5一種組合式準(zhǔn)單級(jí)無(wú)橋pfc變換器研究

1、第十一屆中國(guó)高校電力電子與電力傳動(dòng)學(xué)術(shù)年會(huì)，(航空航天大學(xué) 多電飛機(jī)電氣系統(tǒng)工信部，江蘇省市 211106)摘要：研究了一種基于無(wú)橋升壓變換器的組合式準(zhǔn)單級(jí)功率因數(shù)校正變換器。該變換器通過(guò)在原無(wú)橋升壓變換器后級(jí)增加降壓?jiǎn)卧獙?shí)現(xiàn)輸入、輸出電壓寬范圍；多電平結(jié)構(gòu)有助于降低器件應(yīng)力；單級(jí)工作模式和兩級(jí)工作模式相互切換，并在兩級(jí)模式下只有部分功率需要經(jīng)過(guò)后級(jí)降壓?jiǎn)卧?，一定程度上有助于減少功率傳輸路徑，降低導(dǎo)通損耗，提高變換器的整體工作效率。文中詳細(xì)分析了變換器的工作原理、控制策略和特性，通過(guò)了所研究的拓?fù)浼捌淇刂品绞降恼_性和有效性。：整流；無(wú)橋；功率因數(shù)校正；準(zhǔn)單級(jí)Research on a Com

2、bined Quasi-Two-Stage Bridgeless PFC ConverterZHANG Yanfeng, JIA Yihang, WU Hongfei(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, Jiangsu Province, China)Abstract: A bridgeless dual-booster factor correction (PFC) circuit base on a dual-boost unit is researchedhis pr. A wide wo

3、rking range isachieved by increasing a down-stream DC-DC converter. The voltage stress of theer deviis reduced significantly because of multi-level. Theresearched converter works betn single-stage and two-stage. And the converter has the merits of reduced converstages, whieanst onlypartialer needs t

4、o be prosed by the DC-DC converter, which can cut down the converlosses and improve the total efficiency. The operationprinciples, characteristics of the proed converter areyzed in detail. Simulation results are given to verify the effectiveness and advantages of theAC-DC converter.Keywords: ac-dc c

5、onverter; bridgeless converter;er factor correction; quasi-two-stageCorrection, PFC）技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生1-4。雖然傳統(tǒng)的Boost PFC 電路具有高功率因數(shù)、較高的效率、低成本以及控制簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，但是傳統(tǒng)的 Boost PFC 電路仍然存在兩個(gè)問(wèn)題，一是由于整流橋的存在，引言隨著電力電子裝置的日益普及，電網(wǎng)中的諧波電流成分越來(lái)越大，對(duì)電網(wǎng)電能質(zhì)量和電網(wǎng)中其他用電設(shè)備帶來(lái)了嚴(yán)重的危害。為此，各國(guó)及相關(guān)國(guó)際機(jī)構(gòu)制使得整機(jī)效率無(wú)法進(jìn)一步得到提高，尤其是在低壓大電定了一系列強(qiáng)制性的標(biāo)準(zhǔn)以規(guī)范電力電子變換器的輸入流的應(yīng)用場(chǎng)合

6、，過(guò)高的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗使得整機(jī)的電流諧波及功率因數(shù)，由此，功率因數(shù)校正（er Factor功率密度無(wú)法得到改善；二是由于升壓電路/Boost 電路的特性，使得輸出電壓必須高于輸入電壓峰值才能保證基金項(xiàng)目：本文研究工作得到國(guó)家自然科學(xué)基金（51677085）、功率因數(shù)校正和輸入電流的控制。因此在實(shí)際工業(yè)應(yīng)用臺(tái)達(dá)環(huán)境與教育電力電子科教發(fā)展計(jì)劃（DREG2016007）、江蘇省“六大”項(xiàng)目（2016-XNYQC-008）和江蘇省青藍(lán)過(guò)程中，往往采用前級(jí)Boost PFC 電路后級(jí)搭配一個(gè)DC-DC 變換器的方案，該方案具有功率因數(shù)高，交直流工程資助。測(cè)控制解耦等優(yōu)點(diǎn)5-7，并且解決了上述存在的輸

