[工程科技]朱芳勇開關(guān)電源

1、PAGE . 工業(yè)工程控制學(xué)年論文 1 ;開關(guān)電源期末論文論 文 題 目： 單端正激開關(guān)電源設(shè)計 學(xué) 院 名 稱：_ 電子與信息工程學(xué)院 專 業(yè)：_電氣工程及其自動化09-1班 _ 學(xué) 生 姓 名： 朱芳勇 學(xué)號：09401170108 指 導(dǎo) 教 師： 孔中華 起訖時間： 2012年6月1日 至 2012年6月18PAGE iii TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc327779669 1 緒 論 PAGEREF _Toc327779669 h 1 HYPERLINK l _Toc327779670 1.1 前言 PAGEREF _Toc327779670 h 1

2、 HYPERLINK l _Toc327779671 1.2國內(nèi)外電源技術(shù)發(fā)展概況 PAGEREF _Toc327779671 h 1 HYPERLINK l _Toc327779672 1.3 選題背景 PAGEREF _Toc327779672 h 2 HYPERLINK l _Toc327779673 2 期末報告的具體要求 PAGEREF _Toc327779673 h 33 單端正激開關(guān)電源總體設(shè)計方案.4 3.1單端變壓器的原理.5 3.2buck的工作原理63.3buck參數(shù)變化7 HYPERLINK l _Toc327779674 3.4 推挽式變換器 PAGEREF _Toc

3、327779674 h 8 HYPERLINK l _Toc327779675 3.4.1 主從輸出推挽拓?fù)涞脑?PAGEREF _Toc327779675 h 8 HYPERLINK l _Toc327779676 3.4.2 推挽式變換器存在的問題及解決方法 PAGEREF _Toc327779676 h 93.5 變壓器磁芯選用原則123.6 變壓器磁芯的選擇143,7 變壓器設(shè)計153.7.1 一級變壓器的工作原理 173.7.2 開關(guān)頻率=200khz時變壓器的設(shè)計.183.8 輸出濾波設(shè)計19 HYPERLINK l _Toc327779677 4 保護(hù)電路的設(shè)計 PAGEREF

4、 _Toc327779677 h 20 HYPERLINK l _Toc327779678 4.1控制電路方案比較選擇 PAGEREF _Toc327779678 h 20 HYPERLINK l _Toc327779679 4.2 控制電路設(shè)計 PAGEREF _Toc327779679 h 24 HYPERLINK l _Toc327779680 4.2.1 buck控制電路設(shè)計 PAGEREF _Toc327779680 h 24 HYPERLINK l _Toc327779681 4.2.2 推挽式控制電路設(shè)計 PAGEREF _Toc327779681 h 28 HYPERLINK

5、l _Toc327779682 4.3保護(hù)電路設(shè)計 PAGEREF _Toc327779682 h 31 HYPERLINK l _Toc327779683 4.4緩沖電路設(shè)計 PAGEREF _Toc327779683 h 335 HYPERLINK l _Toc327779684 結(jié)論 PAGEREF _Toc327779684 h 35 PAGE 5單端正激開關(guān)電源設(shè)計 PAGE 191 緒 論1.1 前言電源技術(shù)是實(shí)用性極強(qiáng)的技術(shù)，服務(wù)于各行各業(yè)、各個領(lǐng)域的各式各樣的負(fù) 載，它們的性能特點(diǎn)以及采用的技術(shù)方法千差萬別，因此，研究電源技術(shù)具有豐富的內(nèi)涵和外延。是我國科學(xué)技術(shù)發(fā)展必不可少的重

6、要組成部分。上世紀(jì)八十年代，由于線性電源在成本和價格上比開關(guān)占有絕對優(yōu)勢，國內(nèi) 高頻開關(guān)電源只在個人計算機(jī)、電視機(jī)等若干類設(shè)備上得到應(yīng)用。之后，由于開 關(guān)電源在重量、體積、用銅用鐵及能耗等方面都比線性電源有顯著減少，而且對整機(jī)多項(xiàng)指標(biāo)有良好影響，因此它的應(yīng)用得到廣泛推廣。近年來許多領(lǐng)域，例如 郵電通信、軍事裝備、交通設(shè)施、儀器儀表、工業(yè)設(shè)備、家用電器等都越來越多應(yīng)用開關(guān)電源，取得了顯著效益。究其原因，是新的電子元器件、新電磁材料、 新變換技術(shù)、新控制理論及新的軟件（五新）不斷地出現(xiàn)并應(yīng)用到開關(guān)電源的緣故正激式開關(guān)電源變換器在中小功率隔離降壓型DCDC電源模塊中有著廣泛的應(yīng)用。其主變壓器只是作為

7、傳遞能量和電壓變換的作用，啟動電流、輸出紋波和所需要的濾波電容均較小。在開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中不存儲能量，少量的剩余能量，可以通過簡單的復(fù)位電路設(shè)計，就可以保證其在大動態(tài)重負(fù)載下不會磁飽和，電路工作穩(wěn)定。由于其磁芯不需要開氣隙，因而漏感較小，具有小的電壓尖峰。另外，其峰值電流也較小，傳輸能量大，相同的傳輸功率所需要的磁芯較小，易于集成。1.2國內(nèi)外電源技術(shù)發(fā)展概況電力電子技術(shù)與裝置的市場需求與日俱增，其中電源是電力電子技術(shù)的主要應(yīng)用領(lǐng)域之一。隨著微電子制造技術(shù)的進(jìn)步，計算機(jī)、通信設(shè)備、家用電器得到飛速發(fā)展，這些設(shè)備內(nèi)部往往需要采用直流穩(wěn)壓電源供電。很多關(guān)鍵的設(shè)備還需要不間斷電源，以確保市電停電時設(shè)備仍

8、能工作。近年來，隨著電力電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，新的電子元器件、新電磁材料、新變換技術(shù)、新控制理論及新的軟件不斷的出現(xiàn)并應(yīng)用到開關(guān)電源，使開關(guān)電源達(dá)到了頻率高、效率高、功率密度高、功率因數(shù)高、可靠性高。因此，許多領(lǐng)域，例如郵電通信、軍事裝備、交通設(shè)施、儀器儀表、工業(yè)設(shè)備、家用電器等都越來越多的應(yīng)用開關(guān)電源，并取得了顯著效益。隨著芯片集成度的不斷提高，電子設(shè)備內(nèi)功能部件的體積不斷減小，因而要求設(shè)備內(nèi)部電源的體積和重量不斷減小。提高開關(guān)頻率是減小開關(guān)電源體積和重量的基本措施，因?yàn)樽儔浩骱碗姼须娙莸葹V波元件的體積和重量隨頻率的提高而減小。高頻化、小型化、模塊化和智能化是直流開關(guān)電源的發(fā)展方向。高頻化是小

