畢業(yè)設計(論文)-電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量的系統(tǒng)設計

畢業(yè)設計題目：電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量的系統(tǒng)設計院：電氣信息學院專業(yè)：電氣工程及其自動化班級：0708學號：01學生姓名：導師姓名：完成日期：2011年6月4日畢業(yè)設計（論文）任務書題目：電力系統(tǒng)接地電阻的智能測量的系統(tǒng)設計姓名院電氣信息學院專業(yè)電氣工程及其自動化班級0708學號01指導老師職稱副教授教研室主任1、研究國內外電力網接地電阻測試線裝。2、完成電力系統(tǒng)接地電阻智能測試系統(tǒng)的總體構思。3、研究測量原理與技術。4、完成硬件系統(tǒng)設計。5、完成軟件系統(tǒng)設計。6、撰寫畢業(yè)設計說明書。進度安排及完成時間：1：第一周至第二周：查閱資料，撰寫文獻綜述和開題報告。2：第三周至第四周：畢業(yè)實習。3：第五周至第六周：完成智能測試系統(tǒng)的總體框圖。4：第七周至第八周：完成各單元電路設計。5：第九周至第十周：完成總體硬件電路設計。6：第十一周至第十二周：完成系統(tǒng)軟件設置。7：第十三周至第十四周：撰寫畢業(yè)設計說明書。8：第十五周至第十六周：6-15至6-18，畢業(yè)答辯。目錄TOC第1章緒論 31.1課題背景介紹及研究意義 31.2接地電阻測試方法的發(fā)展現(xiàn)狀 41.2.1接地電阻測量的基本原理 41.2.2伏安法(電壓—電流表法) 41.2.3E型搖表法 41.2.4數字式接地電阻測試儀 51.2.5主要研究內容和關鍵技術 51.3應用前景分析 6第2章設計總體構思及干擾分析 72.1設計總體構思 72.1.1測試原理 72.1.2硬件原理框圖 82.1.2軟件程序框圖 8 92.2.1使用三重屏蔽，減少電磁干擾 102.2.2使用帶通濾波器，限制采樣信號帶寬 112.2.3特定頻率信號的DFT檢波 122.2.4同頻干擾信號分離 19第3章測量系統(tǒng)的硬件設計 213.1單片機硬件系統(tǒng)的配置 213.1.1單片機選型 213.1.2C8051F005單片機系統(tǒng)說明 223.2單片機外圍電路模塊設計 233.2.1電壓偏移電路 233.2.2JTAG接口電路 243.3微弱電流信號前置放大電路設計 253.3.1微電流測試基本原理 263.3.2微電流放大電路元器件的選擇 263.3.3放大電路結構的改進 273.4程控濾波器電路模塊設計 283.4.1硬件連接電路圖 303.5液晶顯示電路設計 303.5.1液晶管腳接口說明表 313.5.2液晶顯示電路硬件連接圖 32第4章測量系統(tǒng)的軟件設計 334.1液晶顯示 334.2干擾信號頻率檢測 334.3正弦電壓激勵信號發(fā)生 354.4可編程濾波器軟件設計 364.5電壓電流數據采集 384.6數字信號處理 404.6.1DFT選頻檢波及同頻信號矢量分解 404.6.2接地電阻計算 42參考文獻 43附錄：總電路圖 44第1章緒論1.1課題背景介紹及研究意義為了維護電力系統(tǒng)安全可靠運行，保障電氣設備與運行工作人員安全，發(fā)配電設備的質量和各種保護系統(tǒng)的質量指標固然十分重要，而一個安全可靠的接地系統(tǒng)，對電力系統(tǒng)的安全運行和防止事故的發(fā)生同樣具有十分重要的意義，接地系統(tǒng)的好壞直接關系到電氣設備正常工作和人身的安全。因為接地不良而造成設備故障的情況屢有發(fā)生，全國各地就曾多次發(fā)生因接地網的問題而造成重大事故的事例。衡量接地系統(tǒng)的標準包括接地電阻、跨步電阻、接觸電阻、均衡電位、泄流能力、抗腐能力等，而接地電阻的大小是判斷接地系統(tǒng)合格與否的主要判據之一。接地電阻測試儀是檢驗測量接地電阻的常用儀表，也是電氣安全檢查與接地工程竣工驗收不可缺少的工具，傳統(tǒng)的接地電阻的測量方法，通常是斷開接地線與電力設備的連接，采用搖表法進行測量，他是一種離線激勵測量方法，存在著明顯的缺點；⑴在測量時電力設備需要停電，影響了電網的正常供電和用戶的生產生活用電，會造成極大的經濟損失，特別是在電力短缺、社會生產生活各方面對連續(xù)供電的迫切需的現(xiàn)實情況下，要一些大型樞紐發(fā)變電站停電或臨時斷開主變中性接地點的困難較大，所以這種離線測試方法明顯不適用于現(xiàn)在社會電力設備運行的實際要求。⑵每次測量時都要打兩個或兩個以上輔助地極，這不僅增加了維護的勞動強度，浪費大量的人力物力，而且許多現(xiàn)場情況無法打輔助地極，如果周圍是水泥地會更加不便;打地樁地點的選擇要經過計算，測試結果受具體打樁地點地質和周圍地形的影響，有時在打輔助地極時無法滿足在地網對角線方向上電流輔助極距地網約40m、電壓輔助極距地網20m這一要求。⑶離線測量方法測試到的僅僅是接地線的電阻是否符合要求，對于連接到電力設備之后，整個系統(tǒng)工作是否良好無法進行判斷。因此，在電力系統(tǒng)的接地電阻日常測試中，迫切需要一種不必斷開接地線就能夠方便地測量接地電阻的在線智能測量系統(tǒng)，本課題就是應此需求而產生的。研究的是一種新型的接地電阻測量系統(tǒng)，它改變了測試接地電阻傳統(tǒng)的測量原理和手段。無需打輔助地樁，無需斷開設備電源，無需將接地體與設備隔離，可在不斷開接地系統(tǒng)的條件下進行接地電阻的在線智能測量。1.2接地電阻測試方法的發(fā)展現(xiàn)狀接地電阻測量的基本原理接地電阻測量的基本方法是設法在電流極和被測接地體之間注入交流電流I，此時在被測接地體和電壓極之間可獲得一電壓U，通過測量該電流和電壓值，根據歐姆定律，即可計算出被測接地體的接地電阻?？梢哉f各種接地電阻測試儀都是根據歐姆定律來設計的，只是實現(xiàn)的具體方式不同而己。伏安法(電壓—電流表法)最初對接地電阻的測量采用的是伏安法，這種方法是非常原始的。使用安培計、伏特計測量由電源兩電極流入地下的電流值，以及測量之間的交流電位差，由安培計和伏特計所得的數值就可以根據歐姆定律計算出接地電阻值。在使用伏安法測定電阻時須先估計電流的大小，選出適當截面的絕緣導線，在預備試驗時可利用可變電阻R調整電流，當正式測定時，則將可變電阻短路，由安培計和伏特計所得的數值來計算出接地電阻。伏安法測量地阻有明顯不足之處，首先是麻煩、煩瑣、工作量大，試驗時，接地棒距離地極為20～50米，而輔助接地距離接地至少40～100E型搖表法五六十年代，蘇聯(lián)的E型搖表取而代之了伏安法，它的基本測試原理是采用三點式電壓落差法，是在電流輔助極和被測接地體之間注入低頻交流電流I，此時在被測接地體和電壓極之間可獲得一電壓U,通過測量該電流和電壓值，根據歐姆定律,即可計算出被測接地體的接地電阻。其測量手段是在被測地線接地樁(暫稱為X)一側地上打入兩根輔助測試樁，要求這兩根測試樁位于被測地樁的同一側，三者基本在一條直線上，距被測地樁較近的一根輔助測試樁(稱為Y)距離被測地樁20米左右，距被測地樁較遠的一根輔助測試樁(稱為Z)距離被測地樁40米左右。測試時，按要求的轉速轉動搖把，測試儀通過內部磁電機產生電能，在被測地樁X和較遠的輔助測試樁(稱為Z)之間“灌入”電流，此時在被測地樁X和輔助地樁Y上述儀器由于手搖發(fā)電機的關系，測量精度也不是很高。