第8章-干擾機(jī)構(gòu)成及干擾能量計算課件

1、第8章 干擾機(jī)構(gòu)成及干擾能量計算 8.1 干擾機(jī)的基本組成和主要性能要求8.2 干擾機(jī)的有效干擾空間8.3 干擾機(jī)的收發(fā)隔離和效果監(jiān)視 8.4 射頻信號存儲技術(shù)8.5 載頻移頻技術(shù)8.1 干擾機(jī)的基本組成和主要性能要求 8.1.1 干擾機(jī)的基本組成 如上所述,干擾的基本原理分為遮蓋式干擾和欺騙式干擾。為了有效干擾敵方威脅雷達(dá),合理而有效地利用干擾資源、制定干擾樣式,這兩種干擾都需要有偵察接收設(shè)備對威脅雷達(dá)信號環(huán)境進(jìn)行信號檢測、分選識別和分析處理,并將結(jié)果提交干擾決策和干擾資源管理單元,如圖81所示。 遮蓋式干擾和欺騙式干擾只是干擾機(jī)中的兩類具體干擾資源。一部干擾機(jī)所轄干擾資源的數(shù)量、類型、性能

2、指標(biāo)等,因其具體作戰(zhàn)任務(wù)而異。每一個干擾資源在收到對它的干擾決策控制命令后,按照決策控制命令所制定的干擾樣式和干擾參數(shù),產(chǎn)生相應(yīng)的干擾信號。 圖81 干擾機(jī)的基本組成 1.遮蓋式干擾資源的基本組成 遮蓋式干擾資源的基本組成如圖82所示。由偵察設(shè)備經(jīng)干擾決策后提供的威脅雷達(dá)頻率碼f0送給頻率設(shè)置電路,該電路輸出與頻率碼f0相對應(yīng)的直流電壓U(f0),控制壓控振蕩器(VCO)的中心頻率;調(diào)頻干擾技術(shù)產(chǎn)生器根據(jù)調(diào)頻干擾樣式和參數(shù)的決策控制命令,輸出相應(yīng)的調(diào)頻信號Ufm(t),調(diào)制VCO的振蕩頻率;調(diào)幅干擾技術(shù)產(chǎn)生器根據(jù)調(diào)幅干擾樣式和參數(shù)的決策控制命令,輸出相應(yīng)的調(diào)幅信號Uam(t), 控制幅度調(diào)制器

3、,使輸出信號產(chǎn)生相應(yīng)的幅度變化;干擾功率合成與波束形成網(wǎng)絡(luò)根據(jù)干擾方向和干擾功率的決策控制命令,對小功率的干擾信號進(jìn)行功率放大與合成,在指定的方向上輻射強(qiáng)功率的干擾信號。 由于遮蓋式干擾資源的干擾信號來源于自身的VCO,其中心頻率、調(diào)頻樣式與參數(shù)、調(diào)幅樣式與參數(shù)等都需要由雷達(dá)偵察設(shè)備先行設(shè)置引導(dǎo),因此傳統(tǒng)上也稱其為引導(dǎo)式干擾資源。圖82 遮蓋式干擾資源的基本組成 2.欺騙式干擾資源的基本組成 根據(jù)干擾信號源的差別,欺騙式干擾資源主要分為轉(zhuǎn)發(fā)式干擾資源和應(yīng)答式干擾資源兩種,分別如圖83、圖84所示。 轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的輸入信號中包括接收到威脅雷達(dá)的射頻脈沖信號fs(t)和干擾決策控制命令。fs(t)經(jīng)

4、定向耦合器分別送給射頻信號存儲器(RFM)和信號解調(diào)電路,射頻信號存儲器將短暫的fs(t)信號保存足夠的時間max。若以fs(t)信號的前沿時間為起始,在遲延了時刻需要進(jìn)行干擾發(fā)射的時候,再將fs(t-)信號從射頻信號存儲器中取出,送給干擾調(diào)制器。 信號解調(diào)電路的組成如圖83(b)所示,首先由射頻信號檢波器從中解調(diào)出以脈沖包絡(luò)為代表的距離基準(zhǔn)信號S(t),再由峰值檢波器和濾波器從中解調(diào)出角度欺騙干擾時所需的雷達(dá)天線掃描調(diào)制信號A(t)。干擾控制電路根據(jù)決策命令和基準(zhǔn)信號S(t)向射頻信號存儲器發(fā)出存儲的開始和結(jié)束控制信號C(t),從射頻信號存儲器中取出fs(t-)的開始和結(jié)束控制信號R(t),

