《開關(guān)穩(wěn)壓電源》word版

1、開關(guān)穩(wěn)壓電源摘要d本設(shè)計(jì)以UC3842芯片作為開關(guān)電源的控制芯片，采用隔離的反激變換器作為DC-DC主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) ，結(jié)合 philips P89LPC935單片機(jī)最小系統(tǒng)，對(duì)整個(gè)開關(guān)穩(wěn)壓電源回路進(jìn)行輔助控制，并完成了各種人機(jī)交互的過程；在主回路中，仍舊使用專用的開關(guān)電源控制芯片輸出占空比可調(diào)的方波，從而控制電感的充電時(shí)間，最后達(dá)到控制輸出電壓的目的；同時(shí)通過UC3842的過流檢測(cè)管腳實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)電源的過流保護(hù)功能。philips P89LPC935單片機(jī)最小系統(tǒng)在這里充當(dāng)了管理者的作用，它不但直接通過其自帶的8位AD從電源的輸出端獲取輸出電壓值，并通過其SPI串行數(shù)據(jù)傳輸口向連接有6B595的

2、液晶顯示器控制模塊sed1520發(fā)送各種顯示數(shù)據(jù)，和控制led數(shù)碼管的顯示，通時(shí)它還使用同樣的方式實(shí)現(xiàn)了鍵盤的掃描，最后通過軟件編程，結(jié)合philips P89LPC935自帶的DA輸出，實(shí)現(xiàn)了通過按鍵實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)穩(wěn)壓電源輸出電壓的步進(jìn)調(diào)整過程。DC-DC主拓?fù)浠芈穯纹瑱C(jī)最小系統(tǒng)反饋控制回路輸出輸入：220v隔離變壓器整流濾波方案論證DC-DC主回路拓?fù)浞桨敢唬翰捎肂oost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可設(shè)計(jì)成電流型控制的升壓DCDC電路，用這種方法雖然電路簡(jiǎn)單，且不需繞制變壓器，只有一個(gè)電感，所以也意味著其不可能具有輸入和輸出隔離，并且很明顯，Boost輸出不可能低于輸入電壓。方案二：采用隔離的反激變換器，這種

3、電路的工作原理與Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)類似，主要多了個(gè)變壓器隔離，當(dāng)變壓器有多組副線圈時(shí)可有多個(gè)輸出，而且所有線圈之間以及初級(jí)相互隔離的，只要調(diào)節(jié)初級(jí)與各次級(jí)匝比，輸出可以做成任意大小，從而降低對(duì)電源控制芯片脈寬調(diào)節(jié)范圍的要求。方案三：采用正激變換器結(jié)構(gòu)，由于正激變換器不存儲(chǔ)能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個(gè)電感，與輸出電容一起平滑電流，正激可直接構(gòu)成500W或更大功率，這種拓?fù)涞闹饕拗圃谟谑欠窨少I到到達(dá)功率的MOSFET，增加功率就會(huì)增加電流，最終導(dǎo)致MOSFET消耗太大。綜合考慮，方案二電路相對(duì)簡(jiǎn)單，且易于實(shí)現(xiàn)，故采用方案二?？刂品椒皩?shí)現(xiàn)方案方案一：通過UC3842的反饋管腳

4、對(duì)輸出占空比進(jìn)行調(diào)整，從而控制電感的充電時(shí)間，最后達(dá)到控制輸出電壓的目的；同時(shí)通過UC3842的過流檢測(cè)管腳實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)電源的過流保護(hù)功能。方案二：采用philips P89LPC935作為開關(guān)電源的主控芯片，直接輸出PWM波控制開關(guān)管的斷開與閉合，同時(shí)通過反饋電路采集輸出電壓后，采用PID算法控制PWM波的占空比，實(shí)現(xiàn)電壓的反饋調(diào)整，并通過P89LPC935實(shí)現(xiàn)輸出電壓與電流的測(cè)量與顯示功能，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓進(jìn)行鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整。方案三：以UC3842作為開關(guān)電源的控制芯片，結(jié)合 philips P89LPC935輔助控制并完成其它功能。權(quán)衡以上三種方案，考慮到單片機(jī)的時(shí)鐘速率，為保證設(shè)計(jì)的可