9、型化和模塊化的基礎(chǔ)，目前開關(guān)頻率為數(shù)百kHZ至數(shù)MHz的開關(guān)電源已有使用。功率重量比或功率體積比是表征電源小型化的重要指標(biāo)，50w/in的開關(guān)電源早已上市，目前己向120W/in發(fā)展。模塊化與小型化分不開，同時模塊化可提高電源的可靠性，簡化生產(chǎn)與使用。模塊電源的并聯(lián)串聯(lián)和級聯(lián)既便于用戶使用，也便于生產(chǎn)。智能化是便于使用和維修的基礎(chǔ)，無人值守的電源機(jī)房、航空和航天器電源系統(tǒng)等都要求高度智能化，以實(shí)現(xiàn)正常、故障應(yīng)急和危急情況下對電源的自動管理?，F(xiàn)代越來越復(fù)雜的電子設(shè)備對電源提出了各種各樣的負(fù)載需求。一個特定用途的電源裝置，應(yīng)當(dāng)具有符合負(fù)載要求的性能參數(shù)和外特性，這是基本的要求。安全可靠是必須加以保

10、證的。高效率、高功率因數(shù)、低噪音是普遍關(guān)注的品質(zhì)。無電網(wǎng)污染、無電磁干擾、省電節(jié)能等綠色指標(biāo)是全球范圍的熱門話題，并有相關(guān)的國際和國家標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范進(jìn)行約束。電源技術(shù)發(fā)展到今天，己融匯了電子、功率集成、自動控制、材料、傳感、算機(jī)、電磁兼容、熱工等諸多技術(shù)領(lǐng)域的精華，已從多學(xué)科交叉的邊緣學(xué)科成長為獨(dú)樹一幟的功率電子學(xué)。1.3 選題背景隨著電子技術(shù)的高速發(fā)展，電子系統(tǒng)的應(yīng)用領(lǐng)域越來越廣泛，電子設(shè)備的種類也越來越多，電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益密切。任何電子設(shè)備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源具有穩(wěn)定性能好、輸出電壓紋波小、使用可靠等優(yōu)點(diǎn)，但其通常都需要體積大且笨

11、重的工頻變壓器與體積和重量都很大的濾波器。由于調(diào)整管工作在線性放大狀態(tài)，為了保證輸出電壓穩(wěn)定，其集電極與發(fā)射極之間必須承受較大的電壓差，導(dǎo)致調(diào)整管的功耗較大，電源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于調(diào)整管上消耗較大的功率，所以需要采用大功率調(diào)整管并裝有體積很大的散熱器，很難滿足現(xiàn)代電子設(shè)備發(fā)展的需要。開關(guān)電源是一種采用開關(guān)方式控制的直流穩(wěn)壓電源，通過控制開關(guān)的占空比來調(diào)整輸出電壓。它以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源形式。主要作為高功率脈沖電源的初級電源和大型軍用設(shè)備的電源系統(tǒng),

12、也可以應(yīng)用于大電流快速充放電系統(tǒng)和電子、通信、航天、醫(yī)療等各個領(lǐng)域,其中,幾十幾百千瓦的大、高功率開關(guān)電源主要應(yīng)用于現(xiàn)代化工業(yè)、國防事業(yè)和大型科研項(xiàng)目中,具有非常廣泛的應(yīng)用前景。中國科學(xué)院電工所最近研制成功的“50kW/40kHz高壓穩(wěn)壓電源”代表著國內(nèi)高頻大功率開關(guān)電源的先進(jìn)技術(shù)水平。“200kW開關(guān)電源”的研究,標(biāo)志著我國的高功率脈沖電源技術(shù)翻開了歷史性的一頁。 目前,國外的高功率開關(guān)電源研制技術(shù)較為成熟,并主要應(yīng)用于工業(yè)和軍事上。在粒子加速器、電磁發(fā)射、電磁推進(jìn)、微波武器等脈沖功率技術(shù)應(yīng)用的領(lǐng)域中,電源設(shè)備的平均功率通常在幾百千瓦甚至幾兆瓦以上,體積和重量只有國內(nèi)的幾十分之一,而且自動化

13、程度非常高。 近年來,國內(nèi)的小功率開關(guān)電源技術(shù)已日趨成熟,基本能夠滿足工業(yè)生產(chǎn)和軍事發(fā)展的需要。 新型的高功率開關(guān)電源（平均功率200kW）具有體積小、重量輕、效率高、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)勢,而且具有先進(jìn)的自動控制技術(shù)。近年來，在高壓大功率的應(yīng)用場合，開關(guān)電源作為一種高效好型、高性能的電源己廣泛用于家用電器、電子計算機(jī)、變頻器等電子設(shè)備中。采用開關(guān)電源后，可以使相關(guān)裝置體積小、重量輕、功耗低、穩(wěn)壓范圍寬，大大地改善了裝置的控制可靠性及保護(hù)性能。2 期末報告的具體要求輸入電壓AC220V(10電壓波動），頻率50Hz。輸出電壓10V(9.5V10.5V)，輸出電流40A(3644A)，開關(guān)頻率200K

14、Hz主電路可以自己選擇單端正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。要求計算出選用管子的參數(shù)及變壓器和濾波電感電容的設(shè)計。3 單端正激開關(guān)電源總體設(shè)計方案圖3.1所示是開關(guān)電源電路的典型結(jié)構(gòu)，它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關(guān)占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關(guān)電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴(kuò)散，并將電網(wǎng)輸入電壓進(jìn)行整流濾波，為變換器提供直流電壓。變換器是開關(guān)電源的關(guān)鍵部分，它把直流電壓變換成高頻交流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。輸出整流濾波電路將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓，同時還防止高頻噪聲對負(fù)載的干擾。取樣電路和

15、開關(guān)占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓，并將其與基準(zhǔn)電壓比較，進(jìn)行放大，調(diào)制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。圖3.1開關(guān)電源典型結(jié)構(gòu)開關(guān)電源的基本工作原理：輸入交流電（市電）首先經(jīng)過整流濾波電路形成直流VS，該直流電V。再經(jīng)過通、斷狀態(tài)。如圖3.2(a)所示波形V?？刂频碾娮娱_關(guān)電路后，變換成脈沖狀態(tài)交流電V0，V0再經(jīng)電感、電容等儲能元件構(gòu)成的整流濾波電路平滑后，輸出直流電V0（圖3.2(c)）。顯然，輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大?。ǔ烧龋?，而V0的有效值又與開關(guān)的導(dǎo)通占空比DTON/T（其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通過取樣比較電路中

16、的取樣電阻R1和R2對輸出電壓V0取樣，并使之與基準(zhǔn)電壓VREF進(jìn)行比較，若取樣電壓高于VREF，則比較電路輸出Ve減小，取樣控制占空比控制電路，使TON/T下降，從而使V0下降；若取樣電壓低于VREF，則比較電路輸出Ve增加，使TON/T增加，從而使V0增加，這樣就可以使開關(guān)電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。圖2.2開關(guān)電源工作波形圖3.2開關(guān)電源波形圖3.1 單端正激變壓器原理單端正激變壓器的原理圖如圖3.3所示。 圖3.3單端正激式變換器原理圖單端正激變壓器又稱buck轉(zhuǎn)換器。因其在原邊繞組接通電源Vi的同時把能量傳遞到輸出端而得名。正激式變壓器的轉(zhuǎn)換功率通常在50500 W之間。輸