這種測量方法還有其它缺點：⑴測量都要打輔助地極，需要在現(xiàn)場布置幾十米以上的電極引線，增加了作業(yè)的勞動強度。⑵由于整個測量過程從打輔助地極到測量都是人工操作，因此測量結果受人為因素影響很大，如測量時手柄搖動速度過慢、頻率不均勻等都會對測量結果產生很大影響。⑶測量時需將接地體與設備斷開，以避免設備自身接地體影響測量的準確性，從而不能實現(xiàn)在線測量。數字式接地電阻測試儀近年來由于計算機技術的飛速發(fā)展，因此接地電阻測試儀也滲透了大量的單片機處理技術，其測量功能、內容與精度是傳統(tǒng)儀器所不能相比，例如仿“搖表”式數字地阻儀，它與傳統(tǒng)接地搖表的主要區(qū)別是將電流電壓與接地電阻的采集處理數字化，其電源由電池提供，無需手搖。仿“搖表”式數字地阻儀投入使用給接地電阻測試帶來了生機，雖然測試時的接線方式同E型搖表沒什么兩樣，但是其穩(wěn)定性和精度遠比搖表指針式高得多。而真正接地電阻測試儀的一個突破性創(chuàng)舉是在九十年代鉗口式地阻儀的誕生，他打破了傳統(tǒng)式接地電阻測試方法。如法國CA公司生產的6411單鉗式接地電阻測試儀稱得上接地電阻測試的一大革命，CA6411鉗式接地電阻測試儀外形酷似鉗形電流表，其最大特點測量時不需輔助地極，無須切斷設備電源或斷開地線就可以對使用中的設備的地阻進行在線測量，只需往被測地線上一夾，幾秒后即可獲得測量結果，極大地方便了接地電阻測量工作。但是，這種測量方法具有如下缺點:⑴由于儀器向接地回路注入的低頻交流電壓只有單一的測試頻率，當其頻率與電氣設備地網泄漏電流頻率接近時，測量精度很低，嚴重時甚至無法進行測量；⑵由于電壓注入線圈與電流測量線圈組合在同一鉗口內，故線圈與線圈之間的互感效應對測量精度有較大影響；⑶不能滿足以下地阻的測量要求；⑷鉗口內徑小(一般為25mm的圓口)，對引線寬度大于25mm的地網無法測量。主要研究內容和關鍵技術為此，我們設計了一種接地電阻在線測量儀，通過運用單片機控制技術和變頻測量技術，設計新的傳感器探頭，可以克服上述缺點，實現(xiàn)接地電阻的準確在線測量。為了提高測量儀的抗干擾能力，電壓線圈產生的低頻交流電壓的頻率是可變的頻率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128Hz等4種頻率中自動選擇。測量前，儀器先對接地網中干擾電流頻率進行測量，根據干擾電流的頻率啟動選擇低頻交流電壓的頻率，從而避開了干擾電流的頻率，大大增強了該儀器的抗干擾能力。運用雙鉗口法，無需打樁放線即可進行在線直接測量。可自動檢測整個接地回路接口連接狀況及地網的干擾電壓、干擾頻率。本課題的目的是實現(xiàn)接地系統(tǒng)接地電阻的智能在線測量，為此需要有非接觸的電壓和電流傳感器來傳輸和感應電信號，還需要有一個激勵信號源；此外，由于電流傳感器感應到的電流信號十分微弱，在微安級，因此初級的微電流放大對后續(xù)的信號處理十分重要；而如何去除來自系統(tǒng)外部及本身的各種干擾，特別是近頻干擾和同頻干擾，從強干擾背景中提取出有用信號，是系統(tǒng)測試精度高低的關鍵。本儀器的關鍵技術和主要創(chuàng)新點是將傳統(tǒng)的模擬電子技術，傳感器技術與數字信號濾波處理技術有機的結合在一起來實現(xiàn)接地電阻的測量。本儀器主要設計內容包括：⑴高精度，能抗強干擾的傳感器的設計；⑵對微弱電流信號的前置放大電路設計；⑶可變頻的正弦信號激勵源的設計；⑷硬件濾波及數字濾波處理，近頻及同頻干擾下有效信號的提取。1.3應用前景分析智能接地電阻測試儀具有測試精度高，操作簡便的特點，能夠在不停電的情況下檢測接地回路的電阻，具有較大的實用價值。除了應用于電力系統(tǒng)接地電阻的測試外，隨著移動通信和建筑業(yè)等行業(yè)的快速發(fā)展，也可廣泛應用于電信系統(tǒng)、建筑大樓、機場、鐵路、油槽、避雷裝置、高壓鐵塔等接地系統(tǒng)接地電阻的日常檢測中。第2章設計總體構思及干擾分析2.1設計總體構思2.1.1測試原理接地電阻的測量原理圖如圖2-1所示圖2-1接地電阻的測量原理圖2-1中，Nv為繞在儀器電壓傳感器內的電壓發(fā)生器線圈的圈數，Ni為繞在儀器電流傳感器內的電流接收線圈的圈數。測量時，電壓線圈產生一個已知的恒定低頻交流電壓U，在被測接地引線回路中通過電磁感應產生電壓u:,該電壓u在地線回路中會產生電流i：，該電流i被電流接收線圈轉換為電流I，，根據下式即可計算出接地電阻Rx：（2-1）式中：通常Nv，Ni取值為1。為提高測量儀的抗干擾能力，電壓線圈產生的低頻交流電壓的頻率是可變的，頻率可以在94Hz，105Hz，111Hz，128Hz等4種頻率中自動選擇。測量前，儀器先對接地網中干擾電流的幅值和頻率進行測量，根據干擾電流的頻率，自動選擇低頻交流電壓的頻率，從而避開了干擾電流的頻率，大大增強了該儀器的抗干擾能力。2.1.2硬件原理框圖為了實現(xiàn)上述的接地電阻測量方法，系統(tǒng)硬件的原理框圖如2-2所示：LCDLCD顯示按鍵輸入JTAG通信接口單片機系統(tǒng)耦合電壓采樣程控有源濾波低通有源濾波前置放大分壓電路功率放大電流傳感器電壓傳感器接地回路接地回路圖2-2系統(tǒng)硬件原理框圖測量系統(tǒng)主要由單片機構成的信號發(fā)生器和數據采集處理系統(tǒng)，程控有源濾波器，前置放大電路等組成，具有按鍵控制，液晶顯示及JTAG通信接口。2.1.2軟件程序框圖根據接地電阻的測量原理和硬件框圖，作為測試核心的單片機主要完成以下軟件功能：⑴系統(tǒng)開機后的端口初始化設置，系統(tǒng)時鐘設置；⑵液晶顯示程序；⑶干擾頻率測量；⑷正弦波激勵電壓信號的合成及DAC輸出；⑸電壓電流信號的采樣；⑹電壓電流采樣信號的離散傅立葉檢波和同頻干擾的去除；⑺接地電阻的計算。根據上述軟件功能整個系統(tǒng)軟件總流程框圖如圖2-3所示：開始開始系統(tǒng)初始化液晶開機顯示激勵信號參數設置干擾信號頻率檢測程控濾波器參數設置程控濾波器參數設置正弦電壓激勵信號發(fā)生電壓，電流信號采集DFT選頻濾波同頻干擾信號分離接地電阻計算測試結果顯示圖2-3系統(tǒng)軟件總體流程框圖接地電阻測量一般在發(fā)電站和變電站中使用，在現(xiàn)場實際測量中會遇到各種各樣的干擾，電流傳感器采樣到的信號除了有用的電流信號之外，也含有其它一些干擾成分。主要包括外部環(huán)境中的電場和磁場干擾及接地回路中的干擾，按照干擾的傳播途徑可分為傳導干擾和輻射干擾。根據分析，各種干擾成分對于系統(tǒng)的測量精度會產生較大的影響，當接地電阻值較大時，干擾信號強度甚至會遠大于有用信號，因此有必要采取相對應的措施減小或去除不需要的干擾信號，從采集到的混合信號中提取出有用的信號供后續(xù)信號處理，提高系統(tǒng)的測量精度。由于采用變頻測量方法，使系統(tǒng)的工作信號頻率避開了干擾信號頻率，所以主要是針對與信號頻率相接近的近頻干擾及從電壓傳感器發(fā)射的同頻干擾進行濾波處理?？梢酝ㄟ^采用三重屏蔽、帶通濾波、離散傅立葉變換(DFT)選頻檢波、檢相方法去除干擾。其去干擾的流程示意如圖2-4：三重屏蔽三重屏蔽帶通濾波DFT檢波正交驗相信號屏蔽外部電磁輻射干擾跟蹤信號頻率帶寬提取系統(tǒng)頻率信號同頻信號正交分解有用信號圖2-4系統(tǒng)干擾信號處理過程示意圖2使用三重屏蔽，減少電磁干擾由于接地電阻測試儀一般在發(fā)電站和變電站中使用，外部空間環(huán)境中存在較強的電場以及磁場干擾，通過空間傳輸到傳感器的線圈當中，引起波形失真，更重要的是電壓傳感器的線圈同電流傳感器的線圈之間的電磁耦合作用，使得電流傳感器中接收到一個與有用信號相同頻率的干擾信號，在接地電阻較大時，干擾信號甚至大于有用信號，嚴重影響系統(tǒng)的測量精度。