模擬信號數(shù)字傳輸

1、關(guān)于模擬信號的數(shù)字傳輸?shù)谝粡?，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月很多場合需要用到數(shù)字化的信號，如基于微機(jī)的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。5.1 引言第三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月在數(shù)字通信系統(tǒng)中傳輸?shù)氖菙?shù)字信號。但自然界中，有些信源是以模擬形式出現(xiàn)的，如話音、圖像等。

2、因此在進(jìn)行數(shù)字通信時往往需先對信號（模擬的）數(shù)字化（即A/D轉(zhuǎn)換）。模擬信號數(shù)字化屬于信源編碼范疇。 本章重點(diǎn)討論模擬信號數(shù)字化的基本方法。主要有PCM 、M和ADPCM 。第四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號的數(shù)字傳輸系統(tǒng)模擬信號源信宿數(shù)字傳輸系統(tǒng)m(t)模擬隨機(jī)信號sk數(shù)字隨機(jī)序列mk(t) skA/DD/A第五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號數(shù)字化的過程一般分三步 抽樣：指抽取樣值，抽樣的多少以及快慢對通信的性能指標(biāo)有決定性的影響。在通信中抽樣點(diǎn)太少容易失真，太多時數(shù)據(jù)量大，傳輸時間長，效率低。（帶寬大，因Rb大）。 抽樣類似物理實(shí)驗中實(shí)驗曲線

3、的描繪。 量化：抽樣值可以取無窮個，但量化電平值有限。 編碼：將抽樣值利用N個二進(jìn)制信號表示第六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月模擬信號數(shù)字化的過程示意圖第七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.2 模擬信號的抽樣5.2.1 低通抽樣定理1、定理描述 頻

4、率受限于（0， ）的時間連續(xù)信號m(t) ,若抽樣頻率 不小于2 ，則m(t)可被其抽樣值完全確定。第九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2.證明（包含兩個問題）模型1)第十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月頻率卷積抽樣過程頻域分析：第十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月抽樣定理的全過程：圖解第十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月問題：如何確定抽樣頻率的選擇？ 已抽樣信號ms(t)的頻譜 是無窮多個間隔為 的 相疊加而成。意味著 包含 的全部信息。已抽樣信號的頻譜第十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月抽樣頻率不同時， 的變化如圖

5、第十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月得到結(jié)論：奈奎斯特間隔：抽樣的最大時間間隔：注意： 當(dāng)抽樣間隔大于奈奎斯特間隔時，抽樣函數(shù)的頻譜會重疊?；謴?fù)時會有失真。第十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2) 利用抽樣值可恢復(fù)原始信號第十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月從時域上分析：濾波器的傳遞函數(shù)第十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月m(t)在時間域的表達(dá)式可以由抽樣值構(gòu)成，即將每個抽樣值和一個抽樣函數(shù)相乘后得到的波形加起來就得到原信號m(t)。第十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月基于Systemvue仿真第十九張，PPT共一

6、百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月500Hz抽樣恢復(fù)的波形已抽樣序列原始波形第二十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月100Hz抽樣恢復(fù)的波形200Hz抽樣恢復(fù)的波形第二十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月思考：抽樣定理的意義是什么？對于同一信號，抽樣頻率的高低有什么影響？舉例說出抽樣定理的應(yīng)用實(shí)例第二十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月應(yīng)用實(shí)例：1）對于電話質(zhì)量的語音信號頻率0.33.4kHz, fs6.8kHz,一般取8kHz2）聲卡抽樣頻率 8kHz為電話質(zhì)量 -信號最高頻率取到4kHz11 kHz為AM廣播質(zhì)量 22 kHz為FM廣播質(zhì)量 44 kH

7、z為激光視盤（CD）質(zhì)量 第二十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月不同抽樣頻率得到的數(shù)字化錄音效果6kHz抽樣，8位編碼，單聲道（281kB) 44.1kHz抽樣，16位編碼，立體聲(2.59MB)第二十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5 、問題 1）帶通信號的抽樣； 2）實(shí)際抽樣； 3）抽樣后的量化、編碼方法。第二十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月問題：帶通信號的抽樣 當(dāng)連續(xù)信號的頻帶不是限于0與fH之間，而是限制在 之間，其抽樣速率如何確定？第二十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.2.2 帶通抽樣定理1 .描述：頻率受限于（