5、對角度信息進(jìn)行欺騙干擾的調(diào)制信號AJ(t),對圖 83 速度信息進(jìn)行欺騙干擾的調(diào)制信號Upm(t)以及對干擾信號進(jìn)行放大、合成和對干擾方向進(jìn)行控制的信號DJ(t)。在一般情況下,RJ(t)既用作對射頻信號存儲器的輸出控制,也用作對干擾調(diào)制器和功率放大器的脈沖調(diào)制信號,并且RJ(t)C(t-)。upm(t)則用于對射頻信號調(diào)相。有些簡單的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機(jī)中沒有射頻信號存儲器,則只能夠?qū)ν{雷達(dá)進(jìn)行角度欺騙和速度欺騙干擾。 應(yīng)答式干擾采用VCO取代轉(zhuǎn)發(fā)式干擾中的射頻信號存儲器,它不需要輸入威脅雷達(dá)的射頻信號fs(t),只需要輸入檢波后的威脅雷達(dá)脈沖包絡(luò)信號S(t)和雷達(dá)天線掃描調(diào)制信號A(t),如圖8

6、4所示。VCO的頻率設(shè)置方法類似于遮蓋式干擾,干擾控制電路根據(jù)決策控制命令產(chǎn)生各項調(diào)制信號RJ(t)、AJ(t)和DJ(t)。由于應(yīng)答式干擾的信號與威脅雷達(dá)信號不相干,所以不能進(jìn)行速度欺騙干擾。 由于應(yīng)答式干擾資源與遮蓋式干擾資源在組成上具有許多共同點,只要對干擾控制電路稍加改進(jìn),就能夠同時具有遮蓋式干擾和應(yīng)答式干擾的能力。圖84 應(yīng)答式干擾資源的基本組成 8.1.2 干擾機(jī)的主要性能要求 由于任何一部干擾機(jī)都具有偵察接收設(shè)備,并且偵察接收設(shè)備的性能直接影響到干擾的性能和干擾效果。有關(guān)偵察接收設(shè)備的主要性能要求可參見第5章。本章主要討論與干擾發(fā)射部分有關(guān)的性能要求。 1.有效輻射功率 有效輻射

7、功率是干擾機(jī)的發(fā)射功率PJ與干擾發(fā)射天線增益GJ的乘積,即PJGJ。它表現(xiàn)了干擾機(jī)工作時在主瓣方向的干擾功率密度。 對于具有功率和波束合成能力的干擾機(jī),PJ、GJ分別表示合成以后的最大發(fā)射功率和天線增益。在一般情況下,PJ是干擾發(fā)射機(jī)末級功放的額定輸出功率與接收到的雷達(dá)信號功率Pin無關(guān)。但對于沒有射頻信號存儲器的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機(jī),則與接收到的雷達(dá)信號功率Pin有關(guān):(81) 式中,Pimin為最小輸入信號功率(靈敏度);Pisat為飽和輸入信號功率;KP為干擾機(jī)的額定功率增益;PJ0為干擾機(jī)的飽和發(fā)射功率。 2.干擾頻率 干擾頻率包括干擾機(jī)能夠工作的頻率范圍BJ和在任意時刻干擾信號能夠覆蓋的干擾

8、帶寬fj。遮蓋式干擾的fj主要是由Ufm對VCO的頻率調(diào)制形成的,可以按照瞄準(zhǔn)、阻塞和掃頻干擾的要求選擇其調(diào)制波形和參數(shù);欺騙式干擾的fj主要是通過Upm(t)對轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號調(diào)相形成的,其數(shù)值遠(yuǎn)小于遮蓋式干擾時的fj,可以按照速度欺騙干擾的要求選擇其調(diào)制波形和參數(shù)。 3.干擾空間范圍 干擾空間范圍包括干擾發(fā)射天線波束在空間的最大指向范圍J和在任意時刻干擾波束的覆蓋范圍J。J主要根據(jù)威脅雷達(dá)的空間范圍確定。J越小,則干擾能量越集中,但需要綜合考慮發(fā)射天線的口徑、測向引導(dǎo)的精度、復(fù)雜程度等因素。 4.引導(dǎo)誤差 引導(dǎo)誤差包括頻率引導(dǎo)誤差f和方向引導(dǎo)誤差。影響引導(dǎo)誤差的主要因素有:偵察接收設(shè)備的測頻、