7、出電壓輸出至負(fù)載。二極管 D1，D2 流過(guò)的電流為以工頻為周期的電流，因而在拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)過(guò)程中可采用工頻二極管。高必須高于輸入電壓峰值才能保證功率因數(shù)校正和輸入電流的控制，但是該方案仍然存在諸多之處：1）壓輸出端口后級(jí) Lbuck-S4-D7個(gè)Buck 變換器。Dual Boost Converter一個(gè)降壓?jiǎn)卧?，?shí)際為一中間直流母線側(cè)電壓等級(jí)較高，前級(jí) PFC 和后級(jí) DC-DCBuck Converter變換器功率器件均需承受較高的電壓應(yīng)力和開(kāi)關(guān)損耗；iHD3D42）該方案仍然避免不了整流橋，并且兩級(jí)式結(jié)構(gòu)使得整Mid-po D5iLb1S4機(jī)的設(shè)計(jì)難度提高、成本上升外，整機(jī)的工作效率也受va

8、cLb1S3iCHLVHLbuckiLb2D6到一定程度的影響。為了避免傳統(tǒng) Boost PFC 存在的整流Lb2CL VLD7橋損耗，輸入輸出范圍受限等問(wèn)題，人們提出了一些無(wú)D1D2S1S2需整流橋的新拓?fù)?。針對(duì)前級(jí)Boost PFC 加后級(jí) DC-DC 方案存在的高設(shè)圖 1 變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of the converter計(jì)難度、高成本、低工作效率等問(wèn)題，本文所研究的組1.2 變換器工作模式分析合式準(zhǔn)單級(jí)無(wú)橋PFC 變換器是在文獻(xiàn)5中帶雙升壓?jiǎn)伪疚乃芯康淖儞Q器不再受制于輸出電壓必須始終元的無(wú)橋PFC 基礎(chǔ)上加以改進(jìn)得到的。該變換器有三個(gè)高于輸入電壓峰值，因而實(shí)現(xiàn)

9、了輸入、輸出電壓的寬范端口，分別為交流輸入端口、低壓直流輸出端口、高壓圍。在此背景下，該變換器存在兩種工作模式：一是輸直流輸出端口，其中低壓直流輸出端口后直接接負(fù)載，出電壓高于輸入電壓峰值，此時(shí)變換器工作于單級(jí)模式，實(shí)現(xiàn)一定條件下功率的單級(jí)傳輸；高壓直流輸出端口后如圖 2(a)所示；二是輸出電壓低于輸入電壓峰值時(shí)，對(duì)應(yīng)于低于輸出電壓的輸入電壓部分的功率直接傳遞到負(fù)載接降壓?jiǎn)卧?，?shí)現(xiàn)部分功率的兩級(jí)傳輸。準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)決定了只有部分功率需要經(jīng)過(guò)后級(jí)降壓?jiǎn)卧?，在一定程度?cè)，變換器工作于單級(jí)模式；對(duì)應(yīng)于高于輸出電壓的輸上有助于減少功率傳輸路徑，減小后級(jí)電流應(yīng)力，降低入電壓部分的功率經(jīng)后級(jí) DC-DC 處理

10、后再傳遞到負(fù)載，導(dǎo)通損耗，提高變換器整體的工作效率，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了多電平結(jié)構(gòu)及寬輸入、輸出范圍8-15。變換器工作于兩級(jí)模式。該情況下，變換器在單級(jí)工作模式和兩級(jí)工作模式之間切換，故稱變換器工作于準(zhǔn)單1 拓?fù)渑c分析級(jí)模式，如圖 2(b)所示。鑒于變換器正、負(fù)半周的工作過(guò)程完全對(duì)稱，故以 vac 正半周期為例進(jìn)行分析。下面給出單級(jí)工作模式和兩級(jí)工作模式的原理分析。1.1 變換器拓?fù)浔疚乃芯康淖儞Q器拓?fù)淙鐖D 1 所示，其中變換器的 Lb1-S2-D4/D5一個(gè)升壓電路，工作于輸入電壓 vacvaciac正半周期。而 Lb2-S1-D3/D6另一個(gè)升壓電路，工作于t0T /2 T輸入電壓 vac 負(fù)

11、半周期，為了保證兩個(gè)升壓電路工作完全Vo對(duì)稱，電感 L 和 L 在實(shí)際繞制過(guò)程中應(yīng)盡可能保持各b1b2vac項(xiàng)參數(shù)一致。開(kāi)關(guān)管 S3 導(dǎo)通時(shí)功率直接從低壓端口流出至負(fù)載，當(dāng) S3 關(guān)斷時(shí)，功率需經(jīng)過(guò)后級(jí) DC/DC 變換器再Boostt0T /2 T(a) 單級(jí)工作模式第十一屆中國(guó)高校電力電子與電力傳動(dòng)學(xué)術(shù)年會(huì)模式。此時(shí)開(kāi)關(guān)管 S3 保持關(guān)斷，記下管 S2 占空比為 d2，vaciac此時(shí)電感 Lb1、開(kāi)關(guān)管 S2、二極管 D4Boost 電路。部0T /2 tT分功率從高壓端口經(jīng)Buck 變換器傳遞到負(fù)載，其功率流經(jīng)兩個(gè)變換器，其等效電路如圖 4 所示。vacVoD3t0T /2 TD5S3