8、，）的模擬信號m(t),其最小抽樣頻率滿足：當(dāng)當(dāng)?shù)诙邚?，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月證明第（1）種情況特點(diǎn)：該帶通信號的最高頻率和最低頻率是帶寬的整數(shù)倍。關(guān)于當(dāng)則：抽樣頻率為帶通信號帶寬的兩倍。第二十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月示意圖第二十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月證明第（2）種情況帶通信號的最高頻率fH不是帶寬B的整數(shù)倍。時，證明如下，這里n=5 抽樣頻率的選取原則：已抽樣信號的頻譜不發(fā)生重疊。按照頻率卷積定理第三十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月T()dfH=nB+kB(n=5)時帶通信號的抽樣2fH2nB2fH-

9、2nB第三十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月每次需多移 ，這樣原來只隔2B，再加上多移的 其中：第三十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月抽樣頻率與信號最低頻率fL之間的關(guān)系結(jié)論：實(shí)際中的窄帶高頻信號，其抽樣頻率近似等于2B。因為這時n很大。 應(yīng)用： FDM數(shù)字化，SBC子帶編碼第三十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例題5-11.某音頻信號頻率范圍是20-15000Hz，對其進(jìn)行抽樣，問題：抽樣頻率為多少？為了降低抽樣頻率，讓信號先經(jīng)過一個低通濾波器，截止頻率為6000Hz，問抽樣頻率為13000Hz時，能否從樣值中無失真的恢復(fù)出來？如果抽樣頻率為1

10、1000Hz時，情況如何？2.某帶通信號，頻率范圍是2100Hz-2400Hz，那么，抽樣頻率最小為多少？第三十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第三十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.3 實(shí)際抽樣 前面抽樣定理用的周期性沖激序列實(shí)際上不易產(chǎn)生，通常用窄脈沖串來完成抽樣。具體試驗方法又分為下面兩種

11、： 自然抽樣（曲頂） 瞬時抽樣（平頂） 第三十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.3.1 自然抽樣（曲頂）模型：圖解法觀察過程如下：脈沖載波Sp(t)由脈寬為 秒，重復(fù)周期為Ts秒的矩形脈沖串組成。定義：已抽樣信號的脈沖“頂部”隨m(t)變化的，即在頂部保持了m(t)的變化規(guī)律。第三十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月自然抽樣過程m(t)t(a)wwHwHOM(w)sp(t)AtTt(b)wOSp(w)t2p2wH2wHt2ptms(t)w|Ms(w)|t2pOt2p2wH2wH(c)(d)第三十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月自然抽樣過程表達(dá)式及

12、頻譜第三十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.3.2 瞬時抽樣1.提出原因：2.實(shí)現(xiàn)方法：第四十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月瞬時抽樣（平頂）模型：脈沖形成m(t)抽樣保持器第四十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月抽樣保持電路實(shí)現(xiàn)：KsRoRLChKoKo在充電的時候斷開，充完合上。第四十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月00t00卷積相乘tA圖解法：00tsM ()第四十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月瞬時抽樣過程表達(dá)式及頻譜第四十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月是隨著 變化的函數(shù)，使 加權(quán)，稱為孔徑

13、失真。 得到的 使原頻譜 產(chǎn)生頻率失真，靠LPF無法恢復(fù)。 恢復(fù)模型變?yōu)椋篖PF比較三種抽樣 ，及恢復(fù)方法。 孔徑失真的產(chǎn)生第四十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 內(nèi) 容類型抽樣模型 恢復(fù)模型 ms(t) Ms() 說明 理想抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號m(t) 自然抽樣用低通濾波器可無失真恢復(fù)原模擬信號m(t)瞬時抽樣 樣值信號產(chǎn)生了孔徑失真，收端需要采用型頻率補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)才能無失真恢復(fù)原模擬信號m(t)備注 用到的付里葉變換對：m(t)ms(t)T(t)m(t)ms(t)s p (t)LPFms(t)m(t)LPFms(t)m(t)m(t)ms(t)T(t)脈沖形成m

14、s(t)第四十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第四十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.4 脈沖調(diào)制1、定義： 用基帶信號（調(diào)制信號）去改變脈沖的某些參數(shù)，稱為脈沖調(diào)制。2、分類： 相應(yīng)有PAM（脈幅調(diào)制）、PDM（脈寬調(diào)制）和PPM（脈位調(diào)制）。 第四十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022

