)：開通、通態(tài)、關(guān)斷、斷態(tài)。IGBT斷態(tài)時可能承受高電壓但漏電流小，通態(tài)時可能承受大電流但管壓降小，而開通和關(guān)斷過程中IGBT可能同時承受高電壓、大過流以及較大的dv／dt、di／dt和過大瞬時功率。如果不采取防護(hù)措施，高電壓和大電流可能使開關(guān)管的工作點(diǎn)超出安全工作區(qū)而將其損壞，因此在大功率逆變器中常設(shè)置緩沖吸收電路防止瞬時過壓、過流，減小開關(guān)管開關(guān)損耗，確保其工作在安全工作區(qū)。吸收緩沖電路主要分為三種類型[15]：RC型、RCD型和C型三種，如圖4-6所示：（a）RC吸收電路（b）RCD吸收電路（c）C吸收電路圖4-6H橋吸收緩沖電路在設(shè)計電路時，應(yīng)該根據(jù)它們的特點(diǎn)選擇合適的方案，表4-1為三種吸收緩沖電路的特點(diǎn)對比：表4-1三種吸收緩沖電路比較電路類型RC型吸收緩沖電路RCD型吸收緩沖電路C型吸收緩沖電路特點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡單、雙向吸收、易造成過沖電壓、會引起漏極電流升高克服過沖電壓過高、過電壓抑制效果較好、可現(xiàn)實(shí)軟關(guān)斷、會引起漏極電流升高僅需一個電容跨接與橋臂兩端、成本低、易產(chǎn)生振蕩、會引起漏極電流升高適用范圍小容量、低頻率裝置中小容量、低頻率裝置中等容量裝置由上表可以看出，RCD型吸收緩沖電路性能最好，而且可以實(shí)現(xiàn)軟關(guān)斷，降低了損耗，故本設(shè)計選用RCD型作為逆變器后級的吸收緩沖電路。其工作原理為：當(dāng)MOSFET管關(guān)斷時，電容Cs通過二極管Ds充電，電容Cs和二極管Ds構(gòu)成了MOSFET的分流旁路，使得漏極電流能夠迅速地減小，縮短了關(guān)斷時間；當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時，電容Cs通過MOSFET和電阻Rs放電，使得MOSFET的漏極電流能夠迅速地提高，縮短了導(dǎo)通時間。(1)吸收緩沖電路電容Cs的計算由于電容Cs的充電過程決定了MOSFET兩端的電壓的上升率，假設(shè)MOSFET關(guān)斷的瞬間就有電流從電容Cs和二極管Ds回路流過，對Cs充電。充電的總時間為MOSFET的電流下降時間tf與電壓上升時間tr之和。則可以得到如下公式：式中，為流過MOSFET的峰值電流3.3A；為推挽變換的輸出直流電壓360V；經(jīng)查閱IRFP460的數(shù)據(jù)手冊可得。代入數(shù)據(jù)算得=650pf。(2)緩沖電阻Rs的計算MOSFET開通時，Cs通過Rs和MOSFET放電，Cs兩端電壓為：選擇合適的，使，則。在電容放電時，一般可以認(rèn)為三倍的時間常數(shù)時已經(jīng)放完電，選擇，使每次在內(nèi)都可以放完電，則：為了確保MOSFET的安全，放電電流I應(yīng)為漏極電流I的1/4，則：結(jié)合式(4-3)和式(4-4)選出合適的，本設(shè)計選用的是1kΩ的電阻[4]。4.2.4后級輸出濾波器的設(shè)計逆變電源中輸出濾波電路的主要作用是:(1)減小輸出電壓中諧波(特別是逆變電路中開關(guān)器件的開關(guān)頻率上)電壓的幅值。(2)保證基波電壓傳輸。輸出濾波器的理論分析在逆變電源中，輸出濾波通常采用LC濾波。用電感器來作為輸出濾波電路結(jié)構(gòu)的一部分，主要目的有兩個:首先，由于電感能夠儲存能量，可使得在管子關(guān)斷期間輸出電流能夠連續(xù)地流到負(fù)載上;其次電感器與濾波電容一起對逆變后的SPWM脈沖起平滑濾波的作用，使輸出的直流電壓紋波很小。通常使用的濾波器結(jié)構(gòu)是型或者是型濾波器，如圖4-7所示。圖4-7型和型濾波器結(jié)構(gòu)由于型濾波器是最簡單的一種形式，所以它的應(yīng)用也最廣泛。本電源輸出濾波器也采用此結(jié)構(gòu)。輸出濾波器的參數(shù)，即電感值L和電容值C與SPWM頻率緊密相關(guān)。SPWM頻率高，可以減小濾波器的參數(shù)和體積，但會增加開關(guān)損耗，對逆變器的效率不利。具體設(shè)計時，可根據(jù)截至頻率和負(fù)載來選擇。電感的的電抗為，隨著頻率的上升而升高。電容的電抗為，隨著頻率的升高而降低。所對應(yīng)的頻率為截止頻率，若逆變器的輸出電壓中基波頻率為f1;開關(guān)頻率為人;截至頻率為fc，且滿足關(guān)系。由于，故，對基波信號阻抗小；對基波信號分流很小，因此允許基波信號通過。