由于采樣信號是從電流傳感器感應進來，而系統(tǒng)希望采樣到的只是接地回路中的信號，所以要采取措施從源頭上減少或完全去除從外部環(huán)境空間和電壓傳感器耦合到電流傳感器的干擾信號，而在傳感器鐵心外側加入屏蔽層，可以去除大部分外部空間的電磁干擾及同頻信號的干擾。為此采用特有的三重屏蔽方法，通過三重屏蔽層，能有效隔離或減弱外部環(huán)境中的電磁干擾及電壓傳感器中的同頻干擾。三重屏蔽的主要原理如下：屏蔽技術是利用金屬材料對電磁波具有良好的吸收和反射能力進行抗干擾的，根據電磁干擾的特點選擇良好的低電阻導電材料或導磁材料，構成合適的屏蔽體就可以減小電磁千擾。屏蔽體所起的作用好比是在一個等效電阻(儀表)兩端并聯(lián)上一根短路線，當干擾信號竄入時直接通過短路線，對等效電阻(儀表)幾乎無影響。⑴電場屏蔽對電場的屏蔽采用導電率高的材料，其原理是使用接地的金屬體包裹或隔離信號傳輸線，在屏蔽體接地后，干擾電流經屏蔽罩外層短路入地，為了達到較好的電場屏蔽效果，需要選用低電阻的金屬材料(導電性好)，并且金屬體必須要有良好的接地。⑵磁場屏蔽對磁場的屏蔽采用高導磁率的材料做成磁屏蔽罩，在磁場頻率比較低時(100kHz以下)，通常采用鐵磁性材料如鐵、硅鋼片、坡莫合金等進行磁場屏蔽。由于鐵磁性物質的磁導率很大，其磁阻遠小于被干擾電路與屏蔽罩之間的空氣隙之間的磁阻，所以干擾磁場的磁力線大部分通過屏蔽罩而不通過空氣隙進入被干擾電路，從而減小了外部雜散磁場的影響。屏蔽體殼壁的相對磁導率越大或殼壁越厚，進入到屏蔽體內的磁場越弱。⑶電磁屏蔽電磁屏蔽主要是抑制高頻電磁場的干擾，高頻磁場屏蔽材料采用導電性良好的低電阻金屬材料。當高頻磁場穿過金屬板時在金屬板上產生感應電動勢，由于金屬板的電導率很高，所以產生很大的渦流，渦流又產生反磁場，與穿過金屬板的原磁場相互抵消，同時又增加了金屬板周圍的原磁場。其總的效果是也是是使干擾磁場的磁力線在金屬板四周繞行而過。根據電磁屏蔽的原理，其屏蔽罩不一定要接地，但是為了使其兼顧有電屏蔽的作用，一般將電磁屏蔽層接地。2使用帶通濾波器，限制采樣信號帶寬通過電流傳感器從接地回路中感應到的信號，包含有各種頻率的干擾成分，從上MHz的高頻干擾到只有幾Hz的低頻干擾或直流干擾成分。這樣整個采樣信號頻率帶寬較寬，根據奈奎斯特采樣定律，為了避免時間信號在頻域上的混疊，系統(tǒng)的采樣頻率必須大于或等于信號最高頻率的2倍，此外如果信號中含有高頻分量，則系統(tǒng)的采樣頻率必然需要提高，對單片機的工作速度要求也相應提高。如果要降低系統(tǒng)采樣頻率，應該去除信號中的高頻分量。在單片機對連續(xù)時間信號進行數字采樣之前，需要使用帶通濾波器，通用的帶通濾波電路原理圖如圖2-5，感應信號經過帶通濾波處理后，可以濾除信號中的高頻及較低頻干擾，得到一個較窄的在信號頻帶范圍內的信號，便于后續(xù)的信號采樣及數字濾波處理。圖2-5帶通濾波電路原理圖2特定頻率信號的DFT檢波帶通濾波器是一個窄帶濾波，帶通濾波后的信號仍然有一定的帶寬，一般可以達到3db，但是如果接地回路中含有與信號頻率比較接近的周期干擾信號，正好處于窄帶濾波的信號頻帶內，這一近頻干擾用一般的方法是很難濾掉的。原始的信號為時域信號，反映的是以時間為自變量的幅度的關系，從中無法看出信號的具體成分，可以設法把信號轉換到頻域進行處理。由傅立葉級數的基本概念可知，任意一個函數都可以分解為無窮多個不同頻率正弦函數之和。正弦信號是最規(guī)則的信號，由幅度、相位和頻率三個參數即可完全確定，因此，對一個任意信號，都可以用多個不同頻率、幅值、相位各異的正弦信號疊加來表示。此時，對于任一個信號又可以用其不同的頻率、幅值組成來確定，這樣，對信號的認識就由時域轉變到了頻域。當有用信號的頻域特征與干擾背景噪聲不同時，采用頻域處理方法可以有效地將特定頻率的有用信號分離出來。利用離傅立葉變換(DFT)對波形的采樣值進行頻譜分析，可以得到一系列譜線，每一條譜線對應一定頻率的幅值或相位值，得到了幅度、相位和頻率就可以確定一個正弦信號成分。1.離散傅立葉變換(DFT)的定義時域上的連續(xù)時間信號x(t)經等時間間隔采樣N點后，得到一個列長為N的離散數字序列x(n)，他的離散傅立葉變換定義為:（，）（2-2）（）（2-3）假定x(n)與y(n)是兩個長度為N的有限長數字采樣序列，其各自的離散傅立葉變換分別為:，根據離散傅立葉變換的定義，可以計算得出:（a，b為任意數）（2-4）可見離散傅立葉變換具有線性特性，多個正弦信號登加后的合成信號的離散傅立葉變換，與單個信號進行離散傅立葉變換后再進行相加后的結果是一致的。2.離散傅立葉變換的檢波濾波特性假設有M個不同頻率的正弦信號益加在一起合成一個信號x(t):（2-5）為第i個正弦波信號的幅值，頻率，相位對疊加信號Y(t)的進行N點等間隔采樣，可得到一個離散數字序列Y(n)，根據離散傅立葉變換的線性特性有:（2-6）所以可以先對單個正弦波的采樣序列進行離散傅立葉變換分析，假設有一正弦波信號：（2-7）分別為此正弦波信號的幅值、頻率、相位設定系統(tǒng)信號采樣頻率為，則采樣時間；采樣點數設為N，即采樣序列長度為N，得到正弦波的N點離散采樣數字序列x(n):（2-8）此N點采樣序列的離散傅立葉變換:（）（2-9）（歐拉公式）令則有：（2-10）（2-11）由式(2-7)只有可知當即只有當信號頻率時，第k點的離散傅立葉變換才有一個值，而其它不同頻率的正弦波信號在第k點的值為0，通過計算X(k)，可以得到頻率時的正弦波信號的幅值和相位?？梢?，當輸入信號的頻率為時，X(k)的N個值中只有，其余皆為零。因此如果輸入信號為若干個不同頻率的信號的組合信號，經離散傅立葉變換后，在不同的k值上，X(k)將有一一對應的輸出，所以，離散傅立葉變換實質上對特定頻率額信號具有選擇性，具有檢波濾波的作用。為離散付里葉變換的頻率分辨率，采樣的點數N越多，頻率分辨率越高。如圖2-6所示為離散傅立葉檢波濾波示意圖，相當于一個梳狀濾波器，只有處的頻率信號才能通過濾波器。時域信號時域信號x(t)離散序列x(n)離散傅立葉變換AD采樣0…………圖2-6離散傅立葉檢波濾波示意圖對信號進行離散傅立葉變換時，系統(tǒng)的采樣頻率，采樣點數等參數選擇應符合以下原則：⑴當信號中最高頻率為時，采樣頻率應滿足奈奎斯特采樣定律，即：也就是說采樣時間間隔T需要滿足:⑵信號采集的持續(xù)時間為，式中N為信號采樣點數，為譜分析的頻率分辨率⑶離散傅立葉變換的采樣點數N需滿足:上式是滿足給定標準的最少采樣點數。3.采樣信號幅頻特性，相頻特性（2-12）其中:為信號的實部，為信號的虛部信號的頻率:（2-13）信號的幅值:（2-14）信號的相位:（2-15）根據以上分析，通過離散傅立葉變換對采樣數字序列進行變換后，可以對信號成分進行頻譜分析，得到特定頻率正弦波分量的幅頻特性及相頻特性。4.檢波中的實際問題及解決方法⑴柵欄現(xiàn)象對離散采樣信號進行離散傅立葉檢波時，頻譜上第k點所對應的頻率，這樣頻譜只給出了信號在一系列離散點處的幅值。而對于相鄰兩點之間頻率的信號，離散傅立葉頻譜是無法顯示出來的。這就好像是在百葉窗內觀察窗外的景色，看到的是百葉窗窗縫內的部分景色，而無法看到被百葉窗擋住的部分。這就是柵欄現(xiàn)象。在理想狀態(tài)下，激勵信號的頻率f同單片機程序設定的頻率是一致的，ADC采樣頻率也是根據這個頻率設置，一個周期信號中的采樣點數是固定不變的。