15、年6月第四十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第五十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.5 模擬信號的量化提出原因： 模擬信號抽樣以后，抽樣值可以有無窮多個，如果用N個二進(jìn)制數(shù)字信號表示該樣值的大小，只有有限個電平與之對應(yīng)，因此，抽樣值必須必須被劃分為M個離散電平，即量化電平。一組二進(jìn)制碼：(an-1

16、, an-2, , a1, a0) 則 D=an-12n-1+an-22n-2+a121+a020便是其對應(yīng)的十進(jìn)數(shù)（表示量化電平值）。 這種“可加性”可簡化譯碼器的結(jié)構(gòu)。第五十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.5.1 量化及其量化特性 1. 量化定義：2 .量化信號 用預(yù)先規(guī)定的有限個電平來表示模擬抽樣值的過 程，如后圖。量化器的輸出樣值 實(shí)際抽樣值 第五十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月量化過程示意圖m1等：量化區(qū)間的端點(diǎn)第五十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月3. 量化電平 .指量化器可能的輸出電平，M為量化電平數(shù)。 4. 量化間隔第五十四

17、張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5 .量化誤差 只能減?。炕娖絺€數(shù)多一點(diǎn)），無法消除，也稱量化噪聲，大小由個數(shù)及方法決定。 6 .量化噪聲量化信噪比是量化器的主要性能指標(biāo)之一 。第五十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月它要求兩個方面滿足要求： 取值大小 25dB以上動態(tài)范圍 -545 或050dB以（a,b）或（-a，a）表示都滿足要求 PCM系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由量化信噪比決定。 7. 過載量化噪聲 當(dāng)實(shí)際信號幅度超過量化范圍時，稱發(fā)生了過載，此時失真嚴(yán)重。 量化器的工作要求：第五十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.5.2 均勻量化把輸入信號

18、的取值域等距離分割的量化為均勻量化。特點(diǎn)：(1) 每個量化區(qū)間的量化電平取各個量化區(qū)間的中點(diǎn)。(2) 量化間隔取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。1.定義 第五十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第五十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例如：當(dāng)信號的變化范圍和量化電平數(shù)確定后，量化間隔也確定。當(dāng)信號范圍a，b, M個量化電平。 第五十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2、量化信噪比信號功率和量化噪聲功率之比是量化器的主要指標(biāo)第六十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例5-3 設(shè)一個M個量化電平的均勻量化器，其輸入信號在區(qū)間-a,a具有均勻概

19、率密度函數(shù)，求該量化器的信號量噪比。第六十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月N增加1位，提高6dB。 信號功率第六十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月要想提高量化信噪比 ，均勻量化只好提高M(jìn)，而M大了，相應(yīng)編碼位數(shù)N大，數(shù)據(jù)速率高，有效性低。根據(jù)已得到的結(jié)論：第六十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 由上例可知，量化信噪比隨量化電平數(shù)M的增加而提高， 信號的失真度越小。通常量化電平數(shù)應(yīng)根據(jù)對量化信噪比的要求來確定。 均勻量化器廣泛應(yīng)用于線性A/D變換接口，例如在計算機(jī)的A/D變換中，N為A/D變換器的位數(shù)，常用的有 8位、12位、 16位等不同精度。另

20、外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。 結(jié)論和應(yīng)用第六十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月小，信號 均勻量化有一個致命的缺點(diǎn)，就是不管信號幅度大小如何大時 大。 始終不變，這導(dǎo)致信號小時 變化，其 所以實(shí)際中常采用非均勻量化，大信號量化間隔大，小信號時量化間隔隔小，使得趨于定值。 缺點(diǎn)：但在語音信號數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個明顯的不足：量化噪比隨信號電平的減小而下降。 第六十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.5.3 非均勻量化出發(fā)點(diǎn)： 是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改善小信號時的量化信噪比。與

21、均勻量化相比，優(yōu)點(diǎn)：（1）當(dāng)輸入信號具有非均勻分布的概率密度時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比。（2）非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號的抽樣值成比例。 第六十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月實(shí)現(xiàn)方法： 實(shí)際中，非均勻量化的實(shí)現(xiàn)方法通常是將抽樣值通過壓縮再進(jìn)行均勻量化。所謂壓縮實(shí)際上是用一個非線性變換電路將輸入變量變換成另一變量，即 非均勻量化就是對壓縮后的變量進(jìn)行均勻量化。接收端采用一個傳輸特性為 的擴(kuò)張器來恢復(fù) 第六十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月通常采用對數(shù)壓擴(kuò)特性第六十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年

