反激式開關電源參數(shù)優(yōu)化分析和綜合實踐

1、反激式開關電源參數(shù)優(yōu)化分析和綜合實踐4.1 問題的提出反激式開關電源是一種電路最簡單、最容易實現(xiàn)的開關電源電路拓撲，然而，反激式開關電源的參數(shù)選擇不合理就會導致反激式開關電源的損耗增加、效率降低。然而在設計制作時，時常會出現(xiàn)參數(shù)設置不合理的現(xiàn)象，因此需要清楚參數(shù)設置與反激式開關電源效率的關系。最終確定反激式開關電源的參數(shù)優(yōu)化。4.2 不同的占空比對開關管導通損耗的影響在相同電源電壓、相同輸出功率條件下，開關管峰值電流與占空比的關系如下式：（） 很顯然，開關管的占空比的減小會導致開關管的峰值電流的增加。如圖。 圖4.1 相同的平均值電流條件下開關峰值電流與占空比的關系 分析開關周期：s；導通時間

2、0.3 s；輸出二極管導通時間小于0.6 s；整個變壓器儲能與釋放儲能的時間不到1 s；總占空比小于。其余 s處于休閑狀態(tài)；電源電壓18V；復位電壓約10V圖中的橫坐標為占空比，縱坐標為開關管或變壓器一次側(cè)峰值電流（一占空比為1時的開關管峰值電流為單位）同樣，開關管流過的電流有效值與占空比的關系如公式（）或（）： （）（）式（）表達的是，開關管流過的有效值電流隨占空比的減小而增加，這樣在相同的開關管導通電阻的條件下，開關管的導通電阻與占空比的關系如下式：通過式（）可以看到，在相同的導通電阻條件下，開關管的導通損耗與占空比成反比關系，也就是說在相同的電源電壓、相同的輸出功率條件下占空比越低，開關

3、損耗越大。在相同的開關管導通電阻和相同的平均值電流的條件下，不同占空比條件下的有效值與平均值的比值以及與損耗（有效值2）的相對關系如表。表4.1 不同占空比條件下的有效值與平均值的比值以及與損耗的相對關系 占空比0.10.20.30.40.50.60.70.80.91.0平均值有效值/平均值3.652.582.101.831.631.491.381.291.211.151有效值2/平均值13.36.674.443.332.672.221.91.671.481.331通過表，可以更清楚地看懂隨著占空比的減小不僅有效值增加，而且損耗增加的速度更快；由圖和表看到占空比小于以后，不僅有效值增加的速度加

4、快，損耗的速度也更進一步的加快。當占空比為時，損耗為平均值的倍！為占空比為時的2倍；如果占空比降低到則損耗為平均值的倍！為占空比時的4倍！為了獲得相同的平均電流值，占空比越小，付出的損耗值越高。4.3 不同的占空比對開關管參數(shù)選擇的影響在相同的輸入電壓的條件下反激式開關電源的反沖電壓與直流母線電壓的關系如公式（）： （）可以看到，隨著占空比的提高，反沖電壓也隨之上升，反沖電壓的上升會導致開關管的額定電壓增加，開關管的額定電壓選擇由公式（）決定： （）式中的V為變壓器漏感在開關管關斷過程產(chǎn)生的尖峰電壓，對于220Vac輸入電壓等級對應的尖峰電壓一般取100V。如果電源電壓最高值為370V，最低電

5、壓為200V，開關管的最大導通占空比為、對應的反沖電壓分別為：50V、87、133V、200V、300V，在直流母線電壓為370V條件下對應的開關管峰值電壓分別為：520V、557、603V、670、770，所選擇開關管的峰值電壓分別為：600V、600V、650V、700V或800V、700V或800V、800V。表4.2 電流臨界狀態(tài)下開關管的導通占空比對反沖電壓、開關管峰值電壓的影響 占空比0.20.30.40.50.6反沖電壓5087133200300開關管峰值電壓520557603670770開關管的額定電壓600600650800800表4.3 不同額定電壓的第三代MOSFET（I

6、RF系列）的導通性能型號IRF740IRF840IRFBC40IRF830IRFBC30IRFBE40IRFBF40IRFBG30開關管的額定電壓400V500V600V500V600V800V900V1000V開關管額定電流10A8A6.2A4.5A3.6A4.1A3.7A3.1A導通電阻0.550.81.21.52.233.65.0導通電壓5.5V6.4V7.446.75V7.92V12.3V13.32V15.5V很顯然，隨著MOSFET的額定電壓的上升，導通電壓會急劇增加。為了很好的反映不同額定電壓下導通電阻的增加程度，可以將以上的MOSFET折算成相同的額定電流條件下的導通電阻。折算成