采樣序列經過離散傅立葉變換后可以認為：有用信號正好處于頻譜圖上的第k點上：。第k點處的幅值即為所需頻率信號的值。實際中，激勵電壓信號是由單片機內部產生的，本身就會有一定的偏差，單片機發(fā)出的信號經過濾波放大等硬件電路處理后，其實際信號頻率會產生一定的偏移，與單片機系統(tǒng)設定的頻率實際上并不相符合；如果還是根據事先設定的激勵信號頻率f來設置采樣頻率，則計算出的處的值并不能真實的反映原始激勵信號，被測信號與設定頻率稍有偏離，就會出現(xiàn)較大誤差。所以，如何根據實際的激勵信號頻率來設定ADC采樣頻率，是DFT檢波能準確提取出特定頻率信號的關鍵所在。⑵信號的頻率跟蹤采樣及其實現(xiàn)根據公式可知，在采樣點數N固定N的情況下，要使與信號頻率相等，只用根據實際的f值來調整系統(tǒng)采樣頻率，使系統(tǒng)采樣頻率實時跟蹤激勵信號頻率變化。為此采用變化采樣間隔和固定的采樣點數對激勵信號(頻率為0采樣，現(xiàn)設定系統(tǒng)在一個信號周期內固定采樣128點，則系統(tǒng)采樣頻率，采樣時間間隔。采樣時間間隔由鎖相環(huán)倍頻電路來控制，再造一個與信號嚴格同步的信號來直接控制信號的采樣和轉換，這樣可以實時跟蹤信號頻率，保證采樣頻率和信號頻率的比值為固定的128，也就是每一個信號周期都能夠采樣128點，實現(xiàn)了對信號的實時頻率跟蹤采樣。①鎖相環(huán)倍頻的頻率跟蹤原理由鎖相環(huán)和計數器組成的鎖相環(huán)倍頻器可以實現(xiàn)相位鎖定和頻率倍增的功能，其結構框圖如圖2-7所示:鑒相器鑒相器低通濾波器壓控振蕩計數器分頻輸入輸出輸入圖2-7鎖相環(huán)倍頻結構原理框圖由上圖，鎖相環(huán)由三部分組成：即相位比較器(鑒相器PD)，低通濾波器(LPF)和壓控振蕩器(VCO)。這是一個相位自動跟蹤的負反饋系統(tǒng)。相位比較器將和兩信號之間的相位差轉換成脈沖寬度信號，經低通濾波器平滑后，輸出一個直流電壓信號，正比于兩信號之間的相位差。壓控振蕩器是一種輸出振蕩頻率受輸入直流電壓控制的振蕩器，直流電壓信號控制壓控振蕩器的頻率變化，使輸入和輸出信號頻率之差不斷減小，直到兩者之間的差值為零。如果和有相位差變化時，就可導致振蕩頻率的變化。經計數器N(N為正整數)分頻后，作為負反饋信號，環(huán)路設計時保證了此負反饋回路是穩(wěn)定的。和只要有絲毫差別，其相位差就會不斷地增加或減少，負反饋環(huán)路設計保證了相位差為零的趨勢。因此，只要電路增益足夠大，系統(tǒng)又穩(wěn)定工作（鎖定狀態(tài))，準確無誤，即，實現(xiàn)了嚴格的倍頻要求，而且相位上也是鎖定的。如果周期信號在鎖相環(huán)的輸入端每周期產生一個脈沖信號，輸出端就會有N個脈沖信號輸出，用輸出脈沖去觸發(fā)A/D轉換進行采樣，就實現(xiàn)了N倍頻的整周期采樣。這種采樣方式與時間無關，稱為空間采樣。②頻率跟蹤的硬件電路實現(xiàn)系統(tǒng)頻率跟蹤電路的核心部件是鎖相環(huán)，鎖相環(huán)選用集成數字鎖相環(huán)芯片CD4046，CD4046的內部結構見圖2-8：圖2-8CD4046的內部結構圖CD4046內部集成有2個不同類型的相位比較器、1個壓控振蕩器、輸入信號源極跟隨器和穩(wěn)壓管。相位比較器有2個共同輸入信號端(3腳和14腳)，一般14腳為外部信號輸入端，3腳為PD反饋信號輸入端。相位比較器I是異或門，它有較好的噪聲抑制性能，但捕獲頻率范圍較窄，使用時要求輸入信號的占空比為50%的產生1個數字信號(2腳)，并在外部輸入信號與PD反饋輸入信號之間的中心頻率處維持相移；相位比較器n由邏輯門控制的4個邊沿觸發(fā)器和3態(tài)輸出電路組成的邊緣觸發(fā)雙穩(wěn)電路，不要求輸入信號的占空比為50%,產生數字誤差信號(13腳)和相位脈沖輸出(1腳)，并在外部輸入信號與PD反饋輸入信號之間保持嚴格同步，產生相移。線性壓控振蕩器VCO產生1個方波輸出信號，最高頻率可達，其實際輸出頻率與VCO輸入的電壓以及連接到引出端的電容值及的阻值有關，并且輸出范圍為～其中：(2-16)(2-17)其中:；；。相位脈沖輸出端(1腳)，用于表示鎖定或2個信號之間的相位差。如果相位脈沖端輸出高電平，表示處于鎖定狀態(tài)。在信號輸入端無信號輸入時，壓控振蕩器被調整到最低頻率上。以CD4046為核心設計的鎖相環(huán)倍頻電路如圖2-9所示，可以選擇實現(xiàn)2，4，8，16，32，64，128，256多種倍頻的電路。圖2-9鎖相環(huán)倍頻硬件電路R3，R2和C2組成低通濾波器，第12管腳開路以實現(xiàn)最低輸入頻率接近于零，C1的大小控制倍頻的中心頻率；通過雙四位二進制計數74LS393實現(xiàn)2的整數次冪倍頻，從VCO的4端輸出的信號，輸入到計數器74LS393的1端，計數器74LS393對輸入信號可進行2，4，8，16，32，64，128，256分頻，分頻后的輸出信號接到相位比較器的輸入端3，與輸入的原始信號進行相位比較，直至3端和4端的輸入信號的相位差不再隨時間變化而變化，環(huán)路進入鎖定狀態(tài)，此時VCO的4端輸出的信號即為對實現(xiàn)了N倍頻的信號。2同頻干擾信號分離經過DFT選頻后可以提取出一個與系統(tǒng)信號頻率相同的信號，此信號是兩個同頻信號的疊加值：一個為同頻干擾信號,與激勵電壓信號的相位是相同的；另一個是經電而電壓轉換后的有用信號，相位滯后激勵電壓信號?，F(xiàn)需要將有用的電流、電壓轉換信號給提取出來，傳統(tǒng)的方法是采用互相關軟件鎖相方法來濾除同頻正交干擾。但是無論是采用互相關正交檢測法還是采用正交矢量分解法，都必須保證激勵電壓信號采樣序列與電流信號的采樣序列是一一對應的，即兩采樣序列是要保持同步，表明電流信號是在激勵電壓信號作用下的結果，這樣計算出來的電阻值才是真實的值。如果兩個信號不是同時采樣，則各通道采集的信號并不是同一電角度下的數據，兩者之間的相位差是不真實的，若用這樣的數據作為原始數據使用，將帶來相應的系統(tǒng)誤差。現(xiàn)采用電壓電流輪流采樣的方法(如圖2-10)：即先采樣一個電壓點，完成后馬上切換到電流采樣，采樣一個點，然后回到電壓采樣，如此循環(huán)直到完成系統(tǒng)所需的采樣點數為止。多路選擇開關多路選擇開關采樣/保持整形/鎖相/128倍頻CPUA/D轉換電流信號電壓信號IN1IN2圖2-10電壓電流同步采樣示意圖己知系統(tǒng)信號最高頻率為128Hz，最低為94Hz，現(xiàn)一個周期要等間隔采樣128個點，則每一個信號的最低時間采樣間隔，；儀器采用的高速單片機，內部集成有一個8通道的ADC，通過模擬選擇開關AMUX切換轉換電壓電流采樣通道，其采樣/保持的建立時間為,ADC轉換采樣時間最大為，可見完成兩個信號的切換采樣時間最多為，在系統(tǒng)采樣時間間隔規(guī)定的范圍內，從而可以保證對電壓電流信號的同步采樣。從而可以得到準確的電壓電流信號相位差。通過使用三重屏蔽設計、帶通濾波器、特定信號的DFT檢波及同頻干擾信號的分離后，可以基本上能去除測量過程中存在的干擾，從而得到準確的有用信號值，為后續(xù)的處理提供了很大的方便，確保了測量的接地電阻阻值的準確性。