9、測向誤差,對干擾發(fā)射設(shè)備頻率和方向的控制、標(biāo)校誤差和VCO的頻率穩(wěn)定性、裝載平臺的方向穩(wěn)定性等。對于遮蓋式干擾,一般要求:(82) 式中,fr為威脅雷達(dá)接收機(jī)帶寬。 5.引導(dǎo)時間tj 干擾機(jī)的引導(dǎo)時間是指:從接收到威脅雷達(dá)信號到發(fā)出射頻干擾信號的時間。它包括從接收到威脅雷達(dá)信號到發(fā)出決策控制命令的時間tp和從收到?jīng)Q策控制命令到輸出射頻干擾信號的時間tc。 tj=tp+tc (83) 前者主要是偵收設(shè)備的信號處理時間,一般比較長;后者主要是干擾資源的調(diào)控時間,也是干擾資源執(zhí)行決策命令、形成各種控制信號和調(diào)制信號的時間,一般不超過若干微秒。 在連續(xù)的干擾實施過程中,tp只需一次或幾次(只有重新制定

10、或修改決策控制命令才需要),而tc可能是經(jīng)常發(fā)生的(如修訂調(diào)制參數(shù)等)。由于tp較長,對于有些作戰(zhàn)時間很短而威脅程度很高的威脅雷達(dá)(如導(dǎo)彈末制導(dǎo)雷達(dá)),為了減小tp,必須充分利用這些威脅雷達(dá)的先驗信息,開設(shè)特殊的信號處理通道,簡化和縮短信號處理與干擾決策的過程。 轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的引導(dǎo)時間還包括最小轉(zhuǎn)發(fā)遲延(時間)tmin。它是指在實施轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的過程中,從接收到的威脅雷達(dá)信號前沿開始到第一個轉(zhuǎn)發(fā)干擾脈沖前沿的最小遲延時間。由于欺騙式干擾經(jīng)常用作目標(biāo)的自衛(wèi)干擾,為了有效保護(hù)自身,tmin越小越好,一般在100ns以內(nèi)。 6.對多威脅雷達(dá)的干擾能力 在現(xiàn)代作戰(zhàn)環(huán)境中,常常會同時存在多部威脅雷達(dá)。干擾機(jī)

11、必須能夠同時、有效地干擾這些雷達(dá),才能完成預(yù)定的作戰(zhàn)任務(wù)。為此采取的主要措施并不是將各種干擾資源簡單地組織在一起,而是突出各種資源的合理分工,加強(qiáng)對各種資源的集中、統(tǒng)一管理,特別是統(tǒng)一偵察接收設(shè)備和干擾決策控制,集中分配和管理各項干擾資源,在有限的時間、空間和能量等約束條件下,對所有的威脅雷達(dá)都達(dá)到最有效的干擾效果。 7.戰(zhàn)斗使用性能 戰(zhàn)斗使用性能包括體積、重量、耗電及使用環(huán)境等方面的要求。此外,工作可靠、性能穩(wěn)定、操作簡單、維護(hù)方便等也是干擾機(jī)研制中非常重要的要求。 8.2 干擾機(jī)的有效干擾空間 干擾機(jī)能夠有效地破壞或擾亂敵方雷達(dá)對我方目標(biāo)檢測、跟蹤的空間范圍稱為干擾機(jī)的有效干擾空間,或者說

12、,當(dāng)我方目標(biāo)位于有效干擾空間之內(nèi)時,就能夠受到干擾機(jī)的有效保護(hù)。因此,干擾機(jī)的有效干擾空間集中體現(xiàn)了干擾機(jī)的有效干擾能力。 8.2.1 干擾方程 設(shè)干擾機(jī)、雷達(dá)、目標(biāo)的空間位置如圖85所示。雷達(dá)天線以其主瓣指向目標(biāo),干擾發(fā)射天線以其主瓣指向雷達(dá)。干擾機(jī)、目標(biāo)與雷達(dá)的相對波束張角為。 雷達(dá)收到的目標(biāo)回波信號功率Prs和干擾信號功率Prj分別為(84) (85) 式中,Pt(W)、Gt分別為雷達(dá)發(fā)射功率和天線增益;(m2)為目標(biāo)的雷達(dá)截面積;A(m2)為雷達(dá)天線的有效面積;(m)為波長;Rt(m)為雷達(dá)與目標(biāo)之間的距離;PJ(W)為干擾發(fā)射功率;GJ為干擾發(fā)射天線增益;Gt()為雷達(dá)天線在干擾方向