17、出電壓Vo由匝比n、占空比D和輸入電壓Vi確定。當(dāng)PWM控制器輸出正脈沖，功率開關(guān)導(dǎo)通，變壓器的初級繞組通過電流，此電流由兩部分組成，一部分為磁化電流即流經(jīng)等效開環(huán)電感上的電流，另一部分足與輸出電流等效的初級電流，他和初次級匝比成正比，和輸出電流成正比。儲存在電感上的能量必須在功率開關(guān)關(guān)斷后下一次開啟前泄放掉，以便使磁通復(fù)位。N3為去磁繞組。 3.2 buck工作原理BUCK變換器又稱降壓變換器，它是一種對輸入輸出電壓進(jìn)行降壓變換直流斬波器，即輸出電壓低于輸入電壓。其基本結(jié)構(gòu)如圖3.4所示。假定:(l)開關(guān)晶體管、二極管均是理想元件，也就是可以快速地“導(dǎo)通”和“截止”，而且導(dǎo)通壓降為零，截止時

18、漏電流為零;(2)電感、電容是理想元件，電感工作在線性區(qū)未飽和，寄生電阻為零，電容的等效串聯(lián)電阻為零;(3)輸出電壓中紋波電壓與輸出電壓比值小到允許忽略。圖3.4 Buck變換器電路工作過程：當(dāng)主開關(guān)Tr導(dǎo)通，如圖3.5所示，is=流過電感線圈L，電流線性增加在負(fù)載R上流過電流Io，兩端輸出電壓Vo，極性上正下負(fù)。當(dāng)is i。時，電容在充電狀態(tài)。這時二極管D承受反向電壓而截止。經(jīng)時間D1Ts后，如圖2.4所示主開關(guān)Tr截止，由于電感L中的磁場將改變L兩端的電壓極性，以保持其電流不變。負(fù)載兩端電壓仍是上正下負(fù)。在Io時，電容處在放電狀態(tài)，以維持Io、Vo不變。這時二極管D，承受正向偏壓為電流紅構(gòu)

19、成通路，故稱D為續(xù)流二極管。由于變換器輸出電壓Vo小于電源電壓Vs，故稱它為降壓變換器。其工作圖如下圖3.5和圖2.4所示: 圖3.5 Tr導(dǎo)通 圖3.6 Tr關(guān)斷在一般的電路中是期望BUCK電路工作在連續(xù)導(dǎo)通模式下的，在一個完整的開關(guān)周期中，BUCK變換器的工作分為兩段，其工作波形圖為:圖3.7 BUCK在連續(xù)模式下的工作波形圖3.3 buck變換器的參數(shù)計算在BUCK變換器電路中給定輸入電壓Vs的范圍、輸出電壓Vo、功率P輸出電流I。、紋波電壓的范圍Vo，開關(guān)頻率fs，就可以推出電路中L、C的參數(shù)值和所需要開關(guān)管和二極管的耐壓和耐流值，從而選定各自的型號。從圖3.7中的波形圖可知，在開關(guān)管

20、Tr導(dǎo)通期間(一)，電感電流上升量為 （3.1）在開關(guān)管關(guān)斷期間，電感電流的下降量為 （3.2）由于穩(wěn)態(tài)時這兩個電流變化量相等，即所以由上述兩式可得: （3.3）由上式整理得 （3.4） (l)電感L的確定在連續(xù)和不連續(xù)之間有個臨界狀態(tài)，此時 （3.5）將3.2式代入3.5可得 （3.6）將3.6式整理得 （3.7）要保證電路工作在連續(xù)工作模式必須使LLc，一般取1.2倍的裕量。(2)電容C的確定流經(jīng)電容的電流是()，由于對電容的充放電產(chǎn)生的紋波電壓，如圖3.4中和波形。 （3.8）將3.2式代入3.8式得 （3.9）開關(guān)管的峰值電流為 開關(guān)管的耐壓值為 根據(jù)擬定技術(shù)指標(biāo)：輸入電壓AC220

21、輸出電壓DC10V 頻率50Hz 輸出電流40A(3644A) 開關(guān)頻率200KHz有上述公式推到可得：Lc 取 7.2uH C 取 3.4mF根據(jù)耐壓值和余量 開關(guān)管取 IRFPS37N50A 500V 28A 二極管取 RF2001T4S 400V 18A峰值電流 取28A3.4 推挽式變換器3.4.1 主從輸出推挽拓?fù)涞脑韴D3.8 推挽脈寬調(diào)制變換器推挽拓?fù)淙鐖D3.8所示，它主要由帶多個次級繞組的變壓器構(gòu)成，每個次級繞組都提供一組相差180的方波脈沖，脈沖幅值由次級繞組的匝數(shù)決定。而所有的次級繞組的脈寬都由接于次級主輸出的負(fù)反饋控制電路決定。在推挽式變換器中使用兩個幅值相等、脈寬可調(diào)、

22、相差180的脈沖驅(qū)動Q1和Q2基極外，它的控制電路和其他電路原理一樣。導(dǎo)通時段，開關(guān)管的基極驅(qū)動必須足夠大，已使在整個電流范圍內(nèi)，都能夠把每個初級半繞組的底端電壓拉到低到等于開關(guān)管飽和導(dǎo)通壓降Vea，約為1V。因此當(dāng)每一個開關(guān)管導(dǎo)通時，都提供給對應(yīng)初級半繞組幅值為（Vdc1）的方波電壓?？紤]到輸出整流二極管的正向壓降Vd，整流二極管陰極的輸出是一個導(dǎo)通時間為Ton、幅值為(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平頂方波。這里Vd是整流二極管的正向壓降，對于傳統(tǒng)的快速二極管其值為1V，對于肖特基二極管（通常用于Vm為5V的大電流輸出場合）其值為0.5V。因?yàn)槊總€半周期都有一個占空比為Ton的脈沖，所

23、以整流二極管陰極輸出脈沖的占空比為2Ton/T。圖3.5中，LC濾波器的輸入波形是方波幅值不變且脈寬可調(diào)。圖3.5中LC濾波器的功能是提供一個值為方波平均值的直流輸出，同時濾除方波中的紋波。電容和電感的功能分析和計算過程與buck調(diào)整器完全一樣。如圖3.6所示輸出Vm的直流或平均電壓為 （3.10） Vm對應(yīng)的主輸出整流器波形如圖3.6所示。如果將Vm接入負(fù)反饋，如圖3.5所示，以控制導(dǎo)通時間Ton，則Vm將隨著直流輸入電壓和輸出負(fù)載電流的變化來調(diào)整輸出，使Vm保持不變。盡管負(fù)載電流沒有出現(xiàn)在式3.10中，但只要是負(fù)載電流改變導(dǎo)致的Vm變化，它都會被誤差放大器所采樣，然后通過控制導(dǎo)通時間Ton