第3章測量系統(tǒng)的硬件設計3.1單片機硬件系統(tǒng)的配置3單片機選型根據前面介紹的測試原理，單片機系統(tǒng)是接地電阻測量系統(tǒng)的核心部分，單片機系統(tǒng)需要完成如下基本功能：⑴DAC器件作為數字正弦信號發(fā)生器，產生正弦波信號⑵ADC器件完成數據采集，測量電壓電流信號⑶數據采集結果的檢波濾波及其運算⑷測試結果的液晶顯示傳統(tǒng)的80C51單片機通常內部資源少，需要外接專門的DAC和ADC器件，還要用數據鎖存器，存儲器等一些輔助器件，這樣不僅增加了儀表電路板的面積及布線難度，而且控制起來也較麻煩，有時會出現(xiàn)時序紊亂，動作失控，數據錯亂的現(xiàn)象，而且其運算速度慢，影響到數據的實時處理。為此，我們選用了Cygnal公司C8051F系列單片機中的C8051F005作為檢測核心，只需要一片指甲大小的芯片就可以完成上述所有的系統(tǒng)功能，無需外圍器件，配置十分簡單，整機的穩(wěn)定性更好，數據精度更高?，F(xiàn)介紹C8051F系列單片機單片機的特點如下。Cygnal公司推出的C8051F系列單片機既彌補了80C51系列的不足，又與MCS-51指令集兼容。C8051F系列單片機是完全集成的混合信號系統(tǒng)級芯片，具有與8051指令集完全兼容的CIP-51內核。在單片內集成了構成一個單片機數據采集或控制系統(tǒng)所需要的幾乎所有模擬和數字外設及其它功能部件。這些外設或功能部件包括：ADC、可編程增益放大器、DAC、電壓比較器、電壓基準、溫度傳感器、SMBus/I2C、UART、SPI、定時器、可編程計數器/定時器陣列(PCA可實現(xiàn)捕捉、軟件定時、高速輸出、PWM),Flash存儲器、非易失性存儲器、內部振蕩器、看門狗定時器及電源監(jiān)視器等。這些外設部件的高集成度為設計小體積、低功耗、高可靠性、高性能的單片機應用系統(tǒng)提供了很大的方便，同時也可以使整體系統(tǒng)的成本大大降低。CIP-51微控制器內核CIP-51與MSC-51指令完全兼容。CIP-51內核廢除了原51的機器周期概念，指令以時鐘為運行單位，創(chuàng)建了CIP-51的CPU模式，以流水線方式處理指令，標準的8051一個機器周期要占用12個系統(tǒng)時鐘周期，執(zhí)行一個指令至少要一個機器周期，而CygnalC8051F系列單片機指令處理采用流水線結構，機器周期由標準的12個系統(tǒng)時鐘周期降為1個系統(tǒng)時鐘周期，指令處理能力比MCS51大大提高。70%的指令執(zhí)行是在一個或兩個系統(tǒng)時鐘周期內完成，只有四條指令的執(zhí)行需4個以上時鐘周期，大大提升了運行速度。CIP-51工作在最大系統(tǒng)時鐘頻率25MHz時它的峰值速度達到25MIPSC8051F系列單片機的I/O口由固定方式改為交叉開關配置，可編程數字I/O和交叉開關是一個大的數字開關網絡，它允許將內部數字系統(tǒng)資源分配給端口I/O引腳?？赏ㄟ^設置交叉開關控制寄存器（XBR2、XBR1和XBR0）將片內的計數器/定時器、串行總線、硬件中斷、ADC轉換啟動輸入、比較器輸出以及微控制器內部的其它數字信號配置為在端口I/O引腳出現(xiàn)，這就使用戶可以根據自己特定應用選擇通用端口I/O和需數字資源的組合。而不同于8051單片機的引腳基本是固定分配的。交叉開關是一個多路選擇器，它用于為器件內部的硬件外設分配I/O端口，例如它可以決定UART的RXD和TXD連到哪一個端口引腳，交叉開關負責SMBusSPIUART，定時器捕捉模塊，外部PCA輸入，比較器輸出，定時器外部輸入SYSCLK以及A/D轉換啟動輸入的引腳分配必須在訪問這些外設的I/O之前配置和允許交叉開關，未指定的端口引腳作為通用I/O。C8051F系列單片機具有片內JTAG和調試電路，通過4腳JTAG接口，并使用安裝在最終應用系統(tǒng)中的產品器件就可以進行非侵入式全速的在系統(tǒng)調試。該JTAG接口完全符合I標準，為生產和調試提供完全的邊界掃描功能。3.C8051F005單片機系統(tǒng)說明根據系統(tǒng)的實際需求，我們在從C8051F系列中選用了C8051F005單片機作為檢測儀器的核心。在該接地電阻測量儀中：采用片內數模轉換器（DAC）子系統(tǒng)產生低頻可變頻率的正弦波信號；采用片內可編程增益放大器（PGA）實現(xiàn)量程轉換；采用片內模數轉換器（ADC）子系統(tǒng)測量電壓傳感器的耦合電壓和電流傳感器的感應電流以及地線回路中的干擾電流；采用片內可編程定時器陣列（PCA）測量干擾電流的頻率；采用片內串行口將測量數據上傳到上位機。由此可見，只要采用C8051F005單片機單個芯片即可完成接地電阻測量儀的大多數功能，從而簡化了系統(tǒng)硬件設計，降低了系統(tǒng)成本和功耗?，F(xiàn)具體說明C8051F005單片機內部資源如下：1.模塊外設⑴一個8通道12位逐次逼近型ADC，可編程轉換速率最大100Ksps，帶可編程放大器（增益：16、8、4、2、1、）；⑵兩個12位DAC；⑶兩個模擬比較器，16個可編程滯回電壓值，可用于產生中斷或復位。2.高速8051兼容的微控制器內核流水線指令結構，70%的指令的執(zhí)行時間為一個或兩個系統(tǒng)時鐘周期；速度可達25MIPS（時鐘頻率為25MHz時）。3.片內JTAG調試和邊界掃描片內調試電路提供全速非侵入式的在系統(tǒng)調試不需仿真器，支持斷點單步觀察點堆棧監(jiān)視器。4.存儲器2304字節(jié)數據存儲器（RAM），32K字節(jié)閃速存儲器（FLASH）可以在系統(tǒng)編程。5.數字外設⑴4個字節(jié)寬的端口I/O，32個I/O口，所有口線均耐5V電壓；⑵可同時使用的硬件I2CTM/SMBusTMSPITM及UART串行通信；⑶16位可編程的計數器/定時器陣列（PCA），帶5個捕獲/比較模塊，四種工作方式，每一個都配置為8位PWM；⑷4個通用16位計數器/定時器；⑸專用的開門狗定時器；⑹雙向復位。6.時鐘源內部可編程振蕩器2～16MHz，外部振蕩器：晶體，RC，C或外部時鐘。C8051F005單片機采用64腳TQFP封裝，工作電壓為。3.2單片機外圍電路模塊設計3.2.1電壓偏移電路C8051F005單片機的ADC子系統(tǒng)輸入可設置為單端或差分方式，范圍為0～Vref，Vref為單片機內電壓基準（），這里將ADC子系統(tǒng)的輸入設置為單端方式。由于被測模擬量均為雙向交流信號，因此必須在A/D轉換之前對該信號進行電壓偏移，將其變換為0V～的輸入范圍。ADC部分偏移電路原理如圖3-1所示。圖3-1ADC部分偏移電路原理圖經計算可得：（3-1）從而得到0～的符合ADC要求的輸入電壓。C8051F005單片機的DAC系統(tǒng)輸出為單端輸出方式，輸出電壓Vo范圍為0～，而我們需要的是一個雙向正弦信號，因此需要將產生的單端信號進行偏移，將其變?yōu)椤碾妷?，DAC電壓輸出電壓偏移電路原理圖如圖4-2所示：圖3-2DAC輸出電壓偏移電路經計算可得：（3-2）其中為C8051F005內部電壓基準，范圍為0～，這樣可以得到～的雙極性正弦波輸出。3JTAG接口電路JTAG接口使用MCU上的四個專用引腳，他們是TCK、TMS、TDI、TDO，這些引腳都耐5V電壓，通過這四個JTAG引腳可以方便實現(xiàn)單片機在系統(tǒng)調試，程序的下載以及日后的系統(tǒng)升級。相關JTAG引腳的定義為：TCK為測試時鐘輸入；TDI為測試數據輸入，數據通過TDI引腳輸入JTAG接口；TDO為測試數據輸出，數據通過TDO引腳從JTAG接口輸出；TMS為測試模式選擇，TMS用來設置JTAG接口處于某種特定的測試模式；TRST為測試復位，輸入引腳，低電平有效。