13、的增益;J為干擾信號與雷達(dá)信號的極化失配損失系數(shù)(通常干擾信號為圓極化,雷達(dá)天線為線極化,=0.5);RJ(m)為雷達(dá)與干擾機(jī)之間的距離。由此得到在雷達(dá)接收機(jī)輸入端的干擾和目標(biāo)回波信號功率比J/S為(86) 圖85 雷達(dá)、目標(biāo)和干擾機(jī)之間的空間關(guān)系 實現(xiàn)有效干擾的基本條件就是保證J/SKJ。KJ稱為在雷達(dá)接收機(jī)輸入端有效干擾的壓制系數(shù),簡稱為壓制系數(shù)。它是干擾信號調(diào)制樣式、調(diào)制參數(shù)和雷達(dá)信號參數(shù)的復(fù)雜函數(shù),具體可參見第6、7章中的有關(guān)分析。將此條件代入(86)式,可得(87) 對(87)式進(jìn)行整理,可得到干擾機(jī)的有效干擾空間為(88) 圖86 平面上的有效干擾空間示意圖 有效干擾空間的構(gòu)成是R

14、4t與雷達(dá)天線空間增益Gt()的乘積,當(dāng)目標(biāo)、雷達(dá)、干擾機(jī)同方向時,=0,Gt()=Gt,Rt最小,也稱為最小干擾距離Rtmin,(89) (87)式也可以改寫成對有效輻射功率的要求: (810) 以便在干擾機(jī)設(shè)計時作為確定干擾發(fā)射功率和天線增益的依據(jù)。 在自衛(wèi)干擾條件下,干擾機(jī)就安裝在目標(biāo)上,Gt()Gt,RtRJ,代入(88)式,可得(811) 其有效干擾空間是在一個以為Rt半徑的球體之外: (812) 對于沒有射頻信號存儲器的轉(zhuǎn)發(fā)式干擾,其接收到的雷達(dá)信號功率Pin為(813) 式中,Gr為干擾機(jī)接收天線的增益;r為雷達(dá)信號與干擾機(jī)接收天線極化失配系數(shù)(通常雷達(dá)信號為線極化,干擾機(jī)接收天

15、線為圓極化,r=0.5);L為接收過程中的各種損耗。在自衛(wèi)干擾條件下,將(812)、(813)式代入(81)式,可求得這種轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機(jī)的增益KP, 例如, KJ=10,=50m2,L=100,GJ=Gr=10,J=r=0.5,=3cm可求得轉(zhuǎn)發(fā)增益為(814) 8.2.2 干擾機(jī)的時間計算 干擾機(jī)能夠有效干擾威脅雷達(dá)的時間稱為有效干擾時間。干擾機(jī)在實施干擾前先需要偵收設(shè)備提供威脅雷達(dá)的各項干擾參數(shù)和干擾決策,然后才能控制產(chǎn)生預(yù)定的干擾信號,在干擾實施后,也需要不斷地檢測威脅雷達(dá)信號的變化,以便不斷地調(diào)整干擾決策,修訂干擾參數(shù)。為了抗干擾,威脅雷達(dá)也會主動改變信號樣式和信號參數(shù),特別是頻率和波束

16、掃描的迅速變化(如脈間頻率捷變和波束相控陣掃描),對引導(dǎo)時間的要求更加苛刻。因此,對抗的雙方是在進(jìn)行一種動態(tài)搏奕,干擾機(jī)必須具有足夠快的引導(dǎo)時間才能贏得這場動態(tài)搏奕的主動。 對引導(dǎo)tj時間的要求既與雷達(dá)的功能和威脅程度有關(guān),也與制定的干擾決策有關(guān)。 (1)對于固定頻率的雷達(dá),遮蓋式干擾主要采用頻率瞄準(zhǔn)方式,其中遠(yuǎn)程警戒雷達(dá)的掃描速度慢,威脅程度低,允許在雷達(dá)天線掃描幾周后才進(jìn)行有效干擾,tj2050s;近程搜索雷達(dá)的掃描速度較快,威脅程度較高,一般要求在本次雷達(dá)掃描時就進(jìn)行有效干擾,tj5100ms;跟蹤雷達(dá)的威脅程度很高,特別是導(dǎo)彈末制導(dǎo)雷達(dá),一旦檢測到此類雷達(dá),必須盡快實施有效干擾,tj1