24、來糾正，使Vm保持不變。只要L1不隨負(fù)載電流減小進(jìn)入不連續(xù)工作模式，導(dǎo)通時間Ton的變化就不大，其具體數(shù)值由式3.10根據(jù)不同的匝比Nm/Np、Vdc和周期T來確定。從輸出的整流二極管陰極電壓由從繞組的匝數(shù)決定。其方波寬度與主輸出相同，為由主輸出Vm的反饋環(huán)確定的Ton。因此從輸出為 （3.11） （3.12）3.4.2 推挽式變換器存在的問題及解決方法1.最小電流的限制當(dāng)有從輸出時，直到主輸出電流降到額定值得1/10，則直到主輸出電流降到最小值，根據(jù)式3.7計算出電感不都會進(jìn)入不連續(xù)工作模式。在此范圍內(nèi)，從輸出電壓值將保持在5%的范圍內(nèi)。當(dāng)主電感進(jìn)入不連續(xù)狀態(tài)時（電感電流低于最小電流值），T

25、on明顯下降，從輸出電壓也隨之明顯下降。不過，反饋環(huán)仍能保持主輸出電壓恒定。同樣，從輸出在其輸出電流范圍內(nèi)也不允許不連續(xù)運(yùn)行。如果他們的最小電流值選為額定值的1/10，則可以根據(jù)3.7式計算從輸出電感。2 磁通不平衡如圖3.6鐵芯材料的磁滯回線圖3.6典型鐵氧體磁心材料(Ferroxcube 3C8)的磁滯回線。如果要磁通曲線保持在線性范圍內(nèi)，則在頻率達(dá)到30kHz時，磁通變化范圍須限制在2000G之間。頻率為100300kHz時，由于磁心高頻損耗的原因，磁通變化范圍的峰值必須減至1200G或800G以下。正常工作時，磁芯的磁通變化范圍位于上圖所示的B1和B2之間。工作在磁滯回線2000G以內(nèi)

26、的線性部分是合理的。 當(dāng)Q1導(dǎo)通時，如圖3.5所示，Np1的異名端為正，磁心沿磁滯回線上升即從B1向B2移動。其上升的實(shí)際值與Np1兩端電壓和Q1導(dǎo)通時間的乘積成比例。當(dāng)Q1關(guān)斷Q2導(dǎo)通時，Np1的同名端為正，磁心沿磁滯回線從B2往B1下降，其下降的實(shí)際值與Np2兩端電壓和Q2的導(dǎo)通時間成比例。如果Q1導(dǎo)通時Np1施加的伏秒數(shù)與Q2導(dǎo)通時Np2施加的伏秒數(shù)相等，則一個周期后，磁心會從B1上升至B2，正好又返回到B1。但只要伏秒數(shù)稍有不等，磁心就不能回到起點(diǎn)，并且若干周期后，磁心將偏離磁滯回線，進(jìn)入飽和區(qū)。飽和區(qū)的磁心不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電壓和電流，導(dǎo)致開關(guān)

27、管損壞。 使導(dǎo)通時的置位伏秒數(shù)與關(guān)斷時的復(fù)位伏秒數(shù)不相等的因素很多。即使Q1和Q2的基極電壓寬度相同，其集電極電壓寬度也可能不完全相等。對于通常的集成電路控制芯片，其產(chǎn)生的兩組基極驅(qū)動脈沖電壓基本相等。 如果Q1、Q2是雙極型晶體管，則其存儲時間會使集電極導(dǎo)通時間比基極脈沖的時間長。存儲時間為0.36pts。存儲時間也受溫度的影響，隨溫度上升而顯著增加。即使Q1、Q2在相同溫度下的存儲時間恰好相同，如果Q1、Q2在散熱器上相距較遠(yuǎn)，以致工作溫度不同，其存儲時間也可能相差很大。 另外，如果一個開關(guān)管導(dǎo)通的伏秒數(shù)略大于另一個，就會使磁心略偏離平衡點(diǎn)而趨向飽和。如果磁心磁通達(dá)到磁滯回線（如圖3.6所

28、示）的彎曲部分，則會使該開關(guān)管的電流比另一個開關(guān)管的電流大，并且在該半周期，磁心勵磁電流將成為負(fù)載電流的主要部分。于是流過較大電流的開關(guān)管會變得較熱，使它的存儲時間延長。隨著該開關(guān)管存儲時間的延長，這半周期內(nèi)作用于磁心的伏秒數(shù)會增加，流過的電流也會增加，該管的存儲時間進(jìn)一步延長。這樣，失控狀態(tài)將很快出現(xiàn)，磁心飽和，開關(guān)管損壞。 如果Ql、Q2是MOSFET管，則磁通不平衡問題兢遠(yuǎn)沒有那么嚴(yán)重。首先，MOSFET管沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關(guān)管導(dǎo)通時間相等。更重要的是，由于MOSFET管的導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加，所以上述失控情況不會發(fā)生。 相反地，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫升而

29、增加的特性提供了負(fù)反饋?zhàn)饔茫兄诩m正磁通不平衡問題。設(shè)伏秒數(shù)開始不平衡，則伏秒數(shù)較大的半周期內(nèi)，由于磁心開始移向磁滯回線彎曲部分，流過對應(yīng)開關(guān)管的電流就較大。有較大電流的開關(guān)管，管溫增加，導(dǎo)通壓降也增大，但這將使對應(yīng)初級半繞組上的電壓降低。從而降低該半周期的伏秒數(shù)，使流過該開關(guān)管的電流減小，恢復(fù)正常。 綜上所訴，可以從平衡伏秒數(shù)出發(fā)用以下幾個方法減小磁通不平。增加初級繞組的電阻匹配功率開關(guān)管磁心加氣隙使用mosfet功率開關(guān)管使用電流模式拓?fù)溆捎诰C合考慮到技術(shù)、成本、實(shí)現(xiàn)的難易，本設(shè)計將采用使用mosfet功率開關(guān)管和電流模式控制以減小磁通的不平衡。3.5 .變壓器磁芯的選用原則開關(guān)電源中

30、的變壓器從性能價格比考慮，MnZn功 率鐵氧體材料是最佳的選擇。應(yīng)用于高頻開關(guān)電源變壓器中的鐵氧體應(yīng)具有以下磁特性：高飽和磁通密度或高的振幅磁導(dǎo)率，在工作頻率范圍有低的磁芯總損耗，較低的溫度系數(shù)，較高的居里溫度。磁芯損耗Pc主要由磁滯損耗Ph和渦流損耗Pe(包括剩余損耗Pr)組成，即：磁滯損耗Ph正比于直流磁滯回線的面積，并與頻率成正比關(guān)系。即：對于工作頻率在100kHz以下的功率鐵氧體磁芯，降低磁滯損耗是最重要的，為降低損耗，即要降低矯頑力Hc、剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度。要達(dá)到此目的，須從兩方面著手，一是從配方成分方面，盡量使磁晶各項(xiàng)異性常數(shù)k0，磁滯伸縮常數(shù)0；二是在工藝上要做到高密度、大晶粒、均勻