12、iL(b) 準(zhǔn)單級(jí)工作模式iLb2D6Lb2圖 2 變換器工作模式Fig.2 Operation modes of the converterD2S1S21.2.1 單級(jí)工作模式圖 4 變換器兩級(jí)工作模式等效電路Fig.4 Equivalent circuit of two-stage working mode根據(jù) Boost 電路在電感電流連續(xù)情況的輸入輸出關(guān)系可知：當(dāng)輸出電壓始終高于輸入電壓峰值時(shí)，變換器工作于該模式。此時(shí)開(kāi)關(guān)管 S3 保持常開(kāi)，記下管 S2 占空比為d1，此時(shí)電感 Lb1、開(kāi)關(guān)管 S2、二極管 D5/ D4一個(gè)Boost電路，其等效電路如圖 3 所示，具體工作過(guò)程與傳統(tǒng)的

13、V V1HL （3）V | sin t | V1 dBoost PFC 類似，在此不再贅述。值得注意的是，單級(jí)工作模式下，高壓端口的輸出電壓和低壓端口的輸出電壓mL2由此開(kāi)關(guān)管 S2 的占空比 d2 的表達(dá)式為：| sin t | Vd 1 V是相等的。mL（4）2V VHLD32 變換器特性及控制S4Lbuck2.1 功率傳輸比分析D6iLb2Lb2D7變換器存在兩條功率傳輸路徑。在不同工作條件下，D2S1兩條功率傳輸路徑處理的功率比也各有不同。假定變換圖 3 變換器單級(jí)工作模式等效電路Fig.3 Equivalent circuit of single-stage working mode

14、根據(jù) Boost 電路在電感電流連續(xù)情況的輸入輸出關(guān)系可知：器工作不存在損耗，輸入瞬時(shí)功率的表達(dá)式可記為：| sint | Im | sint |p（5）其中 V 和 I 分別為輸入電壓和電流的峰值。準(zhǔn)單級(jí)mm工作模式下，通過(guò)后級(jí)Buck 變換器傳遞的功率表達(dá)式為：V1L （1）VV arcsin( L )VmVm | sin t |1 d1arcsin( L )Vmp p V i d t 其中 Vm 為輸入電壓峰值，由此比 d1 的表達(dá)式為：開(kāi)關(guān)管 S2 的占空buckinL in 20elseVm | sin t |（6）因此，Buck 部分傳遞的功率在總的輸入功率中的占d 1 （2）1V

15、L1.2.2 兩級(jí)工作模式比為：當(dāng)輸出電壓低于輸入電壓峰值時(shí)，變換器工作于該BoostBuckBoost arcsin( VL )iHd t VmD3D4pVLbuckarcsin( )ViLb1D5S4 m（7）Lb1S3buckd t iCH0VHvacLpLbuckiLb2D6inLb2CL VLD7準(zhǔn)單級(jí)工作模式下通過(guò) Buck 傳遞的功率與不同輸D1D2S1S2入、輸出電壓的關(guān)系曲線如圖 6 所示。i|v |21S1S2VLVH|vac|in acLimiterVL -+VL_refiin f +-iin2PI1PI201S310VH+0.8PI3S4-VH_ref0.6圖 6 采樣

16、及控制框圖le and the control strategy of the converterFig.6 S0.420.210200250300350400 VL/V0vgs1&2圖 5 后級(jí)功率傳輸比與輸出電壓的關(guān)系曲線tFig 5er ratio curve of Buck converter against VLtvgs3根據(jù)圖 5 所示的后級(jí)功率傳輸比和輸出電壓關(guān)系的t曲線可以看出：低壓端口電壓（輸出電壓）越小，輸入圖 7 變換器調(diào)制策略Fig.7 The modulation strategy of the converter電壓峰值越大，后級(jí)傳遞的功率也就越大，后級(jí)功率傳輸比越