5、行性，最后決定采用方案三以降低設(shè)計(jì)項(xiàng)目的失敗率。提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案開關(guān)電源的功耗包括由半導(dǎo)體開關(guān)、磁性元件和布線等的寄生電阻所產(chǎn)生的固定損耗以及進(jìn)行開關(guān)操作時(shí)的開關(guān)損耗。對(duì)于固定損耗，由于它主要取決于元件自身的特性，因此需要通過元件技術(shù)的改進(jìn)來予以抑制。在磁性元件方面，對(duì)于兼顧了集膚效應(yīng)和鄰近導(dǎo)線效應(yīng)的低損耗繞線方法的研究由來已久。為了降低源自變壓器漏感的開關(guān)浪涌所引起的開關(guān)損耗，人們開發(fā)出了具有浪涌能量再生功能的緩沖電路等新型電路技術(shù)。以下是提高開關(guān)電源效率的電路和系統(tǒng)方法：方法1：ZVS（零電壓開關(guān)）、ZCS（零電流開關(guān)）等利用諧振開關(guān)來降低開關(guān)損耗。 方法2：運(yùn)用以有源箝位電路為代

6、表的邊緣諧振（Edge Resonance）來降低開關(guān)損耗。方法3：通過延展開關(guān)元件的導(dǎo)通時(shí)間以抑制峰值電流的方法來減少固定損耗。方法4：在低電壓大電流的場(chǎng)合通過改善同步整流電路的方法來減少固定損耗。方法5：利用轉(zhuǎn)換器的并聯(lián)結(jié)構(gòu)來減少固定損耗。電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算主回路器件的選擇及參數(shù)計(jì)算器件材料的選擇：磁性材料的選擇：開關(guān)電源的頻率一般為幾十千赫至幾百千赫宜選國產(chǎn)MXO-2000錳鋅鐵氧體，其導(dǎo)磁率=2000。由這種材料制成EE型磁芯具有漏感小、藕合性能好、繞制方便等優(yōu)點(diǎn)。對(duì)于2080W的小功率開關(guān)電源，可采用E-12型磁芯，磁芯有效面積Sj=1.44cm2。飽和磁通密度Bs=400mT,使用

7、時(shí)為防止出現(xiàn)磁飽和，實(shí)取磁通密度B=250T。開關(guān)功率管的選擇：由于開關(guān)功率管應(yīng)能承受630V以上的高壓，為安全起見，應(yīng)采用耐壓1000V的VMOS管?？蛇x用IRFPG407型，其漏源級(jí)可承受最高電壓VDSM=1000V，最大漏極電流IDM=4.3A，最大功耗PDM=150W，完全可以滿足要求。但在用時(shí)，必須加合適的散熱器。自饋線圈、次極線圈中整流管的選擇：自饋線圈回路中可選FR309型快恢復(fù)二極管，其耐壓值為1000V，額定整流電流為3A。次極線圈回路宜選用肖特基二極管，它屬于高頻、大電流、底功耗器件，其正向?qū)▔航祪H0.4V左右，還不到快恢復(fù)二極管VF的一半。D80004型肖特基二極管的主

8、要參數(shù)是：平均整流電流I0=15A，最大正向壓將VF=0.4V，反向恢復(fù)時(shí)間tvv10ns,反向峰值電壓VR=40V。主要參數(shù)確定：由UC3842構(gòu)成的開關(guān)電源屬于單端反激變換器式。其工作頻率盡管可達(dá)500KHZ，但受工藝、開關(guān)功率管頻率特性等因素的限制，通常將設(shè)計(jì)在幾十千赫以下。使用VMOS管時(shí)，用雙極型開關(guān)功率管時(shí)，為宜，當(dāng)電路起振后，用示波器從UC3842的第4腳可觀察到幅度約為1.5V，周期為25的鋸齒波。反向恢復(fù)時(shí)間愈小，高頻開關(guān)性能越好。肖特二極管（SBD）的，快恢復(fù)二極管（FRD）的，超快恢復(fù)二極管（SRD）的。計(jì)算脈沖信號(hào)最大占空比Dmax：當(dāng)U2在1521V范圍內(nèi)變化時(shí)。經(jīng)全

9、波整流后的直流輸入電壓VImin21V, VIMAX29V。單端反激式開關(guān)電源中所產(chǎn)生的反向電動(dòng)勢(shì)e8V。線圈漏感造成的尖峰電壓VL10V，因?yàn)閂IMAX + e + VL 47V。故開關(guān)功率管應(yīng)能承受47V以上的高壓。計(jì)算脈沖信號(hào)最大占空比：計(jì)算初級(jí)線圈的電感量L1：高頻變壓器初級(jí)線圈的電感量L1由下式確定： (1)將開關(guān)電源效率=80%、VImin = 21V 、Dmax = 27.5% 、= 100W 、一并代入（1）式，則L1 =0.001mH。設(shè)滿載時(shí)峰值電流為IP，在進(jìn)行短路過流保護(hù)時(shí)的過載電流為IS，有公式： (2) (3)不難求出；在初級(jí)線圈儲(chǔ)存的電能為 確定初級(jí)線圈的匝數(shù)N1