JTAG引腳定義見表3-1：表3-1JTAG引腳定義引腳說明12、3、9接地4TCK5TMS6TDO7TDI8、10無連接與單片機的接口電路如圖3-3所示：圖3-3JTAG接口接線圖3.3微弱電流信號前置放大電路設計由于地線回路中感應電流變化范圍較大，為幾十微安～幾十毫安，從電流傳感器內感應得到的微弱電流信號從～，電流十分微弱，并且最小值和最大值之間相差10000倍，其動態(tài)范圍較大，如果采用某用一固定增益對電流信號進行放大，顯然不能滿足A/D轉換器的輸入要求：當設定增益太大時，大信號有可能會超出A/D轉換的量程，非線性誤差增大；當設定增益太小時，小信號有可能無法檢測到，且A/D轉換后將丟失較多的有效數據位，量化誤差較大，即使采用高位A/D轉換器也很難滿足測量精度要求。為了提高測量精度，采用兩步放大的方法：第一步進行I-V轉換，使用合適的精密運算放大器將電流傳感器感應到的微弱電流信號轉換為一個適當的小電壓信號。第二步使用單片機內置的可編程增益放大器，根據第一級輸出的電壓信號，通過寄存器設置即可自動進行增益調整，從而將不同幅度的微弱電流信號放大到某個特定范圍，輸出符合A/D轉換器輸入范圍要求的電壓，從而提高了其轉換精度，便于后續(xù)的信號處理。3微電流測試基本原理由于電流不能被直接測量，所以一般先要將電流轉換為電壓，目前微電流測量基本上是采用負反饋放大的運算放大電路，其本質就是一個電流/電壓轉換電路，一般要是用一個精密電阻接在被測電路中，再用電壓放大器對電阻上的電壓進行放大，其基本測量原理電路如圖3-4所示:圖3-4微電流放大電路原理圖理想狀態(tài)下，放大器輸入阻抗為無窮大，輸入偏置電流為0，此時輸入電流和輸出電壓的理想關系式為：式中:微輸入被測電流，為取樣反饋電阻3微電流放大電路元器件的選擇由上可知，運算放大器輸出電壓與輸入電流直接成比例關系，如果采用理想放大器和理想的安裝技術以及在理想環(huán)境中，此I/V變換器從理論上講，只要足夠大可以測量任何量級的微弱電流的。但實際上，純理想的情況是不存在的，由于運放的非理想狀態(tài)和外圍電阻組件R的精度及安裝技術等方面的影響，在微弱電流的實際測量中會引入多種誤差?，F(xiàn)對誤差進行分析：根據節(jié)點電流方程式：（3-3）（3-4）式中：—運放失調電壓—運放輸入偏置電流—運放開環(huán)增益比較兩式，實際運算放大器所引入的誤差（3-5）可見只有當，時，，(3-5)式才能滿足理想結果。實際上運放的輸入阻抗并不是無窮大，偏置電流有分流作用，由于被測對象是微弱電流信號，放大容易引起電壓和電流的失調，以及零點漂移、自激干擾，上述因素對微電流的測試精度都會產生影響，所以此時普通的運算放大器已無法滿足精度要求，因為它們的輸入失調電壓一般在數百微伏以上，失調電流也較大，要實現(xiàn)微電流的放大，運放的選擇是關鍵，一般根據以下幾點來選擇：⑴低運放輸入偏置電流，運放的輸入阻抗要大；⑵被測電流所轉換成的電壓遠大于運放的失調電壓，低失調漂移；⑶所選用的運放要有足夠大的開環(huán)增益與共模抑制比；⑷噪聲要小。通過上述分析可以看出，圖3-4形式的I/V變換器誤差項的主要貢獻者，便是輸入偏置電流和失調電壓。因此，在設計圖3-4形式的測試線路時，尋找輸入偏置電流小、低失調的運放或采取措施提高IN轉換器的輸入阻抗，從而降低測量誤差。根據上述要求，選擇MAX406為第一級運放，將微電流轉換為電壓。MAX406具有優(yōu)異的直流特性，失調電壓及其漂移、共模電壓、低頻噪聲、電源電壓變化等對運算放大器的影響被降低到了最小，非常適合用于微電流信號的放大。3放大電路結構的改進由圖3-4可知，要達到pA級微弱電流測量水平，例如要達到1mV/pA的靈敏度，所需的反饋電阻為數量級。如此高的電阻值不僅會加大輸入偏置電流，失調電流及其漂移的影響，產生運算誤差，而且還會影響到增益的精度和穩(wěn)定性。此外，電阻過高，其上的分布電容影響也隨之增加，電路的響應速度下降，為此，需要對原先的電路進行結構上的改進，如圖3-5所示，采用T型網絡結構的電路，就可以用較小的電阻值得到較高的靈敏度。圖3-5T型結構微電流測量電路電路的輸入輸出關系為:(3-6)從式中可以看出，值可以不必取得很大，單靠選取的比值即可得到與高阻值相同的放大倍數。3.4程控濾波器電路模塊設計信號在輸入到單片機ADC采集端之前，需要對信號進行模擬硬件濾波，以濾除一些較強的干擾，降低信號的頻寬，便于后續(xù)的數據采集和數字信號處理。目前采用的模擬濾波器分為無源和有源兩種。無源濾波器只適用于要求較低的場合；有源濾波器的性能遠比無源濾波器好，它應用更廣泛，但大多采用固定的濾波頻率。在中低頻場合，一般是采用有源濾波器或者由分立組件組成的調諧電路來實現(xiàn)信號濾波。后者盡管具有較高的選擇性和性價比，但是由于集成電路趨于小型化集成化而使用的并不普遍。普通的有源濾波器由運算放大器和R，C組成，實現(xiàn)容易，性能遠比無源濾波器好，應用更廣泛。但大多采用固定的濾波頻率，其截止頻率取決于所采用的元器件阻值和容值，精確度較低。而且參數調整困難，電阻、電容的選取和匹配以及優(yōu)化靈敏度等問題也費力、費時。當被處理的信號周期隨時間變化、且干擾或環(huán)境噪聲較大時，固定濾波頻率的濾波器很難滿足要求，應用在頻率較高的場合時，由于組件周圍的分布電容將嚴重影響濾波器的特性，使其偏離預定的工作狀態(tài).而在數據采集過程中若僅采用數字濾波，在測量頻帶之外，若有更強大的干擾信號時，該信號也會輸入到A/D轉換器中，引起A/D轉換器的有效位數不能得到充分利用，從而引起系統(tǒng)精度的降低。在本儀器中需要濾波的信號有3個：接地系統(tǒng)中的干擾信號，需要低通濾波；電壓傳感器的耦合電壓和電流傳感器的感應電流，需要帶通濾波；如果采用普通的有源濾波器，需要三個獨立的電路對信號濾波，并且激勵信號的頻率是是變化的，濾波器如何隨信號頻率改變中心頻率是一個難題。因此，采用根據測試頻帶對模擬濾波器設備截止頻率，即設計程控有源濾波器，實現(xiàn)濾波器中心頻率機工作模式的自動調整，使有效信號單獨進入A/D轉換，充分利用A/D轉換器的有效位數，從而提高測量精度是很有必要的。為了實現(xiàn)可編程濾波功能，現(xiàn)選用了MAXIM公司的MAX260器件，MAX260是MAXIM公司推出的模擬集成可編程開關電容通用濾波器，在一個單片上集成了運算放大器、電阻和電容，主要由放大器、積分器、電容切換網絡(SCN)和工作模式選擇器組成，設計時已優(yōu)化了靈敏度且匹配好了組件，因而極大地簡化了濾波器的設計。其中心頻率是可編程的，它可由微處理器對該芯片的6個輸入端進行有效設置，可實現(xiàn)64個不同的中心頻率，而且Q值可達128。在不引入外部組件的情況下，通過預編程后只要輸入時鐘信號，就可方便地構成巴特沃思、切比雪夫、貝塞爾、橢圓函數等類型的低通、高通、帶通、帶阻和全通濾波器。它在程序的控制下，甚至可以實現(xiàn)濾波參數和濾波參數的動態(tài)變化，應用極為方便、靈活。MAX260各管腳的功能如下：V+:正電源輸入端；V-:負電源輸入端；GND:模擬接地；CLKA:外接晶體振蕩器和濾波器A部分的時鐘輸入端；CLKB:濾波器B部分的時鐘輸入端；CLKOUT:晶體振蕩器和R-C振蕩的時鐘輸出端；CLKOUT:與晶體振蕩器或R-C振蕩器相連，用于自同步；INA,INB:濾波器的信號輸入端；BPA,BPB:帶通濾波器輸出端；LPA,LPB:低通濾波器輸出端；HPA,HPB:高通、帶阻、全通濾波器輸出端；:寫入有效輸入端；A0、A1、A2、A3:地址輸入端；D0、D1:數據輸入端。