7、3A狀態(tài)下的導通電阻為：表4.4 將表4.2 的各MOSFET折合成3A額定電流時的導通電阻開關管的額定電壓400V500V600V800V900V1000V導通電阻1.833.3753.966.146.667.75以上結(jié)果表明：如果選用常規(guī)MOSFET，很可能既是提高占空比也不會降低開關管的導通損耗。為了減小開關管的導通損耗由不明顯的提高開關管的開關損耗，應選擇Infineon的CoolMOS，CoolMOS的C3系列是比較成熟的型號：表4.5 Infineon公司生產(chǎn)的CoolMOS的導通特性 型號VDSS額定電流導通電阻額定電流下的導通電壓SPD02N60C3650V1.8A35.4VS

8、PP02N80C3800V2A2.75.4VIPW90R1K2C3900V5.1A1.26.12V可以看到，CoolMOS的額定定電壓的提升并沒有明顯的提高導通電壓。為了與IRF系列具有可比性，需要將CoolMOS折算成2A額定電流下的導通電阻：表4.6 的MOSFET折合成2A額定電流時的導通特性型號VDSS折合電流折合后的導通電阻折合電流下的導通電壓SPD02N60C3650V2A2.75.4VSPP02N80C3800V2A2.75.4VIPW90R1K2C3900V2A3.066.12V這個結(jié)果可以看到，盡管CoolMOS的額定電壓提高，導通電阻并沒有明顯的提高。這時通過提高占空比可以

9、有效地降低開關管的導通損耗。公式（）的計算結(jié)果與實際結(jié)果很相近。以上分析僅僅考慮開關管的導通損耗與占空比的關系。開關管的損耗不僅與導通損耗有關，還與開關損耗有關。4.4 不同的占空比對開關管開關損耗的影響在相同的開關管的開通時間和關斷時間以及相同的直流母線電壓條件下反激式變換器的開關損耗主要是關斷損耗。開關管的開關損耗可以用圖表示：很顯然，在開關管的關斷時間相同的條件下，開關管關斷電流越小，所產(chǎn)生的關斷損耗越小。也就是說開關管的占空比增加一倍，如從增加到。開關管的峰值電流就可以減半，開關管的關斷損耗同樣減半，如圖（b）。圖4.2 開關管的關斷過程圖4.3 開關管的開通過程圖的左圖為硬開關的反激

10、式變換器的開關管漏-源極電壓波形，很顯然這是在電源電壓下開通的。右圖為準諧振狀態(tài)下的開關管漏源極電壓波形。開關管的開通損耗可以通過設法降低開關管開通時刻的漏源極電壓減小，如果開關管在開通時刻的漏源極電壓為零，則可以實現(xiàn)零電壓開通，開通損耗為零。采用準諧振工作模式可以有效地降低開關管開通時刻的電壓，甚至可以將開通時刻的電壓降低到零，如圖的右圖。從以上分析可以得出盡可能的增加開關管的占空比有利于減小開關管關斷損耗的結(jié)論。4.5 不同的占空比對變壓器一次側(cè)繞組損耗的影響 （）或 （）在相同的輸出功率和對直流母線電壓條件下，盡可能的增加開關管的導通占空比將有利于降低變壓器一次側(cè)繞組有效值電流，這個結(jié)論

11、與開關管的導通損耗相一致。4.6 不同的占空比對直流母線電容器損耗的影響由上面的公式可以看到，盡可能的增加開關管的占空比有利于降低流過直流母線電容器的電流有效值。不同占空比下的直流母電容器流過的有效值電流與直流母線平均值之間的關系如表。表4.7 不同占空比下的直流母電容器流過的有效值電流與直流母線平均值之間的關系 占空比0.10.20.30.40.50.60.70.80.91.0有效值/平均值3.512.381.861.531.291.100.950.8160.6940.58有效值2/平均值12.35.673.442.331.671.220.900.670.480.33無論是有效值與平均值的比

12、值，還是有效值2與平均值的比值，均隨著占空比的減小而增長，有效值2與平均值的比值增長比有效值與平均值的比值增長得更快。很顯然增大開關管的占空比有利于減小直流母線電容器的損耗。4.7 輸出整流二極管的導通占空比對輸出整流二極管導通損耗的影響輸出整流器的導通可分為電感電流臨界型和電感電流斷續(xù)型兩類，不同的工作狀態(tài)所產(chǎn)生的損耗不同。一般情況下，如我國單相交流市電輸入為220V（120%），開關管的最大占空比在電源電壓最低和最大輸出功率時，在這個狀態(tài)下可以將反激式變換器設置為電感電流臨界工作狀態(tài)。在高于電源電壓最低值和低于最大輸出功率狀態(tài)下，反激式變換器將進入電感電流斷續(xù)狀態(tài)。4.7.1 電感電流臨界