17、大。圖示的關(guān)系曲線為后級(jí) Buck 電路的設(shè)計(jì)提供3及分析比較了一定的理論依據(jù)。為了驗(yàn)證上述分析的正確性，在 PSIM 仿真中搭2.2 變換器的控制建仿真模型進(jìn)行。仿真結(jié)果如圖8 至圖11 所示，如圖 6 所示為本文所研究的變換器的采樣及控制框圖。變換器采用電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，一方面實(shí)現(xiàn)輸入電流的控制，同時(shí)另一方面實(shí)現(xiàn)輸出電壓其中圖 8 和圖 9 為變換器穩(wěn)態(tài)工作波形，圖 10 和圖 11所示為變換器的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)波形。其中穩(wěn)態(tài)條件下，仿真模型輸入電壓為 220VAC/50Hz，為了分別驗(yàn)證變換器的單級(jí)工作模式及準(zhǔn)單級(jí)工作模式，輸出電壓分別設(shè)定為的控制。由于該控制方法與傳統(tǒng)的 Boo

18、st PFC 控制方法相同，故在此不再贅述。值得注意的是，高壓端口電壓的350VDC（單級(jí)工作模式）和 200VDC（準(zhǔn)單級(jí)工作模式），輸出滿載功率為 2kW，開(kāi)關(guān)頻率 100kHz?？刂撇捎昧朔催壿嫷目刂品椒?，即通過(guò) Buck 變換器的輸出電壓控制反過(guò)來(lái)控制輸入電壓以實(shí)現(xiàn)母線電壓穩(wěn)定在圖 8 所示為高、低壓端口輸出電壓及輸入電壓和輸預(yù)設(shè)值。圖 7 所示為開(kāi)關(guān)管 S （S ）和 S 的調(diào)制策略示123入電流的穩(wěn)態(tài)仿真波形，可以看出仿真條件下輸入電流意圖，通過(guò)給定交錯(cuò)的載波與調(diào)制波 vm 比較分別得波形和輸入電壓波形一致，為正弦波，表明變換器很好到開(kāi)關(guān)管 S1（S2）和 S3 的驅(qū)動(dòng)波形。的實(shí)現(xiàn)

19、了輸入功率因數(shù)校正的功能。另外，忽略二次工頻脈動(dòng)，輸出電壓均穩(wěn)定在閉環(huán)值附近，說(shuō)明變換功率傳輸比buck第十一屆中國(guó)高校電力電子與電力傳動(dòng)學(xué)術(shù)年會(huì)器具有很好的穩(wěn)態(tài)性能；圖 9 所示為各管驅(qū)動(dòng)波形及中條件下，變換器動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的波形。兩種動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的過(guò)程點(diǎn)電壓波形，可以看出在單級(jí)工作模式下中點(diǎn)電位電壓下，輸出電壓都存在一定的波動(dòng)，但在短時(shí)間內(nèi)輸出電為兩電平，而在準(zhǔn)單級(jí)工作模式下，中點(diǎn)電位電壓為三壓可以重新穩(wěn)定在閉環(huán)值，這兩組動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的波形表明電平。了變換器具有良好的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)性能。5003004002004000-400150VH/V15iin/A0VO/V-15400vin/V滿載半載半載iin/A3

20、50-15VO/V0.30.320.340.360.380.43000.51.01.52.02.5(a) 輸出 350V滿載500300300100400(a) 輸出 350V滿載VH/V15VO/Vi /Ain0vin/V0loadiin/A50%load50%load-150.30.320.340.360.380.4200VO/V(b) 輸出 200V滿載1500.51.01.52.02.5圖 8 輸出電壓及輸入電壓、電流仿真波形Fig.8 Waveforms of outputs and inputs(b) 輸出 200V滿載vGS1&vGS2/V101

21、010400圖 10 突加/卸載仿真波形Fig.10 Dynamic waveforms withitive/negative load changevGS3/V264VAC176VAC176VAC4500-450200-20300200v/VGS4v /VinV/Vmid00.30.320.340.360.380.4iin/A(a) 輸出 350V滿載VO/VvGS1&vGS2/V1010104001000.51.01.52.02.53.0vGS3/V圖 11 輸入電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)仿真波形vGS4/VFig.11 Dynamic waveforms withchangeitive/negativ

22、e input voltageVmid/V0為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文所研究的組合式準(zhǔn)單級(jí)無(wú)橋0.30.320.340.360.380.4PFC 變換器的優(yōu)勢(shì)，采用相同的技術(shù)指標(biāo)在 PSIM 仿真軟(b) 輸出 200V滿載圖 9 各管驅(qū)動(dòng)及中點(diǎn)電位仿真波形Fig.9 Waveforms of drives and the midpo -voltage件中搭建了一兩級(jí)式結(jié)構(gòu)的AC-DC 變換器仿真模型進(jìn)行比較分析，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 12 所示。圖 10 和圖 11 分別為突加/卸載、輸入電壓連續(xù)變化15Imos1/AiHD3D4S4Mid-poLLbuck015b1vCHVHacI /AD3Lb2CLV