31、完整、另相少、內(nèi)應(yīng)力小、氣孔少。3.6變壓器磁芯的選擇 目前，高頻開關(guān)電源變壓器所用的磁芯材料一般有鐵氧體、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。這些材料中，坡莫合金價格最高，從降低電源產(chǎn)品的成本方面來考慮不宜采用。非晶合金和超微晶材料的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度雖然高，但在假定的測試頻率和整個磁通密度的測試范圍內(nèi)，它們呈現(xiàn)的鐵損最高，因此，受到高功率密度和高效率的制約，它們也不宜采用。雖然鐵氧體材料的損耗比坡莫合金大些，飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度也比非晶合金和超微晶材料低，但鐵氧體材料價格便宜，可以做成多種幾何形狀的鐵芯。對于大功率、低漏磁變壓器設(shè)計，用E-E型鐵氧體鐵芯制成的變壓器是最符合其要求的，而且E-E型鐵芯

32、很容易用鐵氧體材料制作。所以，綜合來考慮，變換器的變壓器磁芯選擇功率鐵氧體材料，E-E型。3.6.2. 工作磁感應(yīng)強(qiáng)度的確定工作磁感應(yīng)強(qiáng)度Bm是開關(guān)電源變壓器設(shè)計中的一個重要指標(biāo)，它與磁芯結(jié)構(gòu)形式、材料性能、工作頻率及輸出功率的因素有關(guān)關(guān)。若工作磁感應(yīng)強(qiáng)度選擇太低，則變壓器體積重量增加，匝數(shù)增加，分布參數(shù)性能惡化；若工作磁感應(yīng)強(qiáng)度選擇過高，則變壓器溫升高，磁芯容易飽和，工作狀態(tài)不穩(wěn)定。一般情況下，開關(guān)電源變壓器的Bm值應(yīng)選在比飽和磁通密度Bs低一些，對于鐵氧體材料，工作磁感應(yīng)強(qiáng)度選取一般在0.16T到0.3T之間。設(shè)計中，根據(jù)特定的工作頻率、溫升、工作環(huán)境等因素，把工作磁感應(yīng)強(qiáng)度定在0.2 T

33、。3.6.3.變壓器的計算功率開關(guān)電源變壓器工作時對磁芯所需的功率容量即為變壓器的計算功率，其大小取決于變壓器的輸出功率和整流電路的形式。變換器輸出電路為全波整流，因此 （3.13） 式中：Pt為變壓器的計算功率，單位為W變壓器的查手冊預(yù)訂效率為0.85 Po為變壓器的輸出功率，單位為W4.磁芯設(shè)計輸出能力的確定 磁芯材料確定后，磁芯面積的乘積反映了變壓器輸出功率的能力。其磁芯面積為 （3.14）或 式中： Ap為磁芯截面積乘積，單位為cm4； Ac為磁芯截面積，單位為cm2； Am為磁芯窗口截面積，單位為cm2； Bm為磁芯工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，單位為T； Kw為窗口占空系數(shù)取0.2； Kj為電流

34、密度系數(shù)(溫升為50時，E形磁芯取534)。3.7變壓器設(shè)計3.7.1變壓器工作原理 變壓器是一種利用互感禍合的電感器件。它由磁芯和繞組組成，磁芯起導(dǎo)磁作用，并使變壓器的電性能和經(jīng)濟(jì)指標(biāo)大大變好。接輸入端的是初級繞組，起激磁和從輸入端獲取電能的作用，并通過它將輸入電能轉(zhuǎn)換為磁場能。接輸出端的是次級繞組，它將磁場能轉(zhuǎn)換為電能供給負(fù)載。 變壓器的工作原理，可概括為空載、負(fù)載兩種工作狀態(tài)的三個物理過程。如圖3.1所示：當(dāng)開關(guān)K在斷開位置時，匝數(shù)為N。的初級繞組，接通交流電源V。后，變壓器處在空載狀態(tài)。此時，第一個物理過程是：初級繞組產(chǎn)生激磁電流。，磁勢E0N0I0，其產(chǎn)生磁場 （3-1） （3-2）

35、式中，Bm為磁感應(yīng)強(qiáng)度，m為磁通量，Le。為磁芯有效長度，Ae為磁芯有效截面積，I1為磁芯磁導(dǎo)率，為初級繞組電流。由式(3-2)可知，在磁芯中激起交變磁通m。此時為電生磁過程。圖2.4變壓器結(jié)構(gòu)示意圖空載的第二個物理過程是：據(jù)電磁感應(yīng)定律，磁芯里的交變磁通，在初級繞組兩端產(chǎn)生自感電勢E1繞組兩端產(chǎn)生互感電勢E2時稱為磁生電過程。根據(jù)空載狀態(tài)時，初級繞組的自感電勢E瞬時值為設(shè)=m*COSt 則可以得到電壓有效值 E1=KfN1BmAef 其中Kf 為波形系數(shù)，N1為初級繞組匝數(shù)，Bm為工作磁感應(yīng)強(qiáng)度，也為磁心有效截面積，f為電源頻率）。由電磁感應(yīng)定律，次級繞組互感電動勢E2的瞬時值為 設(shè)=m*C

36、OSt，則可得電壓有效值E2KffN2BmAe（N2為次級繞組匝數(shù)）。設(shè)初、次級電阻為零，則有V1E1，V2E2，并可得到V2/V1=N2/N1，這是變壓器的變壓原理。3.7.2開關(guān)頻率=200khz時變壓器設(shè)計圖3.7.1變壓器是一種應(yīng)用電磁感應(yīng)原理，將電能從一個電路傳輸?shù)搅硪浑娐返碾姶叛b置，是電源設(shè)備中的關(guān)鍵部件之一。變壓器只用于交流傳輸與變換，而不能進(jìn)行直接傳輸，在交流電路中起電氣隔離、儲能、變壓、變阻等作用的。圖3.7.1變壓器1）輸出變壓器次級電壓U2計算UL是輸出扼流圈在內(nèi)次級線圈的電壓降，Uf是輸出二極管的正向電壓。最低的次級電壓U2min為設(shè) ULMAX=0.2V，UF=0.5

37、V(設(shè)定肖特基二極管)，則2）初、次線圈計算輸入直流電壓U1的最小值使用按輸出電路計算求得的U1min值。根據(jù)第一級變壓器計算得一次側(cè)電壓為80（V）,則變壓比N為根據(jù)計算得S=磁心材質(zhì)相當(dāng)于TDK的H7C4,最大工作磁道密度30mB可從圖3-4中查得.實(shí)際使用時的磁心溫度約100，且要選擇能保持線性范圍的Bm，即0.3T以下。當(dāng)磁心溫度有100，工作頻率200KHz時，約減少0.1T而成為 Bm=0.2T。根據(jù)線圈計算公式則，因而次級N2 = 2，式中Bm為磁心的磁通密度(T);S為磁心的有效截面積(mm2)。初級線圈的匝數(shù)則是確定 N1=6，N2=2。次級線圈所需要的電壓U2min一定要充