13、工作狀態(tài)表4.8 電流臨界狀態(tài)下，直流母線電流平均值與輸出電流平均值的比值開關管占空比0.10.20.30.40.50.6直流母線電流平均值/輸出電流平均值942.331.510.67直流母線電流效值/直流母線電流平均值3.652.582.101.831.631.49輸出電流有效值/輸出電流平均值1.211.291.381.491.631.83圖4.4 不同占空比條件下的開關管電流波形與輸出整流器電流波形 4.7.2 電感電流斷續(xù)狀態(tài)電感電流斷續(xù)狀態(tài)下的輸出整流器流過的有效值電流仍然可以應用公式（），流過輸出整流濾波電容器的電流有效值仍然可以應用公式（）。但是電流斷續(xù)狀態(tài)下的反激式變換器的輸出

14、整流器的導通時間由于電感電流的斷續(xù)，其導通時間將小于開關周期與開關管的導通時間的差值，也就是說在電感電流斷續(xù)狀態(tài)下，公式（）將不再適合。因此公式（）和公式（）中的D將變?yōu)檩敵稣髌鞯膶嶋H導通時間與開關周期的比值。除了輸出整流器導通占空比的變化外，電流斷續(xù)狀態(tài)下，輸出整流器流過的有效值電流和輸出濾波電容器流過的有效值與輸出整流器導通占空比的關系同樣可以應用公式（）和公式（），這兩個公式所得出的結(jié)論也是同樣適用的。通過上述分析可以知道：由于反激式變換器的能量傳輸需要通過變壓器的激磁電感存儲與釋放儲能，因此在開關管和輸出整流器導通之和為開關周期或接近于開關周期時為最佳。由于變壓器激磁電感電流不能連續(xù)

15、，在整個開關周期中總會有開關管和輸出整流器均不導通的狀態(tài)，這種狀態(tài)的出現(xiàn)會導致開關管的占空比的降低、輸出整流器占空比的降低或兩者同時降低。為了維持輸出功率的不變，由于開關管、輸出整流器的導通占空比的下降，使得開關管、輸出整流器的峰值電流上升，導致了開關管、輸出整流器的在平均電流相同的條件下有效值電流的上升，進而導致開關管、輸出整流器電流額定的增加和的導通損耗增加。尤其是開關管與輸出整流器導通占空比之和很低狀態(tài)下尤為明顯。圖為某反激式開關電源的開關管的漏源極電壓波形。圖中的開關周期約為；開關管導通時間約為開關管的導通占空比不到；輸出整流器的導通時間約為，輸出整流器的導通占空比約為。開關管與輸出整

16、流器的導通占空比之和還不到，也就是說整個開關周期中大約有85%的時間，變換器處于不工作狀態(tài)。這樣的狀態(tài)將使得開關管、輸出整流器在導通狀態(tài)下的有效值電流分別為直流母線平均值電流和輸出平均值電流的倍和倍，這個數(shù)值與臨界狀態(tài)下開關管導通占空比為狀態(tài)下的和分別高出倍和倍！所帶來的損耗增加則是高出10倍和5倍以上。直流母線電容器流過的電流和輸出整流器流過的電流為直流母母線電流平均值和輸出電流平均值的倍和倍。在相同ESR條件下，損耗是直流平均值的倍和倍。而在電流臨界狀態(tài)下開關管占空比為條件下，開關管、輸出整流器的電流有效值電流與，開關管、輸出整流器的電流平均值的比值分別為和，對應的損耗也僅為直流平均值的倍

17、和倍。兩者的相差值在10倍以上！輸出整流器輸出的電壓為開關管關斷后的“平頂”電壓部分也就是反沖電壓或復位電壓，這個電壓幅值約為5V。根據(jù)反激式變換器的輸入輸出電壓關系，可以得出電流臨界狀態(tài)下的占空比為，同樣不是一個比較合理的數(shù)值。由于開關管的導通時間過于短，致使開關管導通很差，在電源電壓為18V時開關管導通狀態(tài)的壓降竟達到近3V！這在低壓MOSFET的選擇是不正常的，或者是驅(qū)動不合理所致。其柵極啟動電壓波形如圖。如果MOSFET是標準柵極電壓驅(qū)動的MOSFET，和顯然能夠達到8V的最低驅(qū)動電壓的時間是很短的，表明由于占空比過于小而導致驅(qū)動不足。 4.8 輸出整流二極管的導通占空比對變壓器二次側(cè)繞組損耗的影響4.8.1 電流臨界狀態(tài)公式（）同樣也是變壓器二次側(cè)繞組的電流有效值，公式（）所得出的結(jié)論同樣適用于變壓器二次側(cè)繞組，也就是隨著輸出整流器的導通占空比的增加，電流有效值變小。4.8.2 電流斷續(xù)狀態(tài)