22、6月第六十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月1. 對數(shù)壓縮特性實(shí)際廣泛采用A律和律（線性）（對數(shù)）(1) A律壓縮：中國和歐洲采用其中A=87.6（2）律壓縮：日本和北美采用第七十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月常見壓擴(kuò)特性曲線， 對數(shù)壓縮特性 (a) 律； (b)A律實(shí)際中 A律壓縮實(shí)現(xiàn)不容易，因為器件的非線性不易產(chǎn)生，且壓縮與擴(kuò)張又不好完全一致。故實(shí)際上采用另一種折線法。 第七十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2、折線近似法（1）13折線近似（A律）方法：先把x軸信號幅度作歸一化處理（最大幅度值為1），然后把y軸信號幅度作歸一化處理。X軸：01范

23、圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/2，取1/21之間為第八段01/2范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/4,取1/41/2為第七段01/4范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/8，取1/81/4為第六段01/8范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/16，取1/161/8為第五段第七十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月01/16范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/32，取1/321/16為第四段01/32范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/64，取1/641/32為第三段01/64范圍 一分為二，中間點(diǎn)為1/128，取1/1281/64為第二段01/128范圍 ，取01/128為第一段而y軸01均勻分為八段，一到八段為01/8，1/

24、82/8,第七十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月13折線A律壓縮特性第七十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月計算各段的斜率第七十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月正方向八段，但一、二段斜率相同，實(shí)際是七段，負(fù)方向也有八段（在第三象限），共14段，負(fù)一、二段與正一、二段斜率相同，故稱13折線，實(shí)際上有16個線段。將每個線段再均勻分為16個量化間隔（015），這樣共有16*16=256個量化級（話音）。第七十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第七十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月分析13折線與A律的逼近程度：比較：兩種小信號

25、時斜率A律： 13折線：第七十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月其他段也基本相同很逼近。 （線性）（對數(shù)）第七十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月給出13折線和A律分段時的x比較值第八十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第八十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.6 脈沖編碼

26、調(diào)制 量化完成了幅度的離散，但直接傳時，電平數(shù)多，并且判別困難， 故需要變化代碼。5.6.1 概念1.編碼：把量化后的信號變換成代碼的過程稱為編碼。 2.譯碼：由代碼重建量化信號的過程3.脈沖編碼調(diào)制：將模擬信號抽樣量化，然后使已量化值變換成代碼。 第八十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月實(shí)際應(yīng)用第八十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.6.2 編碼實(shí)現(xiàn)1.碼型選擇：自然二進(jìn)制碼折疊二進(jìn)制碼需解決的問題 碼型問題 碼位數(shù)的選擇第八十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月負(fù)極性正極性第八十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月自然碼的特點(diǎn)自然碼的

27、碼型沒有相似之處，每個碼組對應(yīng)一個量化電平。當(dāng)傳輸過程遇到誤碼：（1）小信號時，自然碼誤差大。（2）當(dāng)大信號時，自然碼誤差小。 大信號1111變?yōu)?111時，自然二進(jìn)制碼解碼后的誤差為8個量化間隔，折疊碼誤差為15個量化間隔。當(dāng)小信號1000變?yōu)?000時第八十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月折疊碼的特點(diǎn)第一位碼表示極性，雙極性信號可以采用單極性編碼的方法，采用折疊碼可以簡化編碼的過程。當(dāng)傳輸過程遇到誤碼： （1）小信號時，折疊碼誤差小 （2）當(dāng)大信號時，折疊碼誤差大，但通常語音信號都是小幅度。第八十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2.碼位數(shù)的選擇關(guān)系到通信質(zhì)量

28、的好壞涉及設(shè)備的復(fù)雜程度第八十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月3 .碼位安排極性碼 段落碼 段內(nèi)碼 C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 0“1” 0 C1 =1(2) 段落碼 段落碼中的C2用來表示輸入信號抽樣值處于（前四、后四）段，取第五段起點(diǎn)電平為基準(zhǔn) Iw=128第九十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 C2：IS=1270128 ，則C21C3用來確定它屬于56段，還是78段。 第7段起點(diǎn)電平Iw=512 IsIw C3 =1 在78段 C4確定是第7段還是第8段 第8段起點(diǎn)電平Iw=1024 IsIw C4 =1 在第8段C2C3C4=111