17、100ms。 (2)對于頻率慢速變化(機(jī)械調(diào)頻、成組捷變)的雷達(dá),遮蓋式干擾仍然采用頻率瞄準(zhǔn)方式,它的引導(dǎo)時間(主要是頻率引導(dǎo)時間)應(yīng)小于雷達(dá)的頻率變化時間。其中,機(jī)械調(diào)頻的變化較慢,tj110ms;成組捷變的組內(nèi)脈沖不多(幾個到幾十個脈沖),要求引導(dǎo)時間小于一個脈沖重復(fù)周期的時間,tj0.11ms;采用阻塞或掃頻干擾時,干擾的頻率無需跟蹤雷達(dá)頻率的變化,其引導(dǎo)時間的要求同固定頻率雷達(dá)。 (3)對于頻率捷變雷達(dá),遮蓋式干擾如果仍然采用頻率瞄準(zhǔn)方式時,它的引導(dǎo)時間要求取決于雷達(dá)、目標(biāo)、干擾機(jī)三方的空間位置,一般要求:(815) 式中,c為電波傳播速度。該式表明:干擾機(jī)到雷達(dá)的距離必須小于目標(biāo)到雷

18、達(dá)的距離(c/2)tj以上(稱為近距離干擾,SFJ：Stand Forward Jamming),才能保護(hù)目標(biāo)。(815)式在平面上的邊界是一條雙曲線,在空間上的邊界為一雙曲面,如圖87所示。圖87 有效干擾時間的平面示意圖 考慮到雷達(dá)信號具有一定的脈寬,如果允許有效干擾信號出現(xiàn)在目標(biāo)回波脈沖的后沿之前,則引導(dǎo)時間可以放寬到:(8-15a) 采用阻塞或掃頻干擾時的引導(dǎo)時間要求同固定頻率雷達(dá)。 (4)在時分功率管理方式工作的干擾機(jī)中,有效干擾時間位于從收到雷達(dá)信號開始的時間段tj,tj+J內(nèi),也稱為時間選通干擾,相應(yīng)的三者空間關(guān)系為(816) 它在平面上的兩條邊界為兩條雙曲線,在空間為兩雙曲面,

19、如圖88所示。 圖88 時間選通干擾的平面示意圖 (5)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾通常用作目標(biāo)的自衛(wèi)干擾,它的輸出信號總是位于目標(biāo)回波信號之后。由于許多轉(zhuǎn)發(fā)式干擾在其初始階段都要求轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號盡能與目標(biāo)回波信號時間重合,因此要求最小轉(zhuǎn)發(fā)遲延tmin越小越好,一般為(817) 8.3 干擾機(jī)的收發(fā)隔離和效果監(jiān)視 使干擾機(jī)發(fā)射的干擾信號不影響自身偵察接收機(jī)的正常工作,稱為干擾機(jī)的收發(fā)隔離;在干擾實施的過程中,通過偵察接收機(jī)監(jiān)視周圍的威脅雷達(dá)信號環(huán)境和被干擾的威脅雷達(dá)信號的變化,由此判斷干擾效果的優(yōu)劣,稱為效果監(jiān)視。顯然,收發(fā)隔離是效果監(jiān)視的前提和保證。 收發(fā)隔離是收發(fā)雙工的電子系統(tǒng)普遍存在的問題。而在干擾機(jī)中突出

20、的困難在于:干擾機(jī)發(fā)射和偵收往往是同距離或近距離、同頻率、同方向、同時間、同寬帶的,且干擾機(jī)的輻射功率很大,遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于偵收設(shè)備的靈敏度。收發(fā)隔離不好,輕則降低偵察接收機(jī)的實際靈敏度,減小偵察作用距離;重則使干擾機(jī)自發(fā)自收,形成自激勵,無法檢測雷達(dá)信號。 8.3.1 收發(fā)隔離 干擾機(jī)的收發(fā)隔離程度稱為收發(fā)隔離度,簡稱為隔離度。通常在干擾機(jī)的收發(fā)天線端口上測量,如圖89中的A、B兩點。隔離度g一般以分貝表示: (818) 圖89 干擾機(jī)收發(fā)隔離度的定義和測量 式中,PJ、Pr分別為發(fā)射天線端口處的干擾發(fā)射功率和在接收天線端口處收到的干擾信號功率。表現(xiàn)收發(fā)隔離基本要求的隔離度門限值為gJ:(819)