23、LD7S1S2D1D200.30.320.340.360.380.4圖 12 兩級(jí)式結(jié)構(gòu) AC-DC 變換器拓?fù)?a) 兩級(jí)式結(jié)構(gòu)Fig.12 Topology of the two-stage AC-DC converter15Imos1/A分析可知，兩個(gè)變換器差異主要存在于：1）本文所研究的變換器中點(diǎn)電位存在兩電平和三電平兩種情況，0ID3/A而兩級(jí)式結(jié)構(gòu)的變換器中點(diǎn)電位一直為兩電平；2）相同0輸入、輸出情況下，本文所研究的變換器前級(jí)電流應(yīng)力0.30.320.340.360.380.4小于兩級(jí)式結(jié)構(gòu)的前級(jí)電流應(yīng)力，仿真得前級(jí)開(kāi)關(guān)管 S1電流應(yīng)力和二極管 D3 的平均電流如圖 13 至圖 1

24、5 所示； 3）準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)后級(jí)僅在特定的時(shí)間傳遞部分功率，故開(kāi)關(guān)損耗及導(dǎo)通損耗均小于兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，據(jù)此可以推斷準(zhǔn)(b) 準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)圖 14 輸出 350V 時(shí)功率器件電流應(yīng)力Fig.14 Waveforms ofImos1/Aer devi current stress VO=350V13.313.313.313.312.912.7單級(jí)結(jié)構(gòu)的效率在一定程度上會(huì)優(yōu)于兩級(jí)式結(jié)構(gòu)。1210.515I/Amos18.380154ID3/A0200250300350 VO/V00.30.320.340.360.380.4(a) 開(kāi)關(guān)管 S1 電流應(yīng)力(a) 兩級(jí)式結(jié)構(gòu)ID3/AI/A84015mos13

25、2.442.442.442.442ID3/A1.2100.720.30.320.340.360.380.40.1600(b) 準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)200250300350 VO/V圖 13 輸出 200V 時(shí)功率器件電流應(yīng)力(b) 二級(jí)管 D3 電流應(yīng)力圖 15 功率器件電流應(yīng)力對(duì)比Fig.15 Comparison with the current stress ofFig.13 Waveforms ofer devi current stress VO=200Ver devi第十一屆中國(guó)高校電力電子與電力傳動(dòng)學(xué)術(shù)年會(huì)Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifi

26、ersJ. IEEE Transac-4 結(jié)論tions oner Electronics，2008，23(3): 1381-1390.本文研究了一種組合式準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)的無(wú)橋 PFC 變換6 Yi Tang，Dexuan Zhu，Chi Jin，Peng Wang and Frede Blaabjerg.器，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：1）通過(guò)采用電流內(nèi)環(huán)+電壓外環(huán)的控制方式使得變換器的輸入電流和輸入電壓A Three-Level Quasi-Two-Stage Single-Phase PFC Converterwith Flexible Output Voltage and Improved C

27、onverEfficien-波形一致，可以實(shí)現(xiàn)輸入功率因數(shù)校正的功能；2）變換器前級(jí)升壓+后級(jí)降壓的結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)輸入、輸出電壓的寬范圍；3）與兩級(jí)式結(jié)構(gòu)對(duì)比可知準(zhǔn)單級(jí)結(jié)構(gòu)有助于降cyJ. IEEE Tranions oner Electronics，2015，30(2):717-726.7 Hongfei Wu，Meng Han，Yanfeng Zhang. Three-port rectifi-低器件應(yīng)力，提高變換器整體的工作效率。er-based AC-DCer converters with sigma architecture and re-參考文獻(xiàn)：duced converstage

28、sJ. IEEE Journal of Emerging and Select-ed Topics iner Electronics,2017.2648859.1，等. Boost 型電路雙閉環(huán)功率因數(shù)校正控8 M.T.Zhang，Y.Jiang，F(xiàn).C.Lee，M.M.Jovanovic. Single-phase制策略J. 控制工程，2013，01(01)：18-21.three-level booster factor correction converterC. IEEE Ap-Yu Shouyi，Liu，Cheng Ning，et al. Double loop controlp d

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