29、第九十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月確定段內(nèi)碼(C5 C6 C7 C8)：i)前8個，后8個量化間隔（實(shí)際計算量化區(qū)間） 權(quán)值電流第8段起點(diǎn)電平加上該段的8個量化間隔 Iw=段落起點(diǎn)+8*（該段量化間隔） =1024 +8*64 =1536個量化單位（該段長1/2，分成16份，每份1/32，折成量化單位） Is Iw C5 =0 在18量化間隔第8段均勻分成16份，每份是最小量化間隔1/2048的64倍第九十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月確定段內(nèi)碼：ii) 14 還是58 Iw=1024 +4*64 =1280 Is Iw C7=1 在34iv)3還是4 I

30、w=1024 +3*64 =1216 Is Iw C8=1 在第4量化間隔碼位1 111 00 11 （非線性碼）對應(yīng)11位線性碼 10011100000第九十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論：它表示第8段第4量化間隔， 其量化電平為1216 +32 =1248個量化單位（譯碼也譯成此值）問題：1）量化電平與1270的誤差為22個量化單位，不可消除（量化噪聲），2）過載噪聲，當(dāng)信號幅度超出正常編碼范圍，此時過載，實(shí)驗可觀察，嚴(yán)重失真。實(shí)驗中可看到：每個取樣值量化后都存在量化噪聲，恢復(fù)出的結(jié)果與發(fā)端類似，但有抖動。第九十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.6.

31、3 脈沖編碼調(diào)制（PCM）1.PCM通信系統(tǒng)構(gòu)成： PCM即將模擬信號的抽樣量化值變成代碼。PCM通信在現(xiàn)代社會中應(yīng)用廣泛，如數(shù)字微波、光纖、程控交換，也可用于計算機(jī)、遙控、遙測領(lǐng)域。 系統(tǒng)組成如圖：第一百張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月完成已抽樣序列信號到數(shù)字信號的變換完成由數(shù)字信號到樣值序列信號的變換第一百零一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月2.PCM系統(tǒng)的抗噪性能 系統(tǒng)框圖：第一百零二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月為輸出信號，為量化噪聲，信道加性噪聲(也稱為誤碼噪聲) 系統(tǒng)輸出端總信噪比定義：一般關(guān)心最后輸出端，而輸出端為含信息的已恢復(fù)模擬信號

32、， LPF輸出信號為：第一百零三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月考慮噪聲： 量化噪聲 信道加性噪聲的影響角度： 兩類噪聲來源不同 兩類噪聲互相獨(dú)立第一百零四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月(1)只考慮量化噪聲時的系統(tǒng)性能：由抽樣 恢復(fù)知 ，信號功率為：第一百零五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月量化噪聲的功率譜密度為：不考慮信道加性噪聲的影響時，接收端輸出的量化噪聲功率譜密度為：第一百零六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月設(shè)信道理想，譯碼不引入失真，LPF傳遞函數(shù)為：理想低通濾波器的傳輸特性：因為：輸出噪聲功率譜表達(dá)式：第一百零七張，PPT共

33、一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月任務(wù)：求解（編）譯碼端的量化均方誤差： 為了與均勻量化對比，輸入信號在區(qū)間-a,a具有均勻分布，并均勻量化，量化電平數(shù)為M，則量化噪聲功率為：第一百零八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月（編）譯碼端的量化噪聲功率譜為：低通濾波器的輸出量化噪聲功率為：第一百零九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月根據(jù)抽樣定理的證明：ms(t)LPFm(t)輸出信號的頻譜與已抽樣信號的頻譜之間的關(guān)系：接收端輸出信號的表達(dá)式：仍假設(shè)m(t)是均勻分布-a,a求解信號功率第一百一十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論1：只考慮量化噪聲時PCM系統(tǒng)信