21、式中,Prmin為偵察接收機(jī)的靈敏度。如果干擾機(jī)的實際隔離度ggJ,則可以保證干擾機(jī)工作時不會發(fā)生收發(fā)自激,但不能保證偵收設(shè)備實際靈敏度的不降低;反之,如果gmax時,f為區(qū)間-1/(2max,1/(2max)內(nèi)均勻分布的隨機(jī)變量。 3.最小輸入信號功率Simin、動態(tài)范圍Dc和輸出信噪比(S/N) 輸入信噪比(S/N)i直接影響儲頻輸出的信噪比(S/N)o。因此,儲頻的啟動都設(shè)有較高的門限Simin。Dc以dB為單位,它是儲頻的最大輸入信號功率Simax與Simin之比:(822) 除了輸入信噪比之外,儲頻器件和電路的噪聲、寄生調(diào)制等,也是影響輸出信噪比的重要因素。 4.信號保存時間Tc和復(fù)

22、用輸出次數(shù)N Tc指輸入信號可在儲頻電路中保存的時間。在此時間內(nèi)的任意時刻都可根據(jù)需要進(jìn)行信號恢復(fù)輸出。N指在時間Tc內(nèi)可進(jìn)行輸出的次數(shù)。 此外,還有部件的體積、重量、價格、功耗等要求。根據(jù)射頻信號存儲器的工作原理,主要分為模擬儲頻技術(shù)(ARFM)和數(shù)字儲頻技術(shù)(DRFM),下面分別進(jìn)行討論。 8.4.1 模擬儲頻技術(shù)(ARFM) 直接保存模擬信號的射頻信號存儲器為模擬儲頻。其中采用射頻信號遲延線、射頻開關(guān)級聯(lián)保存模擬信號的儲頻原理已在第7章中討論,它具有瞬時頻帶寬(B=BJ)、儲頻精度高(f=0)、動態(tài)范圍大的優(yōu)點,但一般只能輸出一次。本章主要討論以示樣脈沖方式工作的模擬儲頻技術(shù)。 圖810

23、為模擬儲頻電路的基本組成。輸入信號經(jīng)過定向耦合器，主路送給射頻開關(guān)，副路送給信號檢測、儲頻控制電路。信號到達(dá)前,射頻開關(guān)接通定向耦合器,射頻放大器關(guān)閉等待,輸出端定向耦合器的主、副路均沒有信號輸出。信號到達(dá)后，如果其功率高于儲頻門限Simin,則信號檢測、儲頻控制電路將產(chǎn)生以下輸出： (1)寬度為Tc的門波：使射頻放大器在儲頻時間Tc內(nèi)都處于正常放大工作狀態(tài)，在儲頻時間Tc結(jié)束后，重新進(jìn)入關(guān)閉等待狀態(tài)； (2)寬度為Tc-c的方波:使射頻開關(guān)從脈沖前沿c時間之后，換接到儲頻遲延線，在儲頻結(jié)束后，重新接到定向耦合器。 儲頻環(huán)路由射頻開關(guān)、射頻放大器、定向耦合器和遲延線組成。只要射頻開關(guān)閉合、放大

24、器工作,它就是一個正反饋放大器。假設(shè)Ki,i4i=1分別為射頻開關(guān)、射頻放大器、定向耦合器、遲延線的增益和時延,只要滿足以下的幅相條件: (823) 圖810 模擬儲頻電路的基本組成圖811 儲頻環(huán)內(nèi)的正反饋振蕩信號 射頻放大器是儲頻電路的關(guān)鍵器件,對它的要求主要是:高增益,過載特性平穩(wěn)(過激勵時的增益下降慢),低噪聲,小信號抑制性好。目前在10GHz以下主要采用固態(tài)放大器,在10GHz以上主要采用行波管放大器,且以固態(tài)放大器為發(fā)展方向。 遲延線類型對ARFM的技術(shù)發(fā)展有著重要的影響。它的遲延時間近似為環(huán)路的遲延時間s(其它器件的遲延很小)?？紤]到對窄脈沖信號儲頻的要求,s不能太大;考慮到儲頻