38、分，因此要進(jìn)行ton max的修正計算。根據(jù)(2.3.2)公式 則有修正結(jié)果為0.4,仍然在0.40.45范圍內(nèi)，可以繼續(xù)使用以下計算。3.8 輸出濾波器的設(shè)計在開關(guān)電源中帶磁心的電感器，一般采用電感線圈Lf 與輸出濾波電容器Cf 構(gòu)成的“L”型濾波器如右圖3.7.2。電感線圈對高頻成分呈現(xiàn)很高的感抗，而電容對高頻成分呈現(xiàn)很小容抗，已達(dá)到在電路中抑制紋波和平滑直流的作用。圖3.8.2 濾波器1） 輸出扼流圈的電感值設(shè)計計算流入輸出扼流圈電流L為輸出扼流圈的電感(H); 流入輸出扼流圈電流為輸出電流的10%30%。則有電感L值為：由此可見，需要4.0625H，12A的扼流圈。2）輸出濾波電容的確

39、定輸出電容器的選定取決于輸出脈動電壓控制在多少毫伏。輸出脈動電壓雖要根據(jù)和輸出電容器的等效串聯(lián)電阻RSE確定，但一般規(guī)定為輸出電壓的0.3%0.5%范圍。就是在200HKz范圍內(nèi)，需要RSE值在以下電容器的。所以可以選擇20V，8200 H，則RSE為25m ,容許脈動電流為2.4Ams.流向電容器的紋波電流為說明該電容器合適。3）濾波器電阻設(shè)計要想不是輸出扼流圈的電流中斷而直接使用時，可以假設(shè)電阻值為 Rd則假設(shè)電阻Rd 電耗為Wrd4）復(fù)位電路計算復(fù)位電路如圖3.8.3所示。開關(guān)功率管VT1接通時，變壓器T1的磁通增加，磁能被儲存到T1，當(dāng)VT1截止時，即放出這種受激磁的磁能下圖復(fù)位線圈到

40、T1上，圖3.8.3 復(fù)位電路以在VT1截止時通過VD1把磁能反饋到輸入。在VT1截止時，因復(fù)位線圈N3兩端的電壓受U1限制因此，這是初級圈的電壓U3可求在此公式里，如果N1和N3線圈耦合不好，則VT1截止瞬間所發(fā)生的尖峰電壓會因漏磁通而Bm也會飽和，且會有過大電流流向初級線圈，為防止這種現(xiàn)象，要滿足下面(2.5.2)公式則磁復(fù)位串接在N3的中二極管VD1承受最大電壓為那么選擇VD1額定電壓為900V，這樣基本符合要求的。5）功率開關(guān)管選擇圖3.8.4為MOSFET型功率開關(guān)管，它主要具有驅(qū)動功率小，器件功率容量大;第二個顯著特點(diǎn)是開關(guān)速度快，工作頻率高，另外他的熱穩(wěn)定性優(yōu)于GTR等優(yōu)點(diǎn)，也是

41、目前開關(guān)變換器廣泛應(yīng)用的開關(guān)器件。圖3.8.4MOSFET型功率開關(guān)管根據(jù)單端正激式變換器計開關(guān)管VT1承受最大電壓公式6得:根據(jù)需求，可以選擇DSJSK218型號。它的最高承受電壓為900V，允許最大電流為3.5A，而功率損耗是50W，是上面功率最小損耗的。 PAGE 204 保護(hù)電路的設(shè)計4.1控制電路方案比較選擇電源的性能例如輸入的線性調(diào)整、輸入線與負(fù)載的變動反應(yīng)特性，基本上取決于歸返回路(return loop)的結(jié)構(gòu)。歸返方式可分為兩種，分別是: (a) 電流模式控制。 (b) 電壓模式控制。有關(guān)電壓模式控制 圖4.1是電壓模式控制的DC-DC Converter電路實(shí)例，由圖可知它

42、是由單一的反饋回路所構(gòu)成，它的輸出電壓歸返至輸入端，誤差增幅器可將基準(zhǔn)電壓Vref，與分壓后的輸出電壓差分增幅，再將結(jié)果輸入到脈沖寬變調(diào)器(PWM: Pulse Width Modulation)，PWM比較器(comparator)可將增幅后的差分信號，與內(nèi)部產(chǎn)生的鋸齒狀信號作比較，并將調(diào)節(jié)占空比，最后再輸出PWM信號。圖4.1 電壓模式控制的DC-DC變頻器基本電路有關(guān)電流模式控制 圖4.2是電流模式控制的DC-DC轉(zhuǎn)換器電路實(shí)例，由圖可知它是在電壓反饋端追加設(shè)置可使電感電流返回的回路。在電流模式控制的DC-DC變換器 ，流入電感的電流與流入PWM比較器可以控制占空比的電流都被當(dāng)作控制信輸

43、入，換句話說除了輸出電壓之外電感電流也能反饋，是它與電壓模式最主要的結(jié)構(gòu)差異。4.2的電流模式控制的DC-DC 變換器的電感檢測方法有三種，分別是:(一) 平均電流模式控制。(二) 固定ON/OFF時間控制。 PAGE 35(三).峰值電流模式控制。 圖4.2電流模式控制的DC-DC變換器基本電路 圖4.3是平均電流模式控制的DC-DC 變換器電路，由于輸入電流與輸入電壓同相，因此它可以有效改善輸入效率。圖4.3 平均電流模式控制的DC-DC 變換器基本電路 峰值(peak)電流模式控制則是電源電路設(shè)計經(jīng)常使用的方式。圖4.2的開關(guān)管Tr1一旦導(dǎo)通的話，電感電流IL 會大幅增加，如果電感電流I

44、L與控制信號一致時，開關(guān)管Tr1會將固定周期的時間內(nèi)關(guān)斷。此外峰值電流模式控制變換器能獲得良好的線形調(diào)整特性，因此可去除輸入電源的交流諧波成份，去除音頻噪聲。不論是電流連續(xù)模式或是電流非連續(xù)模式，都具有相同的動作特性，所以即使負(fù)載范圍非常寬廣，兩者仍然具備穩(wěn)定動作的特征，而且補(bǔ)償電路也很簡單。電感電流IL值亦即控制電壓，是利用輸出電壓的歸返信號控制，IL的檢測信號則與控制電壓Vc作比較，被檢測的IL直到與Vc相同之前，PWM 調(diào)節(jié)器的輸出會持續(xù)維持Tr1為ON狀態(tài)，若IL與Vc相同時就使Tr1為OFF狀態(tài)。下個周期則是由時鐘脈沖使RF變低后才開始動作，如此一來IL的峰值就可利用控制電壓獲得正確

45、的控制，由此可知電流模式控制特性是由許多要素構(gòu)成。由上述可知電流模式的優(yōu)點(diǎn)：(一) 具備良好的線形調(diào)整特性(二) 位相補(bǔ)償非常簡單(三) 響應(yīng)特性不仰賴電流連續(xù)與電流非連續(xù)動作模式(四) 不需另外設(shè)置電流限制電路峰值電流模式的缺點(diǎn)：(一)輸出電感峰值電流恒定而非平均電流恒定(二)對輸出電感電流擾動的響應(yīng)(三)電流模式的斜率補(bǔ)償電流模式控制的轉(zhuǎn)換器必需增加設(shè)置各種電路，因此設(shè)計上顯得比較復(fù)雜，不過電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)卻大于缺點(diǎn)，尤其是輸入電壓范圍很大的系統(tǒng)例如PC、高頻通訊設(shè)備，或是要求低輸出變動的系統(tǒng)，電流模式控制具備的線形調(diào)整特性就可獲得充分的發(fā)揮。此外利用補(bǔ)償設(shè)定的過渡反應(yīng)超調(diào)、連接時間、穩(wěn)