34、噪比PCM系統(tǒng)輸出端平均信號量化噪聲功率比為：第一百一十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月（2）只考慮信道加性噪聲的影響時：假設(shè)誤碼率為 （每個碼出錯概率） 一個碼組中錯一位的概率為（即碼組錯）為8計算： 一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率。每個碼組代表一個抽樣值，當(dāng)錯一個碼時，如：一個自然碼組：第一百一十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率：求錯誤碼組的平均間隔時間信道加性噪聲誤碼錯碼組間的平均間隔為 ：一個周期內(nèi)，錯誤碼元平均間隔 個碼元.錯誤碼組之間的平均間隔為：個碼元第一百一十三張，PPT共一百七十

35、二頁，創(chuàng)作于2022年6月譯碼器輸出端的誤差功率譜密度為：低通濾波器輸出誤差功率信道加性噪聲誤碼第一百一十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月最后： 結(jié)論2：由誤碼引出的PCM系統(tǒng) 信噪比與誤碼率成反比。接收端的信號僅考慮加性噪聲時的PCM系統(tǒng)輸出信噪比：第一百一十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月（3）總信噪比:討論：很小， 以量化噪聲為主 i) 大信噪比時，第一百一十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月結(jié)論3： PCM系統(tǒng)抗噪性能通常用量化器的量化信噪比決定考慮ii）小信噪比時， 很大， 以加性噪聲為主。 實(shí)際中，很容易實(shí)現(xiàn)故PCM抗噪聲性能按第一百一

36、十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 結(jié)論4：PCM系統(tǒng)輸出信噪比與系統(tǒng)帶寬成指數(shù)關(guān)系 系統(tǒng)需要的最小總帶寬為：討論：已知：第一百一十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百一十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.7 差分脈沖編碼調(diào)制DPCM） 64kb/s的A律或律的對數(shù)壓擴(kuò)PCM編

37、碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。 但PCM信號占用頻帶要比模擬通信系統(tǒng)中的一個標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬（3.1 kHz）寬很多倍，這樣，對于大容量的長途傳輸系統(tǒng)，尤其是衛(wèi)星通信，采用PCM的經(jīng)濟(jì)性能很難與模擬通信相比。衛(wèi)星的通信資源相對光纖要少得多. 以較低的速率獲得高質(zhì)量編碼，一直是語音編碼追求的目標(biāo)。通常，人們把話路速率低于64kb/s的語音編碼方法， 稱為語音壓縮編碼技術(shù)。第一百二十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 在PCM中，每個波形樣值都獨(dú)立編碼，與其他樣值無關(guān)， 這樣，樣值的整個幅值編碼需要較多位數(shù)，比特率較高， 造成數(shù)字化的信號帶寬大大增加。然而，

38、大多數(shù)以奈奎斯特或更高速率抽樣的信源信號在相鄰抽樣間表現(xiàn)出很強(qiáng)的相關(guān)性， 利用信源的這種相關(guān)性，一種比較簡單的解決方法是對相鄰樣值的差值而不是樣值本身進(jìn)行編碼。由于相鄰樣值的差值比樣值本身小，可以用較少的比特數(shù)表示差值。這樣，用樣點(diǎn)之間差值的編碼來代替樣值本身的編碼， 可以在量化臺階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)顯著減少，信號帶寬大大壓縮。這種利用差值的PCM編碼稱為差分PCM（DPCM）。 如果將樣值之差仍用N位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比顯然優(yōu)于PCM系統(tǒng)。5.7.1DPCM原理第一百二十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 實(shí)現(xiàn)差分編碼的一個好辦法是根據(jù)前面的k

39、個樣值預(yù)測當(dāng)前時刻的樣值。編碼信號只是對當(dāng)前樣值與預(yù)測值之間的差值的量化編碼。 DPCM系統(tǒng)的框圖如圖所示。圖中，xn表示當(dāng)前的信源樣值，預(yù)測器的輸入代表重建語音信號。預(yù)測器的輸出為 差值 作為量化器輸入，eqn代表量化器輸出，量化后的每個預(yù)測誤差eqn被編碼成二進(jìn)制數(shù)字序列，通過信道傳送到目的地。 該誤差eqn同時被加到本地預(yù)測值 而得到 。 第一百二十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月DPCM系統(tǒng)原理框圖1. DPCM系統(tǒng)原理重建語音信號第一百二十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 在接收端裝有與發(fā)送端相同的預(yù)測器， 它的輸出是 與eqn相加產(chǎn)生。信號既是所要求