25、精度要求,s也不能太小。對遲延線的要求主要是:B寬、插損小、體積小、重量輕。目前主要采用同軸電纜、光纖、熔石英(體聲波)等材料,后兩者都需要進(jìn)行光電、聲電變換。三種遲延線的性能比較參見表81。表81 三種遲延線(200ns遲延)的性能比較 8.4.2 數(shù)字儲頻技術(shù)(DRFM) 數(shù)字儲頻將輸入模擬信號變成順序的數(shù)字量,保存在數(shù)字存儲器中。需要時,再從存儲器中讀出,轉(zhuǎn)換成模擬信號輸出。由于受到數(shù)字器件速度的限制,目前數(shù)字儲頻只能在較低的頻率上進(jìn)行,在構(gòu)成射頻信號存儲器時,還需要進(jìn)行上、下變頻處理,如圖812所示。 對輸入模擬信號量化的方法主要有幅度取樣法和相位取樣法,分別稱為幅度取樣DRFM和相位

26、取樣DRFM。圖812 數(shù)字儲頻的上、下變頻過程 1.幅度取樣DRFM 單通道幅度取樣DRFM電路的基本組成如圖813(a)所示。首先由儲頻控制電路向A/D變換器發(fā)出啟動方波,使其按照采樣時鐘對輸入信號進(jìn)行幅度量化取樣,A/D變換器的輸出數(shù)據(jù)序列依次寫入存儲器。示樣脈沖方式時,方波的寬度為c,全脈沖方式時，方波寬度與輸入雷達(dá)信號的脈寬一致。需要輸出時,控制電路發(fā)出讀出方波,其寬度與輸入脈沖的寬度一致。在方波期間,按照讀出時鐘,從存儲器中依次讀出數(shù)據(jù),經(jīng)D/A變換器、濾波器產(chǎn)生模擬信號。示樣脈沖時的讀出地址在方波期間將循環(huán)若干次,全脈沖時的讀出地址在方波期間不循環(huán)。在一般情況下,讀出時鐘與采樣時

27、鐘相同。圖813 單通道幅度取樣DRFM電路的基本組成圖813 單通道幅度取樣DRFM電路的基本組成 假設(shè)經(jīng)過下變頻后的輸入信號頻率范圍為f0-B/2,f0+B/2,為了抑制上、下變頻時的高次交調(diào),中心頻率f0與帶寬B應(yīng)滿足:即 (824) 根據(jù)采樣定理,采樣時鐘的頻率fc應(yīng)滿足: (825) 將(824)式代入(825)式,可得 fc4B (826) 在信號滿量程變換的條件下,量化噪聲引起的信噪比(S/N)q與量化位數(shù)n的關(guān)系近似為 (S/N)q6.02n+1.76dB (827) 單通道DRFM的優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單,主要缺點是采樣頻率高,當(dāng)B較寬時難以實現(xiàn)。 正交雙通道幅度取樣DRFM的基本組

28、成如圖814所示。它相當(dāng)于兩路共用采樣、讀出控制信號的單通道DRFM。為了保證兩路的幅相一致性,電路中的元器件選擇、結(jié)構(gòu)設(shè)計等應(yīng)盡量一致。圖814 正交雙通道DRFM的基本組成 正交雙通道幅度取樣DRFM一般采用正交下變頻零中頻處理,輸入信號的頻率范圍為-B/2,B/2。對于每一路儲頻電路的輸入信號頻率范圍僅為0,B/2,它的采樣頻率只需滿足: fcB (828) 顯然,對于相同的瞬時帶寬B,它所需要的采樣頻率只有單通道的1/4,所以得到了廣泛應(yīng)用。它的缺點是要求雙通道的幅相一致和需要采用正交雙通道的上、下變頻。 2. 相位取樣DRFM 相位取樣DRFM的典型電路組成如圖815(a)所示,一般