3.4.1硬件連接電路圖儀器可編程濾波的具體電路連接如圖3-6所示。在開機時需要先測量干擾信號的頻率，此時將濾波器A設置工作在二階低通濾波方模式，干擾頻率(50Hz-400Hz)從INA輸入，LPA輸出，濾除了高頻信號，供后續(xù)處理；干擾信號頻率測試完成后，重新將濾波器A設置工作在二階帶通模式下，回路電流耦合信號從INA輸入，BPA輸出，只有有用信號通過；設置濾波器B工作在二階帶通模式下，耦合電壓信號從INB輸入，BPB輸出，有用信號通過。通過軟件的設置，一片MAX260芯片可完成對三個不同信號的二階有源濾波功能，大大節(jié)約了電路空間。圖3-6MAX260接線圖3.5液晶顯示電路設計本儀器中液晶顯示模塊我們選用的是YELM12864LFC，它是128*64點陣型液晶帶背光顯示模塊，由兩片帶控制器的列驅動電路KS0108和一片行驅動電路KS0107組成主要的硬件電路，另外還可以附加負壓發(fā)生電路，可顯示各種字符及圖形，可與CPU直接接口，具有8位標準數據總線、6條控制線及電源線。采用KS0107控制IC。3.5.1液晶管腳接口說明表表3-2液晶管腳接口說明表管腳號管腳電平說明1VSS0V邏輯電源地。2VDD邏輯電源正。3V0LCD驅動電壓，應用時在VEE與V0之間加一可調的5K左右的電阻。4D/IH/L數據/指令選擇：高電平：數據D0-D7將送入顯示RAM；低電平：數據D0-D7將送入指令寄存器執(zhí)行。5R/WH/L讀/寫選擇：高電平：讀數據；低電平：寫數據。6E讀寫功能，高電平有效，下降沿鎖定數據。7DB0H/L數據輸入輸出引腳。8DB1H/L數據輸入輸出引腳。9DB2H/L數據輸入輸出引腳。10DB3H/L數據輸入輸出引腳。11DB4H/L數據輸入輸出引腳。12DB5H/L數據輸入輸出引腳。13DB6H/L數據輸入輸出引腳。14DB7H/L數據輸入輸出引腳。15CS1H/L片選信號，低電平時選擇前64列。16CS2H片選信號，低電平時選擇后64列。17RETL復位信號，低電平有效。18VEE-10VLCD驅動電源。19BLAC背光電源LED＋。20BLAC背光電源LED－。3.5.2液晶顯示電路硬件連接圖圖3-7液晶硬件連接原理圖第4章測量系統(tǒng)的軟件設計4.1液晶顯示KS0108將顯示區(qū)分為左右半屏，整個屏從上到下64行，分為8頁8行，頁地址范圍為B8H-BFH，列地址范圍為40H-7FH，數據為縱向讀寫，即每頁的第一行對應D0，第八行對應D7，左右半屏由CS1、CS2選擇，KS0108的指令相當簡單，總共7條指令：顯示開關設定（3EH-3FH），顯示起始行設定（C0H-FFH），頁地址設定（B0H-BFH），列地址設定（40H-7FH），狀態(tài)讀取，寫數據，讀數據。液晶顯示子程序流程圖如圖4-1所示：開始開始初始化時鐘初始化I/O口初始化LCDKS0108狀態(tài)控制調用字庫顯示開界面測試結果顯示圖4-1液晶顯示子程序流程圖4.2干擾信號頻率檢測電力設備在運行時，其接地線中存在著干擾信號，為了提高測量儀的抗干擾能力，在正式開始測量前，需要對接地電網中的干擾信號頻率進行測量，信號發(fā)生器根據測得的干擾信號頻率自動選擇低頻交流電壓的頻率，從而避開了干擾電流的頻率，可增強儀器的抗干擾能力。由于干擾信號經低通濾波后保留的是低頻成分，所以頻率的檢測采用測周期法，通過片內16位可編程定時器陣列(PCA)來測量干擾電壓的頻率。由于片內PCA提供了增強的定時器功能，與標準8051的計數、定時器相比，它需要較少的CPU干擾，從而減少了CPU響應中斷、執(zhí)行中斷服務程序延時造成的計數誤差，保證了對輸入信號周期的高精度測量。測周期法是一種間接測量頻率的方法，利用周期與頻率互為倒數關系，通過測量待測信號的周期，獲得其頻率。交變信號或脈沖信號的頻率是指在單位時間內由信號所產生的交變次數或脈沖個數，即可以看出要測量必須將N或t兩個量之一作為閘門或基準對另一個量進行測量。在高頻情況下，對的測量是由電路提供標準閘門信號即,Tz通常為1S或它的十倍百倍等，然后對Tz內的被測信號變化的次數進行計數，得到N，即可得到。對于低頻信號，數字電路中采用的是測周期法，即，由電路提供標準時基信號Ts，將被測信號的周期作為閘門，將測量轉化為對標準時基信號進行計數.標準時基信號可由單片機內的定時/計數器提供，只需采用簡單的過程控制就可測得到對應的經過信號預處理的或。首先將感應到的干擾電流信號通過運算放大器放大，通過二階低通有源濾波器濾去高頻干擾和低頻漂移信號，使之變?yōu)橐徊ㄐ握?guī)幅值適當的正弦信號，然后經過零比較器整形后變?yōu)門TL電平脈沖信號，作為計數的輸入脈沖輸入到單片機對應接口，將C8051F005單片機的內部16位PCA設置為邊沿觸發(fā)捕捉方式，上升沿中斷，將系統(tǒng)時鐘的12分頻作為PCA陣列的時基信號。在被測信號上升沿出現(xiàn)時刻，一方面觸發(fā)硬件電路將16位計數器中的當前計數值鎖存到16位計數器存儲器中，另一方面發(fā)出中斷請求信號。CPU響應中斷請求，開始中斷，在中斷服務程序內讀取并記錄16位捕捉/比較寄存器的計數值，即為輸入信號上升沿到達時刻的計數器的計數值。相鄰2次中斷讀得的16位捕捉/比較寄存器計數值的差，即為輸入信號一個周期內16位計數器對系統(tǒng)時鐘信號的計數值。這樣即可計算出干擾電流的頻率。假定系統(tǒng)時鐘頻率為，2次上升沿中斷時16位捕捉/比較寄存器的計數值分別為CP1，CP2，則干擾電流頻率。程序流程圖如圖4-2所示:端口初始化端口初始化PCA0MD方式選擇寄存器，設置PCA時基PCA捕捉/比較模塊PCA0CPM寄存器設置計數圈開始計數輸入脈沖上升沿觸發(fā)鎖存當前計數值讀取/記錄當前計數中斷請求/開中斷中斷結束/返回第2個脈沖上升沿鎖存當前計數值中斷請求/開中斷讀取/記錄當前計數中斷結束/返回頻率計算保存結果返回圖4-2干擾頻率測量程序流程圖4.3正弦電壓激勵信號發(fā)生在測試儀中，需要產生一個正弦波信號作為激勵源加到待測的接地回路中，因此需要設計一個正弦波信號發(fā)生器。目前產生正弦波信號的方法主要分為模擬方法和數字方法兩大類，現(xiàn)比較如下:⑴傳統(tǒng)的正弦信號器發(fā)生設計采用模擬分立組件(如文氏電橋)，這種方法的優(yōu)點是電路簡單，成本低，但也存在很多不足；元器件較多，尤其是電容器的體積較大，結構復雜，信號頻率穩(wěn)定度差以及信號參數(頻率，相位，幅值)不易調節(jié)，精度較低。應用專用集成電路如ICL8038和MAX038等時，在失真及穩(wěn)定性方面有明顯提高，但不適用于低頻，調節(jié)不方便，成本也較高。⑵數字方法，即由數字系統(tǒng)產生數字化的正弦信號數據，然后通過DAC輸出這些數據，再經由濾波器得到平滑的正弦波信號。這種方法的特點就是容易控制波形的各項參數，產生的波形精度高，穩(wěn)定性好。通過上述比較，現(xiàn)選用數字方法實現(xiàn)正弦波激勵信號的發(fā)生。以前的數字正弦波發(fā)生器的硬件核心是8051單片機，外部還需加上DAC和數據鎖存器等外圍器件，這樣構成的數字系統(tǒng)體積還是太大，而C8051F005芯片內部集成有8051內核和DAC，鎖存器，可構成一個獨立的單片機系統(tǒng)來產生正弦波信號，無需再加外圍器件。