10、：在初級(jí)線圈的安匝數(shù)與所儲(chǔ)的電能之間存在下述關(guān)系： （4）將、代入（4）式得安匝。因此匝，實(shí)取90匝，采用4.31高強(qiáng)度漆包線繞制。確定反饋線圈匝數(shù)和次級(jí)線圈匝數(shù)：確定后，利用下式可計(jì)算出 （5）計(jì)算得=11.1匝，實(shí)取11匝采用2.51高強(qiáng)度漆包線繞制。次級(jí)線圈的回路中采用肖特基二級(jí)管D80-004，0.4， =30V，故計(jì)算可得=12.85匝，鑒于達(dá)7安時(shí)線圈的銅阻與輸出引線電阻上均會(huì)形成壓降，為避免輸出電壓跌落應(yīng)適當(dāng)提升的值，可選取=14 匝，用4股1.0高強(qiáng)度漆包線繞制并聯(lián)后繞制而成，電流密度?？刂齐娐吩O(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算 由UC3842構(gòu)成的電路如下圖，剛開機(jī)時(shí)18V交流電壓經(jīng)過橋式整流和

11、濾波，產(chǎn)生約+25V的直流電壓然后經(jīng)R2降壓后向UC3842提供16V啟動(dòng)電壓，R1是限流電阻，C1是濾波電容，進(jìn)入正常狀態(tài)后反饋線圈上的高頻電壓經(jīng)過D2，C8整流濾波，就做為UC3842的正常工作電壓，R3、C2用以改善內(nèi)部誤差放大器的頻率響應(yīng)R4是斜坡補(bǔ)嘗電阻，R6=10、C5=470pF,開關(guān)頻率501.8/R6C640kHz。C7是消噪電容，R8為過流檢測(cè)電阻。R10是VMOS管的柵極限流電阻。由C1，D4，R1，R7，D2，C8構(gòu)成兩極吸收回路，用以吸收尖峰電壓。VD1-VD3選用快恢復(fù)二極管FR305。D4為輸出級(jí)的整流管，采用D80-004型肖特基二極管，以滿足高額，大電流整流之

12、需要。整機(jī)工作過程是首先通過自饋線圈N2對(duì)輸出電壓采樣，然后依次經(jīng)過芯片中的誤差放大器、PWM鎖存和輸出級(jí)，去控制VMOS管的導(dǎo)通與截止，以決定高頻變壓器的通斷狀態(tài)，最終達(dá)到穩(wěn)壓目的。效率的分析及計(jì)算根據(jù)各管的耗能計(jì)算，初步估算效率為81%以上；保護(hù)電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算R8為過流檢測(cè)電阻取較小阻值。數(shù)字設(shè)定及顯示電路的設(shè)計(jì)本部分功能主要是通過P89LPC935來控制的。測(cè)試方法與數(shù)據(jù)測(cè)試方法U0可調(diào)范圍通過電壓表直接測(cè)量電源輸出端可得到；IOMAX通過把電流表串在一大功率可調(diào)電阻負(fù)載上，下調(diào)負(fù)載電阻，查看電流表示數(shù)；電壓調(diào)整率：SV:定義為負(fù)載不變，輸入電壓VI變化時(shí)維持輸出電壓不變的能力常用單

13、位輸出電壓下輸出電壓VO變化量DVO與輸入電壓變化量DV1之比，其中的電壓數(shù)據(jù)都是由電壓表直接測(cè)量得到；負(fù)載調(diào)整率：定義為輸入電壓不變而負(fù)載電流在規(guī)定范圍內(nèi)變化時(shí)輸出電壓相對(duì)變化的百分比，其中的電壓數(shù)據(jù)都是由電壓表直接測(cè)量得到；噪聲紋波電壓峰峰值測(cè)量通過把示波器直接接在電源輸出端測(cè)量得到數(shù)據(jù)；效率測(cè)試：通過測(cè)量輸入輸出端的電壓，電流，求得輸入輸出功率，效率=輸出功率/輸入功率； 過流保護(hù)功能測(cè)試：通過把電流表串在一大功率可調(diào)電阻負(fù)載上，下調(diào)負(fù)載電阻，查看電流表示數(shù)即可得出結(jié)論。測(cè)試儀器電流表，電壓表，大功率可調(diào)電阻負(fù)載，示波器，交流調(diào)壓器。測(cè)試數(shù)據(jù)經(jīng)多次測(cè)量求平均值得，U0可調(diào)范圍為2838V, IOMAX=2.2A, 電壓調(diào)整率=1.5%,負(fù)載調(diào)整率=3.