29、也采用正交雙通道零中頻處理。下變頻后的I、Q模擬輸入信號、經(jīng)極性量化器(可參見第2章)成為1bit數(shù)字信號、,在啟動方波和取樣時鐘控制下,順序?qū)懭氪鎯ζ?。示樣脈沖或全脈沖時的取樣方波同幅度取樣DRFM。信號讀出由讀出方波和讀出時鐘控制,將存儲器中的數(shù)據(jù)依次送入K bit串入并出移位寄存器。移位寄存器的K位輸出,經(jīng)加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)合成模擬信號、10,濾波后輸出。圖815(b)畫出了取樣時鐘頻率為信號頻率8倍、K=4時合成模擬信號的波形。 相位取樣DRFM以極性量化器取代了A/D變換器,以加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)取代了D/A變換器,因此可以獲得較高的取樣率。假設(shè)其取樣時鐘頻率與瞬時帶寬的B比值為K,則零中頻正交變

30、頻后信號帶寬為B/2,移位寄存器的位數(shù)也應(yīng)為K,經(jīng)加權(quán)相加網(wǎng)絡(luò)合成模擬信號的有效幅度量化數(shù)為,對于量化噪聲的輸出信噪比(S/N)q為 (S/N)q=10lg(3K2) (829) 取樣率的提高,使存儲器的工作速度、存儲容量也需要相應(yīng)提高。為了降低對存儲器工作速度和存儲容量的要求,在相位取樣DRFM中普遍采用串入并出、并入串出的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換技術(shù),如圖816所示。將極性量化器輸出的1bit數(shù)字信號,以時鐘頻率fck送入Mbit串入并出移位寄存器,轉(zhuǎn)換成Mbit并行輸出,再寫入Mbit存儲器。這樣,存儲器的寫入時鐘只需為fck/M,降低為1/M倍。讀出過程的處理則相反,先按照fck/M的時鐘頻率將數(shù)據(jù)從

31、存儲器中讀至Mbit并入串出移位寄存器,再由時鐘頻率fck將其逐一讀出。圖815 相位取樣DRFM的典型電路組成圖816 存儲器輸入、輸出的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換 8.5 載頻移頻技術(shù) 雷達(dá)普遍利用運動目標(biāo)回波中的多普勒頻率,實現(xiàn)其在無源干擾(包括地物、海浪、氣象和箔條等散射物)背景中對運動目標(biāo)的檢測、顯示、識別、選擇和跟蹤。因此,對這類雷達(dá)實施速度欺騙干擾的一個重要方法,就是對接收到的雷達(dá)信號頻率進(jìn)行適當(dāng)?shù)囊祁l調(diào)制,從而破壞或擾亂雷達(dá)對真目標(biāo)的檢測、顯示、識別、選擇和跟蹤。 假設(shè)輸入信號的頻率為f0,經(jīng)移頻調(diào)制后的輸出信號頻率為f0+fdj,其中fdj就是干擾的移頻。載頻移頻電路的主要技術(shù)要求有3項。 1

32、.工作頻率范圍 目前具有動目標(biāo)信號處理能力的雷達(dá)很多,頻率范圍很寬。干擾機(jī)需要盡可能干擾各種頻率的雷達(dá),其工作頻率范圍也需很寬,一般為一到幾個倍頻程。 2.移頻fdj的范圍和精度 作為速度欺騙干擾,fdj的范圍與動目標(biāo)回波信號中多普勒頻率的范圍一致,一般為數(shù)十千赫茲。fdj的精度與雷達(dá)對動目標(biāo)信號的檢測、分辨力對應(yīng),一般為數(shù)十赫茲。 3.載波抑制比Dc和雜散抑制比Dd 由于電路、器件等原因,在移頻輸出信號中,除了頻率為f0+fdj、功率為Ps的信號之外,還有功率為Pc的載頻信號和其它頻率分量的信號。如果其它頻率分量信號中,功率最大的為Pd,則載波抑制比Dc和雜散抑制比Dd分別為(830) Dc和Dd是衡量載頻移頻信號質(zhì)量的重要指標(biāo),一般應(yīng)為20dB以上。 實現(xiàn)載頻移頻的常用器件是行波管移相放大器和固態(tài)移相器,下面分別進(jìn)行討論。 8.5.1 由行波管移相放大器構(gòu)成的載頻移頻電路 圖817為行波管放大器的典型電路及其相移特性。行波管螺線極電壓UL與輸出信號相對相移量的關(guān)系為 =0-KUL 0ULUlmax (831) 式中,0為固有相移;K為相移斜率(/V)；ULmax為最大線性移相電壓。圖817 行波管移相放大器的移頻原理 如果螺線極電壓UL(t)為