由于，故，對開關(guān)頻率分量阻抗很大;一對開關(guān)頻率分量分流很大，因此濾波器不允許開關(guān)頻率分量通過，更不允許它的高次諧波通過。因濾波電容和負(fù)載并聯(lián)，對逆變電路輸出電流影響較大，所以在設(shè)計濾波電路時，應(yīng)按先選擇濾波電容，再根據(jù)上述原則選擇電感參數(shù)[13]。濾波電感與電容的設(shè)計及選擇在SPWM調(diào)制下，輸出諧波均為開關(guān)頻率以上的高次諧波，因此取截至頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即有下式:SPWM波的頻率為20k，則截至頻率為2000Hz，取濾波電容為，由上式可算出濾波電感值為2mH。在電感器的設(shè)計中，磁芯選擇鐵粉芯，導(dǎo)線截面積為0.8，繞制時用兩股并繞減小了集膚效應(yīng)。實(shí)驗證明，輸出濾波器的輸出正弦波形良好，有效的抑制了高次諧波。4.3SWPM波生成及驅(qū)動電路的設(shè)計4.3.1SWPM波的生成（1）TDS2285功能簡介本章驅(qū)動H橋工作的SPWM信號是由純正弦波逆變控制芯片TDS2285產(chǎn)生的。芯片內(nèi)部采用COMS工藝制程，+5V單電源供電，只需簡單的外圍器件即可完成高性能SPWM發(fā)生及逆變控制，產(chǎn)生的SPWM精度高達(dá)10位，載波頻率為20KHz，其SPWM輸出引腳上具有連續(xù)20mA的負(fù)載能力。此外芯片內(nèi)置短路保護(hù)，工作狀態(tài)指示，可以單獨(dú)產(chǎn)生關(guān)斷前級的控制信號，提供電源電壓穩(wěn)定檢測，直流電源電壓檢測，交流輸出反饋等功能。芯片采用經(jīng)過改良的雙極性SPWM調(diào)制，經(jīng)過外部死區(qū)時間生成后，輸入經(jīng)MOSFET或IGBT驅(qū)動電路至H橋逆變電路，輸出經(jīng)過簡單的濾波即可得到高品質(zhì)的純正正弦波?，F(xiàn)將TDS2285S芯片管腳簡要說明如下：圖4-8TSD2285管腳圖OSC1、OSC2：生成SPWM脈沖波形的時鐘，需外接16M的晶體振蕩器；LED：指示逆變器的工作狀態(tài)，但一直輸出為5V時，LED常亮，逆變器工作正常；當(dāng)蓄電池電壓過壓或欠壓，指示燈每隔1秒閃動一次；當(dāng)輸出交流過流或短路時，指示燈每隔0.5秒閃動一次。SPWM_P、SPWM_N：交流電正、負(fù)半周期調(diào)制波輸出引腳，TDS2285正常工作時，該2個引腳產(chǎn)生10Bit的SPWM脈沖。VAC：逆變電壓反饋輸入端，實(shí)時檢測交流輸出電壓的變動范圍，并作調(diào)整輸出達(dá)到穩(wěn)定輸出的目的。SD：關(guān)閉輸出引腳，當(dāng)他<0.8V時，SWPM輸出關(guān)閉，逆變停止工作，如果不用該功能，可在其上連接一個10K的電阻到電源。DCC：用來控制前級電路，當(dāng)逆變發(fā)生故障時，DCC輸出高電平，用來控制關(guān)閉前級。VBAT：檢測電池電壓，當(dāng)其引腳電壓>3V或<1V時，逆變器停止工作，并轉(zhuǎn)入欠壓或過壓故障狀態(tài)[16]。（2）SWPM波的設(shè)計圖4-9TDS2285外圍電路如上圖芯片采用+5V供電，對地接了104的瓷片電容濾除高頻紋波。5腳接上一LED燈用于指示芯片的工作狀態(tài)，為讓芯片穩(wěn)定工作，利用電位器分壓得到1V供給13腳，12腳輸出控制前級關(guān)斷的信號，10腳接輸出采樣電壓用于穩(wěn)定電壓，6、8腳即可輸出兩路互補(bǔ)的SPWM脈沖信號。4.3.2驅(qū)動電路的設(shè)計（1）驅(qū)動電路的設(shè)計由于本文采用的是集成芯片生成SPWM驅(qū)動波形，上面已經(jīng)講過TDS2285。引腳輸信號的驅(qū)動能力有限，只能提供20mA驅(qū)動能力，必須要加入MOSFET驅(qū)動電路以保證功率MOSFET能夠可靠、快速的觸發(fā)導(dǎo)通和關(guān)斷。本文所采用的驅(qū)動芯片是東芝（TOSHIBA）生產(chǎn)的TLP250光電耦合器，該光耦具有體積小，速度快和驅(qū)動電流高達(dá)1.5A等優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。TLP250的內(nèi)部原理圖如圖4-10所示，設(shè)計的驅(qū)動電路圖如圖4-11所示。