46、定性，不論是連續(xù)模式或是非連續(xù)模式，兩者的性能幾乎完全相同。相較之下電壓模式控制的轉(zhuǎn)換器為維持連續(xù)模式，必需設(shè)置很大的磁氣電路。 電流模式控制的另一項(xiàng)優(yōu)點(diǎn)是它使用結(jié)構(gòu)簡單的零極點(diǎn)，加上IC化的電路使得器件的使用數(shù)量大幅減少，同時還可以降低電容器的容量與外形體積，輸出電容對ESR無特別的要求。設(shè)計中一級變換器的占空比小于50%不存在擾動響應(yīng)和斜率補(bǔ)償?shù)膯栴}，而二級變換中需要應(yīng)用斜率補(bǔ)償，以避免震蕩。斜率補(bǔ)償電路如下圖4.5 圖4.5斜率補(bǔ)償電路圖 由R1和R2確定幅值的正斜坡電壓取自定時電容上端并與電流采樣電阻加。若選擇R1，R2使疊加到Vi電壓斜率等于輸出電感電流下降斜率的一半，則輸出電感電流

47、平均值與開關(guān)管脈寬無關(guān)。只要R1，R2滿足下式就能完全補(bǔ)償 （4.1）式中 由于R1和R2會從定時電容正端吸收電流而改變頻率，所以要選擇足夠大的（R1+R2）以減小對頻率的影響，先選擇R1，然后根據(jù)式4.1選擇R2。電流檢測方法功率開關(guān)電路的電路拓?fù)浞譃殡娏髂Ｊ娇刂坪碗妷耗Ｊ娇刂?。電流模式控制具有動態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡化、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點(diǎn)，因而取得越來越廣泛的應(yīng)用。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地測量電流值，故電流檢測電路的實(shí)現(xiàn)就成為一個重要的問題。 在電流環(huán)的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電

48、阻小損耗也小。 電流檢測電路的實(shí)現(xiàn)方法主要有兩類：電阻檢測和電流互感器檢測。 如下圖4.6圖4.6電阻檢測接地當(dāng)使用圖4.6直接檢測開關(guān)管的電流時還必須在檢測電阻Ri旁并聯(lián)一個小RC濾波電路，因?yàn)楫?dāng)開關(guān)管斷開時集電極電容放電，在電流檢測電阻上產(chǎn)生瞬態(tài)電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯。 在實(shí)際電路設(shè)計時，特別在設(shè)計大功率、大電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因?yàn)闄z測電阻損耗大，達(dá)數(shù)瓦，甚至十幾瓦；而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐那么小的電阻。 實(shí)際上在大功率電路中實(shí)用的是電流互感器檢測，如圖4.7所示。圖4.7電流互感器檢測電路電流互感器檢測在保持良好波

49、形的同時還具有較寬的帶寬，電流互感器還提供了電氣隔離，并且檢測電流小損耗也小，檢測電阻可選用稍大的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個瞬態(tài)電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測電阻上進(jìn)行測量，但同時也要求電流脈沖每次過零時磁芯能正常復(fù)位，尤其在平均電流模式控制中，電流互感器檢測更加適用，因?yàn)槠骄娏髂Ｊ娇刂浦斜粰z測的脈沖電流在每個開關(guān)周期中都回零。如果電流互感器的磁芯不能復(fù)位，將導(dǎo)致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個很嚴(yán)重的問題，首先是不能正確測量電流值，從而不能進(jìn)行有效的電流控制；其次使電流誤差放大器總是“認(rèn)為”電流值小于設(shè)定值，這將使電流誤差放大器過補(bǔ)償，導(dǎo)致電流波形失真。電流互感器檢測最適合應(yīng)

50、用在對稱的電路，如推挽電路、全橋電路中。對于單端電路因?yàn)殡姼须娏鞑荒芑亓愣怪绷髦怠皝G失”了；并且電流互感器因不能磁復(fù)位而飽和，從而失去過流保護(hù)功能，輸出產(chǎn)生過壓等。綜上所述，一級變換電流檢測采用圖4.6，二級采用圖4.7的電路方法，較簡單實(shí)用。4.2 控制電路設(shè)計4.2.1 buck控制電路設(shè)計本設(shè)計選用UC3842作為變換器的控制芯片。對其做一個簡單介紹。UC3842是高性能固定頻率電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應(yīng)用而設(shè)計，為設(shè)計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。這些集成電路具有可微調(diào)的振蕩器、能進(jìn)行精確的占空比控制、溫度補(bǔ)償?shù)膮⒖?、高增益誤差放大器。電流取樣

51、比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其它的保護(hù)特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周電流限制、可編程輸出靜區(qū)時間和單個脈沖測量鎖存。UCX842A有16伏（通）和10伏（斷）低壓鎖定門限，十分適合于離線變換器。UCX843A是專為低壓應(yīng)用設(shè)計的，低壓鎖定門限為8.5伏（通）和7.6伏（斷）。微調(diào)的振蕩器放電電流可精確控制占空比電流模式工作到500千赫自動前饋補(bǔ)償鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流內(nèi)部微調(diào)的參考電壓，帶欠壓鎖定大電流圖騰柱輸出欠壓鎖定，帶滯后低啟動和工作電流直接與安森美半導(dǎo)體的SENSEFET產(chǎn)品接口簡化框圖如下：圖4.8 UC3842簡化框圖端1為COMP端

52、；端2為反饋端；端3為電流測定端；端4接Rt、Ct確定鋸齒波頻率；端5接地；端6為推挽輸出端，有拉、灌電流的能力；端7為集成塊工作電源電壓端，可以工作在840V；端8為內(nèi)部供外用的基準(zhǔn)電5V，帶載能力50mA。各管腳功能說明如下表圖4.9 UC3842管腳功能表各個管腳用法及接線：圖4.10 誤差放大器的補(bǔ)償電路接法圖4.11 關(guān)斷鎖定必須選用 MCR101 SCR以保持在Tmin時電流小于0.5mA，所有電阻都是10K。圖4.12 電流波形尖脈沖的抑制增加RC濾波器將消除電流波形前沿尖脈沖導(dǎo)致的不穩(wěn)定。圖4.13 軟啟動電路4.2.2 推挽式控制電路設(shè)計控制芯片選用UC3846，其資料如下：

53、UC3846/47電流模式PWM控制器最早是由美國尤尼創(chuàng)公司(Unitrode C0rporation)推出的，現(xiàn)由美國德州儀器公司生產(chǎn)。UC3846和UC3847都是16引腳PWM控制器，其主要區(qū)別在于：在關(guān)斷狀態(tài)下，UC3846輸出低電平，而UC3847則輸出高電平。UC3846/47系列電流模式PWM控制器分軍品、工業(yè)品和民品三個等級，相對應(yīng)的型號分別為UC1846/47，UC23846/47和UC3846/47。下面以美國德州儀器公司生產(chǎn)的UC3846/47電流模式PWM控制器為例，對其特點(diǎn)、引腳功能、電氣參數(shù)、工作原理以及典型應(yīng)用分別進(jìn)行介紹。特點(diǎn)和引腳說明高頻開關(guān)電源集成控制器 (