正弦波發(fā)生程序流程圖如圖4-3所示：開始開始系統(tǒng)初始化設置激勵信號的頻率/幅值讀取正弦函數表DAC輸出圖4-3正弦波發(fā)生程序流程圖4.4可編程濾波器軟件設計MAX260積分器、電容切換網絡（SCN）和工作模式選擇器分別由編程數據M0～M1、F0～F5和Q0～Q6控制。對應MAX260可編程濾波有3個編程參數：中心頻率、Q值和工作模式。中心頻率由編程數據F0～F5控制，共64個不同的二進制數據，每個數據對應一個時鐘頻率與中心頻率的比值。采用計算的方法來得到編程數據。通過產品手冊給出的與F0～F5的關系表格，得到根據計算編程數據F0～F5的公式，即與F0～F5的關系為：或（4-1）式中，N1為二進制數據F0～F5對應的十進制整數，范圍為0～63，共64級。Q值由編程數據Q0～Q6控制，共128個不同的二進制數據，每個數據對應一個Q值，最小的Q值為0.5，最大的為64。（如果芯片工作在模式2則可達到90.5）。同樣，對應濾波器的Q值也是通過計算來獲得Q值的編程數據Q0～Q6。Q值與Q0～Q6的關系為：或（4-2）式中，N2為二進制數據Q0～Q6對應的十進制數據，范圍為0～127，共128級。濾波器工作模式由編程數據M0～M1控制，分別對應工作模式1、2、3和4。具體如表4-1所示，模式1可以實現(xiàn)低通、帶通和帶阻濾波；模式2基本與模式1相同，只是該模式可以獲得更高的Q值；模式3是唯一可以實現(xiàn)高通濾波的模式；而模式4才能實現(xiàn)全通濾波，它和模式3也能實現(xiàn)低通和帶通濾波。表4-1濾波器工作模式控制選擇注：LP-低通，BP-帶通，HP-高通，AP-全通，N-陷波方式M1，M0濾波器功能10，0LP，BP，N20，1LP，BP，N31，0LP，BP，HP41，1LP，BP，AP編程參數、Q值和工作模式確定以后，只要將對應的編程數據寫入MAX260芯片內部的寄存器，濾波器的頻率類型和頻率特性也就可以確定了。MAX260的寄存器地址A3、A2、A1、A0與控制參數D0、D1的關系見表4-2，由表4-3可見每個濾波器的工作模式、中心頻率、Q值所需的編程數據，均需要分8次寫入MAX260的內部寄存器才能完成設置。表4-2MAX地址A3、A2、A1、A0與控制參數D0、D1的關系濾波器A位置濾波器B位置數據位地址數據位地址D0D1A3A2A1A00D0D1A3A2A1A00M0AM1A00001M0BM1B00001F0AF1A00012F0BF1A00012F2AF3A00103F2AF3A00103F4AF5A00114F4AF5A00114Q0AQ1A01005Q0AQ1A01005Q2AQ3A01016Q2AQ3A01016Q4AQ5A01107Q4AQ5A01107Q6A01118Q6A01118程控濾波處理單元的流程圖見圖4-4，首先進行初始化和端口設置，然后將濾波器A設置為低通濾波模式，再根據4-1，4-2式計算N1，N2的值，將其轉換為二進制數Q0～Q6，F(xiàn)0～F5送片內RAM，完成低通濾波的設置；在干擾頻率測量完成之后，系統(tǒng)判斷得到一個頻率，根據這個頻率可以計算Q0～Q6，F(xiàn)0～F5并送片內RAM，完成濾波器A與B的帶通設置。開機開機初始化/端口設置設置濾波器A工作在低通模式計算N1，N2轉換為對應二進制數Q0-Q6，F(xiàn)0-F5送片內RAM頻率測試完畢得到頻率f設置濾波器A，B工作在帶通模式計算N1，N2轉換為對應二進制數Q0-Q6，F(xiàn)0-F5送片內RAM結束圖4-4程控濾波程序流程圖4.5電壓電流數據采集如前所述，系統(tǒng)通過單片機片內置12ADC采樣電壓耦合信號及感應電流信號。C8051F005中的ADC子系統(tǒng)集成了可編程模擬多路選擇器（AMUX,8通道）、一個可編程增益放大器(PGA)和一個100ksps的12位逐次逼近寄存器型ADC、AMUX、PGA、數據轉換方式都可以用軟件通過特殊功能寄存器來配置。電壓電流采樣程序流程如圖4-5所示，系統(tǒng)先對ADC初始化，設置采樣通道和采樣點數，鎖相環(huán)輸出的128倍頻的方波輸出信號，控制ADC的采樣時序，同時啟動計數器對脈沖計數，采樣結果存儲于外部存儲器中，每采樣完一個數據，計數器自動加1，到了規(guī)定的采樣點數后，整個采樣過程結束，進行下一步的數據處理。初始化ADC初始化ADC計數器/寄存器清零啟動電壓轉換存儲轉換結果轉換結束？啟動電流轉換轉換結束？存儲轉換結果計數器加1N﹥512？采樣結束NNNYYY開始圖4-5數據采集流程圖由于電流傳感器感應到的電流信號動態(tài)變化范圍較大，為了滿足ADC輸入電壓的范圍，提高測試精度，ADC轉換后，需要對信號的增益進行自動調整，通過C8051F005內置的可編程放大器可以實現(xiàn)此功能。PGA增益控制由ADC0配置寄存器ADC0CF來控制，具體見表4-3：表4-3PGA增益控制表ADC0CFD2-D0控制字00000101001110x11x增益124816增益控制程序流程如圖4-6所示，PGA初始增益設為1，第一次數據采集完成后，如果結果超出設定的上限，將增益設置為，如果測試結果仍超出設定的上限，系統(tǒng)將提示錯誤。當第一次采集到的結果小于設定的上限，則將增益放大一倍，如果采集結果仍小于給定設定的上限，繼續(xù)放大增益倍數，最大到16倍。開始端口初始化/上限設置開始端口初始化/上限設置PGA初始增益設為1數據采集，結果Result數據采集，結果ResultResult﹥上限？ErrorPGA增益乘2數據采集，結果ResultResult﹥上限？Result﹥上限？PGA增益除2PGA增益=16？結束NNNNYYYY圖4-6增益控制程序流程圖4.6數字信號處理4DFT選頻檢波及同頻信號矢量分解在ADC完成對電壓電流信號的采樣后，采樣點保存在單片機的數據存儲器中，可以從數據存儲器調用數據作進一步的數據處理。通常使用快速傅立葉變換(FFT)來得到采樣信號中的各種成分的幅度及相位參數，以提高系統(tǒng)運算速度：但是現(xiàn)在濾波器希望得到的只是特定頻率的電壓電流信號，無需了解其它頻率點的信號的具體情況，因此，在本系統(tǒng)中利用離散傅立葉變換(DFT)反而比使用FFT簡便，只要進行某一個指定點的DFT變換即可，這樣不僅減少了程序的復雜程度，運算時間也大大減少。由于系統(tǒng)設定在一個信號周期內采樣點數為128點，采樣頻率，共采樣4個周期，采樣點數，根據第三章的分析，DFT的第K點的頻率為:（4-3）（4-4）可以得到在系統(tǒng)工作頻率f處的，所以只要計算第4點的離散傅立葉變換即可：（4-5）其中：為信號的實部；為信號的虛部。信號的幅值：（4-6）信號的相位：（4-7）通過DFT計算后可以得到電壓電流信號的幅值，及兩者的相位差：（4-8）正交分解量：（4-9）在單片機中實時計算和的值比較困難，并且增加了運行時間，所以預先將正，余弦函數的離散化值存儲在單片機的存儲器中，在計算時直接調用正弦余弦數據表即可進行運算。4接地電阻計算通過DFT計算和正交矢量分解后，得到電壓幅值，電流幅值,就可以計算接地電阻的值:，其中k為比例系數（4-10）本次設計基本完成了接地電阻智能測量系統(tǒng)的設計，通過該系統(tǒng)的電壓傳感器、電流傳感器進行對接地電阻的測量，測量的電壓、電流值在經過硬件部分的去干擾處理，系統(tǒng)將接收到的有用的信號送入軟件部分，經過上述的一系列處理以后得到準確的電壓、電流幅值，就能簡單的計算出接地電阻的準確阻值。參考文獻[1]梁敏.變電站接地網接地電阻測量方法的應用分析[J]．廣西電力，2004，4。[2]饒