40、的預(yù)測器的激勵信號，也是所要求的解碼器輸出的重建信號。在無傳輸誤碼的條件下，解碼器輸出的重建信號 與編碼器中的 相同。 DPCM系統(tǒng)的總量化誤差應(yīng)該定義為解碼器輸出樣值與輸入信號樣值xn之差，即 由上式可知，這種DPCM的總量化誤差nq僅與差值信號en的量化誤差有關(guān)。 2. DPCM量化噪聲分析第一百二十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月以一 個四電平量化為例說明對誤差 進(jìn)行四電平量化第一百二十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.7.2 量化與預(yù)測改為自適應(yīng)為ADPCM16級量化 4位碼 G.721 其他數(shù)字化方法CELP(碼激勵線性預(yù)測） G.728 利用自適應(yīng)

41、量化器取代固定量化，自適應(yīng)預(yù)測取代固定預(yù)測，就是ADPCM，它可以大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。第一百二十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月各種語音編碼方法比較編碼方法傳輸速率（kb/s)最小基帶帶寬（kHz)質(zhì)量PCMADPCMSBC+ADPCMMSBC(子帶）RPE/LTP(規(guī)則脈沖激勵）LD-CELP(低延遲碼激勵）MPE/LPC(多脈沖）CELP(碼本激勵）LPC(線性預(yù)測）LPC+VQ(矢量量化）6432643216161684.82.41.23216321688842.41.20.6長途電話質(zhì)量長途電話質(zhì)量廣播質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)量接近長途質(zhì)量通信質(zhì)量通信質(zhì)

42、量合成質(zhì)量合成質(zhì)量第一百二十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百二十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.8 增量調(diào)制（M, 也寫為DM）與PCM區(qū)別 PCM碼表示樣值大小，用N位碼表示。M代碼表示相鄰樣值的關(guān)系，用一位碼表示。第一百二十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.8.1

43、M 基本原理1 .編碼： 第一百三十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月M波形示意模擬信號m(t)階梯波形m(t)逼近。第一百三十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月討論接收端如何由二進(jìn)制碼序列恢復(fù)出階梯波形輸入端是0、1序列 積分器輸出雖已接近原來模擬信號，但包含高次諧波，需低通濾波器平滑。得到數(shù)字序列：1111000第一百三十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月重新討論增量調(diào)制的工作原理接收端：發(fā)送端：第一百三十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月 簡單M系統(tǒng)框圖第一百三十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月分為： 正常的量化噪聲

44、過載量化噪聲第一百三十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.8.2 M存在的問題1. 過載（a)過載的概念： 當(dāng)模擬信號斜率陡變時，由于臺階 是固定的，而且每秒內(nèi)臺階數(shù)也是確定的，此時階梯電壓就跟不上信號的變化，形成了很大失真的階梯電壓波形，這樣的失真稱為過載現(xiàn)象，相應(yīng)噪聲為過載噪聲。 統(tǒng)稱量化噪聲。 第一百三十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月誤差eq(t)=m(t)-m(t)表現(xiàn)為兩種形式： 一種稱為過載量化誤差， 另一種稱為一般量化誤差。 當(dāng)輸入模擬信號m(t)斜率陡變時，本地譯碼器輸出信號m(t)跟不上信號m(t)的變化，如圖所示。這時， m(t)與m(t)

45、之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信號的嚴(yán)重失真， 這種現(xiàn)象叫過載現(xiàn)象，產(chǎn)生的失真稱為過載失真， 或稱過載噪聲。這是在正常工作時必須而且可以避免的噪聲。 (a) 一般量化誤差； (b) 過載量化誤差第一百三十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月（b)不過載的條件： 信號實(shí)際斜率 即也就是要求和到達(dá)一定數(shù)值。也稱為譯碼器的最大跟蹤斜率第一百三十八張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月則 不過載條件為： 若2 .變化幅度過?。ㄈ绶逯敌∮?）也不能正確編碼，只能出1010交替，恢復(fù)出直流。 因此，量化噪聲的大小和 有關(guān)，大 雖然減少過載噪聲，但是增大了量化噪聲。第一百三十九張，PPT

46、共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.8.3 M抗噪性能臨界條件時 輸出 但該噪聲功率不是系統(tǒng)最終輸出的量化噪聲功率。第一百四十張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月考慮誤差 的周期性誤差的平均功率被認(rèn)為均勻地分布在 頻率之內(nèi)接收端積分器輸出的噪聲功率譜密度為第一百四十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月為LPF濾波器帶寬，為信號頻率為32KHz以上。M的量化噪聲功率 有關(guān)，臺階越大，與質(zhì)量越差。：抽樣頻率，第一百四十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月PCM與DM的比較第一百四十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第5章 模擬信號的數(shù)字傳輸5.1