54、1)自動前饋補(bǔ)償。 (2)可編程控制的逐個脈沖限流功能。 (3)推挽輸出結(jié)構(gòu)下自動對稱校正。 (4)負(fù)載響應(yīng)特性好。 (5)可并聯(lián)運(yùn)行，適用于模塊系統(tǒng)。 (6)內(nèi)置差動電流檢測放大器，共模輸入范圍寬。 (7)雙脈沖抑制功能。 (8)大電流圖騰柱式輸出，輸出峰值電流500mA。 (9)精密帶隙基準(zhǔn)電源，精度1%。 (10)內(nèi)置欠電壓鎖定電路。 (11)內(nèi)置軟啟動電路。(12)具有外部關(guān)斷功能。 UC3846管腳圖 (13)工作頻率高達(dá)500kHz。 圖4.14 UC3846原理框圖2UC3846/47的引腳功能簡介如下： C/S SS（引腳1）：限流信號軟啟動輸入端。該端可接給定信號。 VREF

55、（引腳2）：基準(zhǔn)電源輸出端。該端輸出一溫度特性極佳的基準(zhǔn)電壓。 C/S-（引腳3）：電流檢測比較器反相輸入端。該端接電流檢測信號。 C/S+（引腳4）：電流檢測比較器同相輸入端。該端接給定信號。 E/A+(引腳5)：誤差放大器同相輸入端。在閉環(huán)或開環(huán)系統(tǒng)中，該端都接給定信號。 E/A-（引腳6）：誤差放大器反相輸入端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，該端接輸出反饋信號。根據(jù)需要，可在該端與引腳7之間接入不同功能的反饋網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成比例、積分、比例積分等類型的閉環(huán)調(diào)節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端直接與引腳7相連，構(gòu)成跟隨器。 COMP(引腳7)：誤差放大器輸出端。在閉環(huán)系統(tǒng)中，根據(jù)需要，可在該端與引腳6之間接人不同功能的反

56、饋網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成比例、積分、比例積分等類型的閉環(huán)調(diào)節(jié)器。在開環(huán)系統(tǒng)中，該端可直接與引腳6相連。構(gòu)成跟隨器。 CT(引腳8)：振蕩器定時電容接人端。 Rr(引腳9)：振蕩器定時電阻接入端。 Sync(引腳10)：同步信號輸入端。在該端輸入一方波信號可實(shí)現(xiàn)控制器的外同步。該端亦可作為同步脈沖信號輸出端，向外電路輸出同步脈沖信號。 A OUT(引腳11)：輸出端A。引腳11和引腳14是兩路互補(bǔ)輸出端。 GND(引腳12)：信號地。 VC(引腳13)：輸出級偏置電壓接人端。 B OUT(引腳14)：輸出端B。引腳14和引腳11是兩路互補(bǔ)輸出端。 VIN(引腳15)：偏置電源接入端。Shutdown(引腳1

57、6)：外部關(guān)斷信號輸入工作原理： UC3846/47采用定頻電流模式控制，改善了系統(tǒng)的線電壓調(diào)節(jié)率和負(fù)載響應(yīng)特性，簡化了控制環(huán)路的設(shè)計。UC3846/47內(nèi)置精密帶隙可調(diào)基準(zhǔn)電壓、高頻振蕩器、誤差放大器、差動電流檢測放大器、欠電壓鎖定電路以及軟啟動電路，具有推挽變換自動對稱校正、并聯(lián)運(yùn)行、外部關(guān)斷、雙脈沖抑制以及死區(qū)時間調(diào)節(jié)等功能。 通過電流檢測放大器實(shí)現(xiàn)峰值開關(guān)電流檢測的方法主要有兩種：(1)采用外接檢測電阻 (2)采用變壓器耦合，采用外接檢測電阻最為簡單，但是需要考慮檢測電阻上的功耗問題。而采用變壓器耦合雖然結(jié)構(gòu)上比較復(fù)雜，但既能起到隔離作用，又能提高效率，是比較理想的選擇。無論采用何種方

58、法，都必須盡量降低最大檢測電壓條件下的功耗。另外，如果采用檢測電阻直接檢測開關(guān)電流，為防止因開關(guān)管集電極寄生電容放電而引人大的電流尖峰，有必要增加一個RC濾波網(wǎng)絡(luò)。 UC3846/47的振蕩頻率由下式?jīng)Q定： (4.2)Rt的取值范圍為1500kQ，Ct的取值最好在lOOpF以上。為了防止開關(guān)管直通，在實(shí)際過程中，UC3846/47內(nèi)部的振蕩器將生成特定的輸出“死區(qū)”時鐘信號。該脈沖信號將使兩個輸出端處于禁止?fàn)顟B(tài)，從而避免直通現(xiàn)象的發(fā)生。輸出“死區(qū)”時間的大小由振蕩器的下降時間決定，是定時電容Ct的函數(shù)。死區(qū)時間 (4.3)UC3846具有快速保護(hù)功能，它與電流取樣電路延時關(guān)斷不同。保護(hù)功能腳（

59、腳16）經(jīng)檢測放大器接晶閘管的門極，當(dāng)電路發(fā)生異常時，使腳16電位上升到0.35V，保護(hù)電路動作，晶閘管導(dǎo)通，使腳1電平被拉至接近地電平，電路進(jìn)入保護(hù)狀態(tài)，輸出脈沖封鎖。4.2驅(qū)動電路設(shè)計驅(qū)動電路如下圖圖4.15 帶隔離變壓器的驅(qū)動電路電容C起隔離直流的作用,T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。導(dǎo)通時隔離變壓器上的電壓為(1D)Ui、關(guān)斷時為DUi,若主功率管S可靠導(dǎo)通電壓為12V,則隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/(1D)/Ui。為保證導(dǎo)通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路結(jié)構(gòu)較簡單可靠,具有電氣隔離作用。當(dāng)脈寬變化時,驅(qū)動的關(guān)斷能力不會隨著變化。該電路只需一個電源,

60、即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動的管子時提供一個負(fù)壓,從而加速了功率管的關(guān)斷,且有較高的抗干擾能力。但該電路所存在的一個較大缺點(diǎn)是輸出電壓的幅值會隨著占空比的變化而變化。當(dāng)D較小時,負(fù)向電壓小,該電路的抗干擾性變差,且正向電壓較高,應(yīng)該注意使其幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當(dāng)D大于0.5時驅(qū)動電壓正向電壓小于其負(fù)向電壓,此時應(yīng)該注意使其負(fù)電壓值不超過MOSFET柵極的允許電壓。所以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場合。所以一級變換器驅(qū)動采用該電路。4.3保護(hù)電路設(shè)計1.輸入過壓保護(hù)由R1、R2構(gòu)成的分壓電路足為輸入電壓Ui的檢測電路，