圖4-10內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖圖4-11TLP250隔離驅(qū)動電路（2）驅(qū)動電路電源的設(shè)計現(xiàn)將上節(jié)H橋復(fù)制如下，由圖可分析得到，要保證逆變成功必須使用四路獨(dú)立的信號對M1，M2，M3，M4進(jìn)行驅(qū)動，由于上端M1，M3開關(guān)管的源極接濾波器和下端開關(guān)管，無法接地而處于懸浮狀態(tài)，需要同步的自舉電路來抬升門極驅(qū)動電壓。圖4-12驅(qū)動電路電源原理圖如圖設(shè)計的自舉電路，D1和C1分別為自舉二極管和自舉電容，原理如下：假定在M1關(guān)斷期間自舉電容C1是滿電荷狀態(tài)的（即VC1=+15V）。當(dāng)M1關(guān)斷，M2導(dǎo)通時，自舉電容電壓VC1加到逆變橋功率管M2的柵極和源極之間，C1通過M2柵極源極電容Cgs1（柵源電容）充電，在經(jīng)過死區(qū)時間之后，逆變橋功率管M1導(dǎo)通，M2關(guān)斷，則D1、C1和M1形成通路，C1進(jìn)行放電，下個死區(qū)時間之后，VCC對C1充電，補(bǔ)充它在M1導(dǎo)通期間損失的能量。如此循環(huán)反復(fù)[4]。4.3.3死區(qū)時間電路的設(shè)計在驅(qū)動逆變橋時，由于MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷需要一定的時間，當(dāng)驅(qū)動信號的頻率過高時就可能會出現(xiàn)上下橋臂的兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通的情況，從而MOSFET就會因為流過其上的電流過大而損壞。為了防止出現(xiàn)這種情況，就必須要加入死區(qū)電路，其電路如圖4-12所示。圖4-12死區(qū)時間電路高頻沖脈信號傳輸?shù)接呻娮韬碗娙萁M成的延遲電路后，由于電容需要充電，所以脈沖電壓要延遲一小段時間才能上升為高電平，再將延遲后的信號與另外一路的信號通過與門，就得到了加入死區(qū)時間的3管腳SPWM波。本文選用的電阻R=47KΩ，電容C=22pF，則延遲時間t≈RC=1us。由于IRFP460的開關(guān)時間典型值是75ns，所以這個時間足以保證上下橋臂的兩個開關(guān)管不會同時導(dǎo)通[4]。4.4輔助電路設(shè)計為了使系統(tǒng)在發(fā)生故障時不受破壞，保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，本文又設(shè)計如下輔助電路。4.4.1后級過流保護(hù)電路本文設(shè)計的過流保護(hù)電路，是利用檢測輸入直流母線上的電流，而不必對每個MOSFET分別進(jìn)行過流檢測保護(hù)，當(dāng)該電流值超過設(shè)定的閾值時，系統(tǒng)將封鎖整個逆變級MOSFET的驅(qū)動信號，其電路圖如圖所示：圖4-13電流保護(hù)電路在主電路的直流母線上串聯(lián)一個0.5Ω的精密采樣電阻，用于采樣直流母線上的電流。當(dāng)采樣電阻的電壓一旦超過1V（即直流母線的電流大于2A）就立刻產(chǎn)生短路保護(hù)信號。圖中R1取10K，R2為5K電位器給比較器一個比較電壓（1V），R2取10K，D1為快恢復(fù)二極管1N4148。4.4.2電壓采集調(diào)理電路為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定即實(shí)現(xiàn)電壓閉環(huán)反饋，就必須對輸出的交流電壓進(jìn)行采樣。由于本文采用的是單片機(jī)進(jìn)行反饋控制，所以必須將采樣到的電壓經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換送到單片機(jī)中進(jìn)行處理，而A/D采樣不能識別交流電，故需要將采樣到的交流信號進(jìn)行降壓、整流、濾波、分壓，然后再將這個直流量送到單片機(jī)的A/D采樣端口。其整體結(jié)構(gòu)示意圖如圖4-15所示。圖4-14輸出電壓反饋電路4.4.3輔助電源電路因為整個系統(tǒng)的輸入電壓為：30V~50V（實(shí)際使用48V），而TDS2285，TLP250等芯片使用的均是+5V或是+15V的電源，所以不能將輸入電源直接給芯片供電，需要進(jìn)行降壓后才能使用，故設(shè)計如下降壓電路。圖4-15輔助電源電路利用開關(guān)穩(wěn)壓芯片LM2576HV，該芯片的輸入電壓高達(dá)60V，輸出電流可達(dá)1.5A。上圖為其典型的應(yīng)用電路，只需要簡單地外圍電路即可輸出穩(wěn)定的電壓，通過調(diào)節(jié)R1，R2的比值，可以調(diào)節(jié)輸出電壓，本文需要的輸出電壓為+15V。+5V電源利用LM7805穩(wěn)壓芯片，將