47、 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實(shí)際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應(yīng)差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復(fù)用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 第一百四十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月提出原因5.9 時分復(fù)用（TDM）和多路數(shù)字電話系統(tǒng)第一百四十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.9.1 TDM 原理時分復(fù)用：把時間幀劃分為若干時隙和各路信號占有各自時隙。實(shí)現(xiàn)在同一信道上傳輸多路信號。與頻分復(fù)用的區(qū)別：TDM在時域上各路信號是分離的，在頻域上各路信號頻譜是重疊。FDM

48、：在頻域上各路信號是分離的，但在時域上各路信號是混疊的。第一百四十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月三路TDM示意圖第一百四十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月可以看出，TDM技術(shù)包含幾個基本要點(diǎn)：各路信號的數(shù)據(jù)輪流占用不同時隙，在傳輸中互不影響。各信號的時隙組成一個確定的結(jié)構(gòu)，稱為幀結(jié)構(gòu)，簡稱幀(frame)。幀是TDM信號的最小組成單元。幀中各個時隙與信號間的對應(yīng)關(guān)系是固定的。收發(fā)雙方必須同步工作。這種同步工作稱為幀同步(frame synchronization)，其目的是正確地定位各幀的起始位置，以便正確地放置與取出各路信號的數(shù)據(jù)。第一百四十八張，PPT共一

49、百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月1. 幀：設(shè)有k路語音輸入信號，每路最高頻率 ，若k=3，旋轉(zhuǎn)開關(guān)順序接通3路信號實(shí)現(xiàn)順序抽樣，該開關(guān)每秒旋轉(zhuǎn) 次，并且在一個旋轉(zhuǎn)周期內(nèi)對各路信號 都抽一次。這樣，在一個周期 內(nèi)有3個脈沖構(gòu)成一幀，每路占 長度為 時隙長度，各路數(shù)據(jù)在一幀的排列，稱幀結(jié)構(gòu)。旋轉(zhuǎn)周期單路信號抽樣周期涉及到的概念5.9.2 復(fù)用信號的路數(shù)與傳輸帶寬第一百四十九張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月3路推廣到N路，N個時隙的總時間在術(shù)語上稱一幀 。每一幀的時間是，必經(jīng)符合抽樣定理要求。 如對語音信號fs=8kHz，一幀時間為125s。 每時隙 第一百五十張，PPT共一百七十二頁

50、，創(chuàng)作于2022年6月說明：對時隙內(nèi)容的分配 這里每個時隙可以是一個抽樣值，如PAM，時隙時間為： 也可以是已量化編碼的PCM或M，ADPCM信號，若一時隙傳PCM信號，對語音8位。第一百五十一張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月每位二進(jìn)制碼占用時間寬度為 對于每個碼元，若用矩形 表示可以用非歸零碼和歸零碼表示歸零碼：如果 稱占空比為50%，注意這里的空可以理解為傳“0”碼（即不傳碼）的時間；計算帶寬與時間有關(guān)，能量帶寬（第一零點(diǎn)帶寬）： 非歸零碼：第一百五十二張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月第一百五十三張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月5.9.3 時分復(fù)用

51、速率計算k 為路數(shù)，即時隙數(shù)； 為位數(shù);可理解為幀重復(fù)率； 第一百五十四張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例5-5 對24路最高頻率為4kHz的信號進(jìn)行時分復(fù)用，采用PAM方式傳輸，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則解：第一百五十五張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例5-6對24路最高頻率為4kHz的信號進(jìn)行時分復(fù)用，采用PCM方式傳輸，8位編碼，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則解：第一百五十六張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月例5-6對24路最高頻率為4kHz的信號進(jìn)行時分復(fù)用，采用PCM方式傳輸， 8位編碼，假定所用脈沖為周期性矩形脈沖，脈寬寬度為每路應(yīng)占時間的一半，試求此24路系統(tǒng)的第一過零點(diǎn)帶寬最小值。 在上例中，若占空比為100%，則另解：第一百五十七張，PPT共一百七十二頁，創(chuàng)作于2022年6月計算實(shí)例例5-7. PC